JP3185175U

JP3185175U - 電源供給回路

Info

Publication number: JP3185175U
Application number: JP2013002911U
Authority: JP
Inventors: 実展岡田
Original assignee: Alps Electric Co Ltd
Current assignee: Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 2013-05-24
Filing date: 2013-05-24
Publication date: 2013-08-01
Anticipated expiration: 2023-05-24

Abstract

【課題】電源端子における反共振周波数の発生による電源インピーダンスの上昇を防止し、広帯域に亘ってノイズの除去ができる電源供給回路を提供する。
【解決手段】電子回路５０の電源入力端子５１に電源電圧Ｖｂｂを供給する電源供給回路１００であって、配線基板７を有し、電源電圧Ｖｂｂが供給される電源端子１１と、一端がグランドに接続され、他端が電源端子１１に接続された第１キャパシタ１と、一端がグランドに接続されているとともに、第１キャパシタ１とは自己共振周波数が異なる第２キャパシタ２と、を配線基板７に備える。第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタの他端とを配線基板７に形成した配線パターン１２で接続すると共に、配線パターン１２によって生成されるインダクタンス成分３の両端間に抵抗４を接続した。
【選択図】図２

Description

本考案は、電子回路の電源入力端子に電源電圧を供給する電源供給回路に関する。

従来、電子回路の電源入力端子に電源電圧を供給する電源供給回路には、自身の電子回路のノイズ又は他の電子回路から到来するノイズを除去するために、電子回路の電源入力端子とグランド間にバイパスキャパシタが接続された回路が用いられてきた。しかし、バイパスキャパシタには寄生インダクタンス成分に起因する自己共振周波数が存在することから、ノイズを広帯域に亘って除去することは困難であった。この問題を解決するため、互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサを並列接続し、ノイズを広帯域に亘って除去する技術、例えば、特許文献１に開示されたような技術が知られている。

図６に示す第１従来例としての電圧制御発振器９００は、動作電圧が与えられる電源端子Ｖｃｃと、制御電圧が与えられる制御端子Ｖｔと、制御電圧に応じた発振周波数の信号を出力する出力端子Ｐｏとを備えている。電源端子Ｖｃｃには互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサＣｖｃｃ１とバイパスコンデンサＣｖｃｃ２とが並列接続されている。また、制御端子Ｖｔには互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサＣｖｔ１とバイパスコンデンサＣｖｔ２とが並列接続されている。このことにより、電源端子Ｖｃｃや制御端子Ｖｔにおけるインピーダンスを広帯域に亘って低下させ、動作電圧や制御電圧に重畳しているノイズを広帯域に亘って除去することができる。従って、出力信号の品質（Ｃ／Ｎ特性）を向上させることが可能となるとしている。

また、特許文献２に開示されているように、並列接続された互いに自己共振周波数の異なる２つのバイパスコンデンサそれぞれのホット側端子間に電源共通化線路を接続しているような技術も知られている。

図８に示す第２従来例としてのマルチバンド高周波電力増幅器８００は、２つの電源供給線路８０５及び８１５が、低周波除去回路８０７の電源共通化線路８７５を介して接続されている。そして、この接続点に共通の電源端子８０６を共有接続する構造を有している。電源共通化線路８７５と電源供給線路８０５の接続点とグランド間には、高周波電力増幅用トランジスタ８０３のバイパスコンデンサ８７１Ｂが接続されている。また、電源共通化線路８７５と電源供給線路８１５の接続点とグランド間には、高周波電力増幅用トランジスタ８１３のバイパスコンデンサ８７１Ｃが接続されている。

図８に示すマルチバンド高周波電力増幅器８００によれば、低周波除去回路８０７のバイパスコンデンサ８７１Ｂとバイパスコンデンサ８７１Ｃとを接続する電源共通化線路８７５を含む誘導性リアクタンス成分と各バイパスコンデンサとの共振を低周波除去回路８０７として機能させることができる。また、マルチモード・マルチバンド化が進む無線通信分野で使用される高周波増幅器において、基本波周波数より低い周波数帯域での受信帯域雑音、発振スプリアスといった不要な信号周波数を除去・抑圧することが可能であり、通信品質の向上を実現することができるとしている。

特開２００６−０８０８０６号公報特開２００９−２５３７８５号公報

しかしながら、図６に示す電圧制御発振器９００では、並列接続された２つのバイパスコンデンサの異なる自己共振周波数間に、反共振周波数が発生するという問題が生じてしまう。図７に、電圧制御発振器９００における交流接地効果を表す減衰特性を示す。図７から分かるように、２つの自己共振周波数（約１．６ＧＨｚ及び約２．１ＧＨｚ）間に、反共振周波数（約１．８ＧＨｚ）が発生している。従って、電圧制御発振器９００では、広帯域に亘ってノイズを除去することはできなかった。

また、図８に示すマルチバンド高周波電力増幅器８００では、基本波周波数より低い、所望の周波数帯域での不要な信号周波数を除去・抑圧することが可能であるが、反共振周波数が発生するという問題は残っており、この場合でも広帯域に亘ってノイズを除去することはできなかった。

本考案は、このような従来技術の実情に鑑みてなされたもので、その目的は、電源端子における反共振周波数の発生による電源インピーダンスの上昇を防止し、広帯域に亘ってノイズを除去することができる電源供給回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、本考案の電源供給回路は、電子回路の電源入力端子に電源電圧を供給する電源供給回路であって、配線基板を有し、前記電源電圧が供給される電源端子と、一端がグランドに接続され、他端が前記電源端子に接続された第１キャパシタと、一端がグランドに接続されているとともに、前記第１キャパシタとは自己共振周波数が異なる第２キャパシタと、を前記配線基板に備え、前記第１キャパシタの他端と前記第２キャパシタの他端とを前記配線基板に形成した配線パターンで接続すると共に、前記配線パターンによって生成されるインダクタンス成分の両端間に抵抗を接続したという特徴を有する。

このように構成された本考案の電源供給回路は、自己共振周波数が異なる第１キャパシタと第２キャパシタのそれぞれの一端を接地し、第１キャパシタと第２キャパシタのそれぞれの他端同士を配線パターンによって生成されるインダクタンス成分で接続したので、電源インピーダンスを複数の所定の帯域で低下させることができると共に、インダクタンス成分の両端間に抵抗を接続したので、反共振周波数の発生による電源インピーダンスの上昇を低減させることができる。従って、電源インピーダンスを広帯域に亘って低下させることができ、そのため、電子回路におけるノイズを広帯域に亘って除去することができる。

また、上記の構成において、本考案の電源供給回路は、前記第２キャパシタの他端に前記電源入力端子が接続されるという特徴を有する。

このように構成された本考案の電源供給回路は、第２キャパシタの他端に電子回路の電源入力端子が接続されるため、電源電圧が供給される電源端子と電源入力端子が配線基板上で離れた位置にあったとしても、電源端子と電源入力端子との間に電源供給回路を配置でき、配線基板のスペースを有効に使用することができる。

また、上記の構成において、本考案の電源供給回路は、前記第１キャパシタの他端に前記電源入力端子が接続されるという特徴を有する。

このように構成された本考案の電源供給回路は、第１キャパシタの他端に電子回路の電源入力端子が接続されるため、電源電圧が供給される電源端子と電源入力端子とが配線基板上で近い位置にあった場合に、電源端子と電源入力端子とを容易に接続することができる。

また、上記の構成において、本考案の電源供給回路は、前記インダクタンス成分が、前記配線基板に構成された分布定数回路により形成されているという特徴を有する。

このように構成された電源供給回路は、インダクタンス成分が、配線基板に構成された分布定数回路により形成されているため、インダクタンス成分の特性インピーダンスを正確に設定することができる。従って、電源インピーダンス値をより小さな値に低下させることができる。

また、上記の構成において、電源供給回路は、前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタそれぞれの容量値が異なるという特徴を有する。

このように構成された電源供給回路は、第１キャパシタ及び第２キャパシタそれぞれの容量値が異なるため、第１キャパシタ及び第２キャパシタそれぞれの自己共振周波数は異なり、その容量値の相違によって自己共振周波数の差が大きく異なってくる。従って、第１キャパシタ及び第２キャパシタそれぞれの容量値を異ならせることによって、電源インピーダンスをより広帯域に亘って低下させることができ、そのため、より広帯域に亘ってノイズを除去することができる。

本考案・第１実施形態の電源供給回路に係る回路図である。本考案・第１実施形態の電源供給回路の外観図である。本考案・第１実施形態の電源供給回路の電源インピーダンスを示すグラフである。本考案・第２実施形態の電源供給回路に係る回路図である。本考案・第２実施形態の電源供給回路の外観図である。第１従来例に係る電圧制御発信器に係る電源供給回路に係る回路図である。第１従来例に係るマルチバンド高周波電力増幅器の低周波除去回路の特性を示すグラフである。第２従来例に係るマルチバンド高周波電力増幅器に係る回路図である。

[第１実施形態]
以下、本考案の第１実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、第１実施形態の電源供給回路１００に係る回路図であり、図２は、電源供給回路１００の外観図である。図３は、図１に示す本考案・第１実施形態の電源供給回路１００の電源インピーダンスを示すグラフである。

本考案の第１実施形態に係る電源供給回路１００は、図１及び図２に示すように、電子回路５０の電源入力端子５１に電源電圧Ｖｂｂを供給する回路である。電源供給回路１００は、電源電圧Ｖｂｂが外部から供給される電源端子１１と、第１キャパシタ１と、第２キャパシタ２と、抵抗４とを備えている。

図２に示すように、電源供給回路１００は、配線基板７の一方の面に構成されている。配線基板７の一方の面には、電子回路５０が構成されていると共に、外部から電源電圧Ｖｂｂが供給される電源端子１１が形成されている。電源供給回路１００は、電子回路５０の電源入力端子５１と電源端子１１との間に構成されている。

第１キャパシタ１は、一端がグランドに接続されていて、他端が電源端子１１に接続され、また、第２キャパシタ２は、一端がグランドに接続されていて、他端には、電子回路５０の電源入力端子５１が接続される。第１キャパシタ１と第２キャパシタ２とは、それぞれの容量値が異なると共に、自己共振周波数が異なる。図２に示すように、第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタ２の他端とは、配線基板７に形成した配線パターン１２で接続されている。その結果、第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタ２の他端間には、配線パターン１２によって生成されるインダクタンス成分３が生じる。抵抗４は、このインダクタンス成分３の両端間に接続されている。

電源端子１１と電源入力端子５１との間には、インダクタンス成分３を含む配線パターン１２が形成されている。また、配線パターン１２に対応して、グランドパターン１３も形成されていて、これらにより分布定数回路１５を構成している。また、グランドパターン１３は、電子回路５０内のグランドパターン５２に接続されている。このように、電源供給回路１００では、分布定数回路１５が、配線基板７の一方の面に、配線パターン１２とグランドパターン１３とによって構成されている。尚、電源供給回路１００では、分布定数回路１５を配線基板７の一方の面に構成しているが、分布定数回路１５を配線基板７の内層の面に構成しても良い。

図２に示すように、第１キャパシタ１、第２キャパシタ２、及び抵抗４は、それぞれチップ部品により形成されていて、配線パターン１２とグランドパターン１３との間、又は配線パターン１２上に取り付けられている。尚、本考案の電源供給回路１００では、第１キャパシタ１及び第２キャパシタ２が、チップ部品により形成されているが、配線パターン１２とグランドパターン１３間で形成されるパターン間容量で形成されていても良い。

インダクタンス成分３は、前述したように、分布定数回路１５を構成している配線パターン１２の一部で形成されている。インダクタンス成分３のインダクタンス値Ｌは極めて小さい値であるため、第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタ２の他端との間の配線パターン１２によって容易に形成することができる。尚、インダクタンス成分３をチップ部品等で形成してもかまわない。

図３に、電源供給回路１００の電源インピーダンスをグラフで示す。ここで、図１に示す電源供給回路１００において、第１キャパシタ１の容量値Ｃ１、及び第２キャパシタ２の容量値Ｃ２を、それぞれＣ１＝０．１μＦ、Ｃ２＝１０００ｐＦとしている。また、インダクタンス成分３、即ち第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタ２の他端との間の配線パターン１２の長さを１０ｍｍ、その特性インピーダンスを１００Ωとしている。図３におけるグラフは、上記条件の下での電源供給回路１００の電源インピーダンス特性を示している。ここで、グラフ中の実線が電源供給回路１００における抵抗４の抵抗値Ｒを、Ｒ＝１Ωとした場合の特性であり、グラフ中の点線がＲ＝４．７Ωとした場合の特性を示している。また、グラフ中の破線が、インダクタンス成分３に抵抗４を接続していない場合の特性を示している。尚、電源インピーダンスの値としては、数Ω以下であれば、充分に低いインピーダンスであるとみなすことができる。

図３に示すように、第１キャパシタ１の容量値Ｃ１による自己共振周波数が約９ＭＨｚに、第２キャパシタ２の容量値Ｃ２による自己共振周波数が約３００ＭＨｚに存在する。その結果、所定の帯域、即ち９ＭＨｚ付近の帯域及び３００ＭＨｚ付近の帯域それぞれにおいて、電源インピーダンスは数Ω以下であり、電源インピーダンスを低下させることができている。しかし、図３から分かるように、反共振周波数が約８０ＭＨｚにある。そして、インダクタンス成分３に抵抗４を接続していない場合においては、反共振周波数における電源インピーダンスの上昇が大きく、約１０Ωのインピーダンスになっている。従って、この場合、広帯域に亘って電源インピーダンスを低下させているとは言い難い。

インダクタンス成分３に抵抗４を並列接続し、抵抗４の抵抗値Ｒを、Ｒ＝４．７Ωとした場合、図３から分かるように、電源インピーダンスが低減されて約４Ωのインピーダンスになっている。更に、抵抗４の抵抗値Ｒを、Ｒ＝１Ωとした場合、反共振による電源インピーダンスの上昇は更に低減されて、約１．５Ωのインピーダンスになっている。従って、約１ＭＨｚから約１０００ＭＨｚまでの広帯域に亘って電源インピーダンスを低減させることができている。

このように、本考案の電源供給回路１００は、自己共振周波数が異なる第１キャパシタ１と第２キャパシタ２のそれぞれの一端を接地し、第１キャパシタ１と第２キャパシタ２のそれぞれの他端同士を配線パターン１２によって生成されるインダクタンス成分３で接続したので、電源インピーダンスを複数の所定の帯域で低下させることができると共に、インダクタンス成分３の両端間に抵抗４を接続したので、反共振周波数の発生による電源インピーダンスの上昇を低減させることができる。従って、電源インピーダンスを広帯域に亘って低下させることができ、そのため、電子回路５０におけるノイズを広帯域に亘って除去することができる。

尚、インダクタンス成分３に並列接続する抵抗４の抵抗値Ｒは、分布定数回路１５の特性インピーダンスや、第１キャパシタ１の容量値Ｃ１や、第２キャパシタ２の容量値Ｃ２、またノイズを除去すべき周波数などの条件によってその値を変える必要がある。従って、抵抗４の抵抗値Ｒの最適値は、それらの条件によって適宜選択される。また、抵抗４と並列にインダクタンス成分３が接続されていることにより、電源電圧Ｖｂｂの電圧降下を回避出来る効果がある

前述したように、電源供給回路１００において、第１キャパシタ１の容量値Ｃ１、及び第２キャパシタ２の容量値Ｃ２を、それぞれＣ１＝０．１μＦ、Ｃ２＝１０００ｐＦとしている。第１キャパシタ１及び第２キャパシタ２のそれぞれの容量値としては、異なる容量値を選ぶ方が良い。第１キャパシタ１の容量値Ｃ１、及び第２キャパシタ２の容量値Ｃ２を異ならせることにより、第１キャパシタ１及び第２キャパシタ２それぞれの自己共振周波数の差が大きく異なってくる。従って、電源インピーダンスをより広帯域に亘って低下させることができ、そのため、より広帯域に亘ってノイズを除去することができる。

また、インダクタンス成分３が、配線基板７に構成された分布定数回路１５により形成されているため、インダクタンス成分３の特性インピーダンスを正確に設定することができる。従って、電源インピーダンス値をより小さな値に低下させることができる。

また、分布定数回路１５が、配線パターン１２により形成されているため、インダクタンス成分３を構成するための特別なパターンを必要とせず、配線基板７に構成された分布定数回路１５に要する面積を小さくすることができる。

また、第２キャパシタ２の他端に電源入力端子５１が接続されるため、電源電圧Ｖｂｂが供給される電源端子１１と電子回路５０の電源入力端子５１が配線基板７上で離れた位置にあったとしても、電源端子１１と電源入力端子５１との間に電源供給回路１００を配置できるため、配線基板７のスペースを有効に使用することができる。

[第２実施形態]
次に、本考案の第２実施形態について、図面を参照しながら説明する。図４は、第２実施形態の電源供給回路２００に係る回路図であり、図５は、電源供給回路２００の外観図である。

本考案の第２実施形態に係る電源供給回路２００は、図４及び図５に示すように、電子回路５０の電源入力端子５１に電源電圧Ｖｂｂを供給する回路である。電源供給回路２００は、電源供給回路１００と同様に、電源電圧Ｖｂｂが外部から供給される電源端子１１と、第１キャパシタ１と、第２キャパシタ２と、抵抗４とを備えている。

図５に示すように、電源供給回路２００は、配線基板７の一方の面に構成されている。配線基板７の一方の面には、電子回路５０が構成されていると共に、外部から電源電圧Ｖｂｂが供給される電源端子１１が形成されている。電源供給回路２００では、電源端子１１の近傍に電子回路５０の電源入力端子５１が形成されている。

第１キャパシタ１は、一端がグランドに接続されていて、他端が電源端子１１に接続され、また、第２キャパシタ２は、一端がグランドに接続されている。第１キャパシタ１と第２キャパシタ２とは、それぞれの容量値が異なると共に、自己共振周波数が異なる。図５に示すように、第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタ２の他端とは、配線基板７に形成した配線パターン１２で接続されている。その結果、第１キャパシタ１の他端と第２キャパシタ２の他端間には、配線パターン１２によって生成されるインダクタンス成分３が生じる。抵抗４は、このインダクタンス成分３の両端間に接続されている。

そして、第１キャパシタ１の他端に、電子回路５０の電源入力端子５１が接続される。本考案の第２実施形態に係る電源供給回路２００と第１実施形態に係る電源供給回路１００との相違点は、電子回路５０の電源入力端子５１が、第２キャパシタ２の他端に接続されているか、第１キャパシタ１の他端に接続されているかだけであり、その他の構成については同一である。そのため、図４及び図５における各構成要素の符号等については、図１及び図２におけるそれらと同一のものを使用している。

しかし、電源供給回路２００において、電源端子１１における反共振周波数の発生による電源インピーダンスの上昇を、抵抗４により低減させることができるという効果は、電源供給回路１００の場合と全く同一である。従って、電源供給回路２００においても、電源インピーダンスを広帯域に亘って低下させることができ、そのため、広帯域に亘ってノイズを除去することができる。尚、電源供給回路２００における電源インピーダンスの特性については、電源供給回路１００の場合のグラフ、即ち図３に示すグラフと全く同じであるため、その掲示を省略する。

また、第１キャパシタ１の他端に電源入力端子５１が接続されるため、電源電圧Ｖｂｂが供給される電源端子１１と電子回路５０の電源入力端子５１とが配線基板７上で近い位置にあった場合に、電源端子１１と電源入力端子５１とを容易に接続することができる。

以上のように、本考案の電源供給回路１００は、自己共振周波数が異なる第１キャパシタ１と第２キャパシタ２のそれぞれの一端を接地し、第１キャパシタ１と第２キャパシタ２のそれぞれの他端同士を配線パターン１２によって生成されるインダクタンス成分３で接続したので、電源インピーダンスを複数の所定の帯域で低下させることができると共に、インダクタンス成分３の両端間に抵抗４を接続したので、反共振周波数の発生による電源インピーダンスの上昇を低減させることができる。従って、電源インピーダンスを広帯域に亘って低下させることができ、そのため、電子回路５０におけるノイズを広帯域に亘って除去することができる。

本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲で種々変更して実施することが可能である。

１第１キャパシタ
２第２キャパシタ
３インダクタンス成分
４抵抗
７配線基板
１１電源端子
１２配線パターン
１３グランドパターン
１５分布定数回路
Ｒ抵抗値
Ｃ１容量値
Ｃ２容量値
Ｌインダクタンス値
Ｖｂｂ電源電圧
５０電子回路
５１電源入力端子
５２グランドパターン
１００電源供給回路
２００電源供給回路

Claims

電子回路の電源入力端子に電源電圧を供給する電源供給回路であって、
配線基板を有し、前記電源電圧が供給される電源端子と、一端がグランドに接続され、他端が前記電源端子に接続された第１キャパシタと、一端がグランドに接続されているとともに、前記第１キャパシタとは自己共振周波数が異なる第２キャパシタと、を前記配線基板に備え、
前記第１キャパシタの他端と前記第２キャパシタの他端とを前記配線基板に形成した配線パターンで接続すると共に、前記配線パターンによって生成されるインダクタンス成分の両端間に抵抗を接続したことを特徴とする電源供給回路。
前記第２キャパシタの他端に前記電源入力端子が接続されることを特徴とする請求項１に記載の電源供給回路。
前記第１キャパシタの他端に前記電源入力端子が接続されることを特徴とする請求項１に記載の電源供給回路。
前記インダクタンス成分が、前記配線基板に構成された分布定数回路により形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電源供給回路。
前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタそれぞれの容量値が異なることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源供給回路。