JP2006080806A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】 ノイズを広帯域に亘って除去することにより、電圧制御発振器の出力信号の品質を高める。
【解決手段】 動作電圧が与えられる電源端子Ｖｃｃと、制御電圧が与えられる制御端子Ｖｔと、制御電圧に応じた発振周波数の信号を出力する出力端子Ｐｏとを備え、電源端子Ｖｃｃには互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサＣｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２が並列接続されており、制御端子Ｖｔには互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサＣｖｔ１，Ｃｖｔ２が並列接続されている。これにより、動作電圧や制御電圧に重畳しているノイズを広帯域に亘り除去されることから、出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）を向上させることが可能となる。
【選択図】 図１

Description

本発明は電圧制御発振器（ＶＣＯ）に関し、特に、ノイズ除去用のバイパスコンデンサを有する電圧制御発振器に関する。

電圧制御発振器は、制御端子に与えられる制御電圧に応じた発振周波数の信号を出力する電子部品であり、携帯電話機や無線ＬＡＮなどに広く利用されている（特許文献１乃至５参照）。電圧制御発振器では、制御端子に与えられる制御電圧や、電源端子に与えられる動作電圧はいずれも直流電圧である必要があり、これらにノイズが重畳していると出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）が劣化することから、できるかぎりこのようなノイズを除去する必要がある。

ノイズを除去する方法としては、制御端子や電源端子にバイパスコンデンサを接続する方法が知られている。制御端子や電源端子にバイパスコンデンサを接続すれば、制御電圧や動作電圧にノイズが重畳している場合であっても、内部回路に達する前にこれをグランド側に逃がすことが可能となる。
特開２００３−１６３５３８号公報 特開平９−２１９６２２号公報 特開平１０−２８４９３５号公報 特開２０００−３５７９２０号公報 特開平１０−２７０９３７号公報

しかしながら、ＶＣＯに使用されるバイパスコンデンサには、寄生インダクタンス成分に起因する所定の自己共振周波数が存在することから、従来は、ノイズを広帯域に亘って除去することは困難であった。

したがって、本発明は、ノイズを広帯域に亘って除去することにより、電圧制御発振器の出力信号品質を高めることを目的とする。

本発明による電圧制御発振器は、動作電圧が与えられる電源端子と、制御電圧が与えられる制御端子と、前記制御電圧に応じた発振周波数の信号を出力する出力端子とを少なくとも備え、前記電源端子及び前記制御端子の少なくとも一方に、互いに自己共振周波数の異なる少なくとも２つのバイパスコンデンサが並列接続されていることを特徴とする。

本発明によれば、従来に比べ、動作電圧や制御電圧に重畳しているノイズを広帯域に亘り除去することができることから、出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）を向上させることが可能となる。

本発明において、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサは、制御端子に並列接続されていることが好ましい。出力信号の品質は、制御電圧に重畳したノイズの影響を強く受けることから、制御端子に２つのバイパスコンデンサを並列接続すれば、出力信号の品質を効果的に高めることが可能となるからである。

本発明において、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサは、電源端子及び制御端子の両方にそれぞれ並列接続されていることがより好ましい。これによれば、出力信号の品質を最大限に高めることが可能となる。

本発明による電圧制御発振器は、グランドレベルに共通接続される複数のグランド端子をさらに備え、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサは、それぞれ異なるグランド端子に接続されていることが好ましい。これによれば、バイパスコンデンサとグランド端子とを接続するグランド配線の配線長を短くすることが可能となり、グランド配線のインダクタンス成分が小さくなる。これにより、ノイズが侵入しにくくなることから、出力信号の品質をよりいっそう向上させることが可能となる。

本発明において、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサの一部又は全部は、電圧制御発振器を構成する基板に内蔵されていても構わない。これによれば、バイパスコンデンサとグランド端子との接続距離を非常に短くすることができることから、ノイズが非常に侵入しにくい構成とすることが可能となる。

本発明において、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサの自己共振周波数は、いずれも前記発振周波数以下に設定されていることが好ましい。特に、第１のバイパスコンデンサの自己共振周波数をＦｒ１、第２のバイパスコンデンサの自己共振周波数をＦｒ２、前記発振周波数をＦｏとした場合、
Ｆｏ／３≦Ｆｒ１＜２Ｆｏ／３
２Ｆｏ／３≦Ｆｒ２≦Ｆｏ
を満たしていることがより好ましい。これによれば、出力信号の周波数帯のノイズを極めて効果的に除去することが可能となる。

このように、本発明による電圧制御発振器は、動作電圧や制御電圧に重畳しているノイズを広帯域に亘り除去することができることから、従来に比べ、出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）を大きく向上させることが可能となる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の好ましい実施形態による電圧制御発振器の回路図である。

図１に示すように、本実施形態による電圧制御発振器は、動作電圧が与えられる電源端子Ｖｃｃと、制御電圧が与えられる制御端子Ｖｔと、出力端子Ｐｏとを備えており、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１〜Ｃ８、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、インダクタＬ１，Ｌ２からなる内部回路によって、制御端子Ｖｔに与えられる制御電圧に応じた発振周波数の信号が出力端子Ｐｏより出力される。尚、本発明による電圧制御発振器の内部回路は、図１に示す回路構成に限定されるものではない。

本実施形態による電圧制御発振器は、電源端子Ｖｃｃとグランドレベル間に並列接続された第１及び第２のバイパスコンデンサＣｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２を備えており、さらに、制御端子Ｖｔとグランドレベル間に並列接続された第１及び第２のバイパスコンデンサＣｖｔ１，Ｃｖｔ２を備えている。

図２は、バイパスコンデンサ（Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２）の等価回路図である。

図２に示すように、バイパスコンデンサ（Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２）には、静電容量成分Ｃｐのみならず、等価直列インダクタンスＥＳＬ、電極抵抗Ｒｅ及びヒステリシス損抵抗Ｒｈからなる寄生成分が含まれており、このうち等価直列インダクタンスＥＳＬの存在によって、所定の自己共振周波数を持つ。自己共振周波数は通常、静電容量成分Ｃｐが大きくなるほど低くなり、静電容量成分Ｃｐが小さくなるほど高くなる傾向がある。自己共振周波数近辺では、非常に高い交流接地効果が得られるものの、自己共振周波数から遠ざかるに従って、交流接地効果は大きく低減する。

この点を考慮して、本実施形態による電圧制御発振器では、電源端子Ｖｃｃとグランドレベル間に並列接続されたバイパスコンデンサＣｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２として、互いに自己共振周波数が異なるコンデンサが用いられ、且つ、制御端子Ｖｔとグランドレベル間に並列接続されたバイパスコンデンサＣｖｔ１，Ｃｖｔ２として、互いに自己共振周波数が異なるコンデンサが用いられている。これにより、動作電圧や制御電圧に重畳しているノイズが広帯域に亘って除去されることから、出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）を向上させることが可能となる。

これらバイパスコンデンサ（Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２）の自己共振周波数としては、いずれも出力信号の発振周波数以下に設定することが好ましい。このように設定すれば、動作電圧や制御電圧に重畳しやすいノイズを効果的に除去することが可能となる。

より具体的には、バイパスコンデンサＣｖｃｃ１又はバイパスコンデンサＣｖｔ１の自己共振周波数をＦｒ１、バイパスコンデンサＣｖｃｃ２又はバイパスコンデンサＣｖｔ２の自己共振周波数をＦｒ２、出力信号の発振周波数をＦｏとした場合、
Ｆｏ／３≦Ｆｒ１＜２Ｆｏ／３
２Ｆｏ／３≦Ｆｒ２≦Ｆｏ
を満たすよう、これらバイパスコンデンサの特性を選択することが特に好ましい。これによれば、ノイズを極めて効果的に除去することが可能となる。

尚、バイパスコンデンサＣｖｃｃ１の自己共振周波数と、バイパスコンデンサＣｖｔ１の自己共振周波数については、同じであっても構わないし異なっていても構わない。同様に、バイパスコンデンサＣｖｃｃ２の自己共振周波数と、バイパスコンデンサＣｖｔ２の自己共振周波数についても、同じであっても構わないし異なっていても構わない。

このように、本実施形態による電圧制御発振器は、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔの両方に、互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサが並列接続されていることから、動作電圧や制御電圧に重畳しているノイズを広帯域に亘り除去することが可能となる。これにより、従来に比べ、出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）を大きく向上させることが可能となる。

バイパスコンデンサ（Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２）の接続方法としては特に限定されるものではないが、図３に示すように、電圧制御発振器を構成する基板１０の表面（部品搭載面）１１に、静電容量が大きく高周波特性の優れる積層セラミックチップコンデンサを搭載することにより行うことができる。この場合、図３に示すように、バイパスコンデンサＣｖｃｃ１とバイパスコンデンサＣｖｃｃ２をそれぞれ異なるグランド端子（図３に示す例では、ＧＮＤ１とＧＮＤ２）に接続し、且つ、バイパスコンデンサＣｖｔ１とバイパスコンデンサＣｖｔ２をそれぞれ異なるグランド端子（図３に示す例では、ＧＮＤ１とＧＮＤ３）に接続することが特に好ましい。これによれば、高周波電流成分が分散するばかりでなく、バイパスコンデンサとグランド端子とを接続するグランド配線１２の配線長を短くすることができることから、グランド配線１２のインダクタンス成分が小さくなる。このため、ノイズが侵入しにくくなり、出力信号の品質をよりいっそう向上させることが可能となる。

また、バイパスコンデンサ（Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２）としてチップコンデンサを搭載部品として用いることは必須でなく、図４に示すように、その一部（又は全部）を電圧制御発振器を構成する基板１０に内蔵しても構わない。つまり、電圧制御発振器を構成する基板１０に含まれる導体パターン１３の重なりによってバイパスコンデンサを構成しても構わない。この場合、大きな容量値を得ることは困難であるが、バイパスコンデンサとグランド端子との接続距離を非常に短くすることができ、よりいっそうノイズが侵入しにくい構成とすることが可能となる。

本発明は、以上説明した実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔの両方に、互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサが並列接続されているが、本発明は、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔの少なくとも一方に、このようなバイパスコンデンサを並列接続すれば足りる。つまり、図５に示すように、電源端子Ｖｃｃ側にのみ自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサを並列接続しても構わないし、図６に示すように、制御端子Ｖｔ側にのみ自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサを並列接続しても構わない。但し、上記実施形態のように、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔの両方に複数のバイパスコンデンサを並列接続すれば、これらの一方にのみ複数のバイパスコンデンサを並列接続した場合と比べて、出力信号の品質をより向上させることが可能となる。電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔの一方にのみ複数のバイパスコンデンサを並列接続する場合には、制御端子Ｖｔ側にこれらを接続することが好ましい。これは、動作電圧に重畳したノイズよりも、制御電圧に重畳したノイズの方が出力信号の品質に大きな影響を与えるからである。

また、並列接続するバイパスコンデンサの数は２個以上であれば特に限定されず、例えば、３個又は４個であっても構わない。３個以上のバイパスコンデンサを並列接続する場合、各バイパスコンデンサの自己共振周波数を全て異ならせることが好ましく、これによれば、よりいっそう広い周波数帯で高い交流接地効果を得ることが可能となる。但し、並列接続するバイパスコンデンサの数を増やすと、電圧制御発振器全体のサイズが大型化することから、並列接続するバイパスコンデンサの数としては２個が最適である。

また、並列接続する複数のバイパスコンデンサは、それぞれ物理的に別個のコンデンサである必要はなく、自己共振周波数が異なる複数のコンデンサを内蔵した１個のチップコンデンサ等を用いても構わない。

以下、本発明の実施例について説明するが、本発明はこの実施例に何ら限定されるものではない。

［実施例］

図１に示す回路構成を有し、発振周波数が３ＧＨｚ近辺である電圧制御発振器を作製した。バイパスコンデンサＣｖｃｃ１及びバイパスコンデンサＣｖｔ１の容量値は１８ｐＦ（自己共振周波数Ｆｒ１＝約１．５ＧＨｚ）に設定し、バイパスコンデンサＣｖｃｃ２及びバイパスコンデンサＣｖｔ２の容量値は１０ｐＦ（自己共振周波数Ｆｒ２＝約２ＧＨｚ）に設定した。そして、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔに高周波信号を重畳させることにより、バイパスコンデンサによる交流接地効果を測定した。測定の結果を図７に示す。

図７に示すように、本実施例による電圧制御発振器では、非常に広い周波数帯において高い交流接地効果が得られることが確認された。具体的には、測定した周波数帯（０．５ＧＨｚ〜４ＧＨｚ）のほぼ全帯域で１０ｄＢ以上の減衰を得ることができた。

また、出力端子より発振周波数が約３ＧＨｚの信号を出力させ、そのＣ／Ｎ特性を測定したところ、１０９．９ｄＢという高い値が得られた。

［比較例１］

実施例による電圧制御発振器からバイパスコンデンサＣｖｃｃ１及びバイパスコンデンサＣｖｔ１を削除して、同様に交流接地効果を測定した。測定の結果を図８に示す。

図８に示すように、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔに対してバイパスコンデンサがそれぞれ１個（１０ｐＦ）であると、２ＧＨｚ近辺では高い交流接地効果が確認されたが、１０ｄＢ以上の減衰が得られた周波数帯は１．２ＧＨｚ〜３．８ＧＨｚまでの範囲に制限された。

また、出力端子より発振周波数が約３ＧＨｚの信号を出力させ、そのＣ／Ｎ特性を測定したところ、その値は１０９．３ｄＢであり、実施例の値よりも低下した。

［比較例２］

実施例による電圧制御発振器からバイパスコンデンサＣｖｃｃ２及びバイパスコンデンサＣｖｔ２を削除して、同様に交流接地効果を測定した。測定の結果を図９に示す。

図９に示すように、電源端子Ｖｃｃ及び制御端子Ｖｔに対してバイパスコンデンサがそれぞれ１個（１８ｐＦ）であると、１．５ＧＨｚ近辺では高い交流接地効果が確認されたが、１０ｄＢ以上の減衰が得られた周波数帯は０．８ＧＨｚ〜３．２ＧＨｚまでの範囲に制限された。

また、出力端子より発振周波数が約３ＧＨｚの信号を出力させ、そのＣ／Ｎ特性を測定したところ、その値は比較例１と同様１０９．３ｄＢであり、実施例の値よりも低下した。

本発明の好ましい実施形態による電圧制御発振器の回路図である。 バイパスコンデンサ（Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２）の等価回路図である。 バイパスコンデンサを電圧制御発振器を構成する基板１０の表面１１に搭載した例を示す略平面図である。 バイパスコンデンサの一部を電圧制御発振器を構成する基板１０に内蔵した例を示す略断面図である。 電源端子Ｖｃｃ側にのみ自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサを並列接続した例を示す回路図である。 制御端子Ｖｔ側にのみ自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサを並列接続した例を示す回路図である。 実施例による電圧制御発振器の交流接地特性を示すグラフである。 比較例１による電圧制御発振器の交流接地特性を示すグラフである。 比較例２による電圧制御発振器の交流接地特性を示すグラフである。

符号の説明

１０ 電圧制御発振器を構成する基板
１１ 表面（部品搭載面）
１２ グランド配線
１３ 導体パターン
Ｃｖｃｃ１，Ｃｖｃｃ２，Ｃｖｔ１，Ｃｖｔ２ バイパスコンデンサ
Ｃ１〜Ｃ８ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃｐ 静電容量成分
ＥＳＬ 等価直列インダクタンス
Ｒｅ 電極抵抗
Ｒｈ ヒステリシス損抵抗
Ｖｃｃ 電源端子
Ｖｔ 制御端子
Ｐｏ 出力端子

Claims (7)

1. 動作電圧が与えられる電源端子と、制御電圧が与えられる制御端子と、前記制御電圧に応じた発振周波数の信号を出力する出力端子とを少なくとも備える電圧制御発振器であって、前記電源端子及び前記制御端子の少なくとも一方に、互いに自己共振周波数の異なる少なくとも２つのバイパスコンデンサが並列接続されていることを特徴とする電圧制御発振器。
2. 前記少なくとも２つのバイパスコンデンサは、前記制御端子に並列接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
3. 前記少なくとも２つのバイパスコンデンサは、前記電源端子及び前記制御端子の両方にそれぞれ並列接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電圧制御発振器。
4. グランドレベルに共通接続される複数のグランド端子をさらに備え、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサは、それぞれ異なるグランド端子に接続されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電圧制御発振器。
5. 前記少なくとも２つのバイパスコンデンサの一部又は全部が電圧制御発振器を構成する基板に内蔵されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電圧制御発振器。
6. 前記少なくとも２つのバイパスコンデンサの自己共振周波数は、いずれも前記発振周波数以下に設定されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電圧制御発振器。
7. 前記少なくとも２つのバイパスコンデンサのうち、第１のバイパスコンデンサの自己共振周波数をＦｒ１、前記少なくとも２つのバイパスコンデンサのうち、第２のバイパスコンデンサの自己共振周波数をＦｒ２、前記発振周波数をＦｏとした場合、
   Ｆｏ／３≦Ｆｒ１＜２Ｆｏ／３
   ２Ｆｏ／３≦Ｆｒ２≦Ｆｏ
   を満たしていることを特徴とする請求項６に記載の電圧制御発振器。
   

Images