JP2006020443A - 回転電機の駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転電機を駆動するための複合電流のピーク電流が高くても、過渡的な損失を増加させることのない回転電機の駆動方法を提供する。
【解決手段】ステータの内外に同軸構造で二つのロータを有する回転電機を駆動するための駆動方法において、回転電機に印加する複合電圧はインバータによって生成され、その波形は正側及び負側を絶対値の等しい一定のレベルでスライスされている。
【選択図】図８

Description

本発明は、ステータの内外に同軸構造で二つのロータを有する回転電機を駆動するための回転電機の駆動方法に関するものである。

従来、ステータと、ステータの外側に設けられたアウターロータと、から少なくとも構成される回転電機の一例として、円筒状のステータを挟み、内外周にアウターロータ及びインナーロータが配置され、ステータに巻回された多相コイルに複合電流を流すことで、アウターロータとインナーロータを独立して回転制御可能な複軸多層構造を有する回転電機が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−７８４０８号公報

上述した構成の複軸多層構造を有する回転電機では、その駆動のために二つの周波数成分を有する複合電流を利用する。この複合電流は、正弦波状電流に対して、ピークが高いにも関わらず平均電流を低減できるため損失を低下できるが、ピーク電流が高くなるために過渡的な損失が増加してしまうという問題点があった。

本発明の目的は上述した問題点を解消して、回転電機を駆動するための複合電流のピーク電流が高くても、過渡的な損失を増加させることのない回転電機の駆動方法を提供しようとするものである。

本発明の回転電機の駆動方法は、ステータの内外に同軸構造で二つのロータを有する回転電機を駆動するための駆動方法において、回転電機に印加する複合電圧はインバータによって生成され、その波形は正側及び負側を絶対値の等しい一定のレベルでスライスされている事を特徴とするものである。

本発明の回転電機の駆動方法では、ロータ回転に同期した基本波振幅を一定になるようにスライスすることで、変調率ピークを下げＯＮ時間を短く出来る。そのため、二つのロータが同時に力行し、かつ、大電流でかつ変調率が高い場合、電流ピーク付近ではＯＮ時間が長くなり損失が増加するという問題を解消することができる。

なお、本発明の回転電機の駆動方法では、二つのロータの回転速度のどちらか低い方の速度が所定値よりも低い場合は、通常制御に切り替えるよう構成することができる。このように構成すれば、回転数が低い状態で用いれば、発生した高調波電圧による相電流が無視できなくなり、波形が乱れかえって損失を増加させる懸念があるが、これを回避することができる。

また、本発明の回転電機の駆動方法では、波形のスライスレベルをインバータを構成するパワーデバイスの温度によって決めるよう構成することができる。このように構成すれば、パワーデバイス温度が高い場合、損失を増加させずにピーク値を落とさずに済む。

さらに、本発明の回転電機の駆動方法では、スライスレベルに応じて複合電圧波形を増幅し、増幅後の波形をリミッター処理して複合電圧を生成するよう構成することができる。このように構成すれば、スライスするのみでは基本波振幅が目標に対して目減りする問題を、信号自体を増幅することで基本波振幅を一定に保つことで、解消することができる。

さらにまた、本発明の回転電機の駆動方法では、スライスレベル値と増幅率とを、目標とする複合電圧波形に含まれる二つのロータ回転に同期した基本波振幅を持つようにメモリーに蓄えておくよう構成することができる。このように構成すれば、複雑な処理によって演算時間が長くなることを防止する事ができる。

また、本発明の回転電機の駆動方法では、Ｎ結線モータに適用するよう構成することができる。このように構成すれば、磁気回路を共有しない二つのモータに特殊結線（Ｎ結線）を施したシステムでも使うことができる。

以下に、この発明の実施の形態を、図面に基づき詳細に説明する。
図１は本発明の駆動制御方法を適用できる回転電機の一例としての複軸多層モータが適用されたハイブリッド駆動ユニットの全体図である。なお、以下に説明する複軸多層モータはその基本的な構成を説明するためのものであり、本発明の特徴部分については、後に詳細に説明する。図１において、Ｅはエンジン、Ｍは複軸多層モータ、Ｇはラビニョウ型複合遊星歯車列、Ｄは駆動出力機構、１はモータカバー、２はモータケース、３はギヤハウジング、４はフロントカバーである。

前記エンジンＥは、ハイブリッド駆動ユニットの主動力源であり、エンジン出力軸５とラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第２リングギヤR2とは、回転変動吸収ダンパー６及び多板クラッチ７を介して連結されている。

前記複軸多層モータＭは、外観的には１つのモータであるが２つのモータジェネレータ機能を有する副動力源である。この複軸多層モータＭは、前記モータケース２に固定され、コイルを巻いた固定電機子としてのステータＳと、前記ステータＳの内側に配置し、永久磁石を埋設したインナーロータIRと、前記ステータＳの外側に配置し、永久磁石を埋設したアウターロータORと、を同軸上に三層配置することで構成されている。前記インナーロータIRに固定の第１モータ中空軸８は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第１サンギヤS1に連結され、前記アウターロータORに固定の第２モータ軸９は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第２サンギヤS2に連結されている。

前記ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇは、二つのモータ回転数を制御することにより無段階に変速比を変える無段変速機能を有する遊星歯車機構である。このラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇは、互いに噛み合う第１ピニオンP1と第２ピニオンP2を支持する共通キャリヤＣと、第１ピニオンP1に噛み合う第１サンギヤS1と、第２ピニオンP2に噛み合う第２サンギヤS2と、第１ピニオンP1に噛み合う第１リングギヤR1と、第２ピニオンP2に噛み合う第２リングギヤR2との５つの回転要素を有して構成されている。前記第１リングギヤR1とギヤハウジング３との間には多板ブレーキ１０が介装されている。前記共通キャリヤＣには、出力ギヤ１１が連結されている。

前記駆動出力機構Ｄは、出力ギヤ１１と、第１カウンターギヤ１２と、第２カウンターギヤ１３と、ドライブギヤ１４と、ディファレンシャル１５と、ドライブシャフト１６，１６により構成されている。そして、出力ギヤ１１からの出力回転及び出力トルクは、第１カウンターギヤ１２→第２カウンターギヤ１３→ドライブギヤ１４→ディファレンシャル１５を経過し、ドライブシャフト１６，１６から図外の駆動輪へ伝達される。

すなわち、ハイブリッド駆動ユニットは、前記第２リングギヤR2とエンジン出力軸５を連結し、前記第１サンギヤS1と第１モータ中空軸８とを連結し、前記第２サンギヤS2と第２モータ軸９とを連結し、前記共通キャリヤＣに出力ギヤ１１を連結することにより構成されている。

図２は、ラビニョオ型遊星歯車列と組み合わされて車両用ハイブリッド変速機を構成する、この発明の対象となる複軸多層モータの一例をより詳細に示す図である。この複軸多層モータに、この発明のアウターロータ支持構造を適用することができる。図２に示す構成の複軸多層モータは、一個の円環状のステータ１０１と、その半径方向内方および外方にそれぞれ互いに同軸の所定回転軸線Ｏ上にて回転自在に配置したインナーロータ１０２およびアウターロータ１０３とよりなる三重構造とし、これらをハウジング１０４内に収納して構成する。

ここにおけるインナーロータ１０２およびアウターロータ１０３はそれぞれ、電磁鋼板などをプレス成形して造った板材のロータ軸線方向への積層になる積層コア１２４，１２５を具え、これら積層コア１２４，１２５に、ロータ軸線方向に貫通する永久磁石を円周方向等間隔に配置して設けた構成となす。インナーロータ１０２とアウターロータ１０３とでは、配置する磁極数を変えることで、両者の極対数を異ならせている。一例を示すと、磁石の個数自体はインナーロータ１０２とアウターロータ１０３で同一であり、１２個ずつであるが、インナーロータ１０２は２個の磁石で１極を成しているため、極対数としては３極対となり、アウターロータ１０３は１個の磁石で１極を成しているため、極対数としては６極対となる。

そしてハウジング１０４内へのインナーロータ１０２およびアウターロータ１０３の収納に当たっては、アウターロータ１０３は、積層コア１２５の外周にトルク伝達シェル１０５を駆動結合して具え、該トルク伝達シェル１０５の両端をそれぞれベアリング１０７，１０８によりハウジング１０４に回転自在に支持し、トルク伝達シェル１０５をベアリング１０７の側でアウターロータシャフト１０９に結合する。

インナーロータ１０２は積層コア１２４の中心に、内部に上記アウターロータシャフト１０９を回転自在に貫通した中空のインナーロータシャフト１１０を貫通して具え、これらインナーロータ１０２の積層コア１２４およびインナーロータシャフト１１０間を駆動結合する。そしてインナーロータシャフト１１０の中間部をベアリング１１２により、固定のステータブラケット１１３内に回転自在に支持し、一端部（図１では左端部）をベアリング１１４によりトルク伝達シェル１０５の対応端壁に回転自在に支持する。

ステータ１０１は、電磁鋼板をプレス成形して造ったＩ字状のステータ鋼板をステータ軸線方向に積層してなる多数のステータティースを具える。個々のステータティースには、アウターロータ側ヨークおよびインナーロータ側ヨーク間におけるティースの箇所において図２に示す如く電磁コイル１１７を巻線し、これらコイル巻線済のステータティースを同一円周方向等間隔に、つまり円形に配列してステータコアとなし、このステータコアをステータ軸線方向両側のブラケット１１３，１１８間に何らかの手段で挟持すると共に全体的に樹脂１２０でモールドすることにより一体化してステータ１０１を構成する。

なお、このモータの駆動に当たっては、回転センサ１４８および回転センサ１４７が検出するインナーロータ１０２およびアウターロータ１０３の回転位置、つまりこれらに上記のごとく設けられる永久磁石の位置に応じた両ロータ１０２，１０３用の位相の異なる駆動電流を複合して得られる複合電流をステータ１０１の電磁コイル１１７に供給し、これにより両ロータ１０２，１０３用の回転磁界をステータに個別に発生させることで、回転磁界に同期してロータ１０２，１０３を個別に回転駆動させることができる。

本発明の回転電機の駆動方法は、上述した構成の回転電機において、ステータ１０１の電磁コイル１１７に供給する駆動電流を制御することにある。以下、本発明の回転電機の駆動方法を詳細に説明する。

図３は本発明の回転電機の駆動方法を実施する装置の一例を示す図である。図３に示す例には、上述した構造を有する複軸多層モータ２１５、これを駆動するためのインバータ２３０、及び、インバータ２３０を制御するためのコントローラ２２３を示している。インバータ２３０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２０１〜２１２と、コンデンサ２１３と、電源２１４と、電流センサ２１６〜２２１と、ＩＧＢＴへの駆動パルスを生成するドライバ２２２と、電圧センサ２２４と、から構成されている。

図４は本発明の回転電機の駆動方法において処理の対象となる信号波（複合電圧）と三角波の一例を示すグラフである。図４に示す例では、２００(Hz)と３００(Hz)で振幅がそれぞれ０．４５ずつの複合電圧波形と三角波とを示している。複合電圧波形と三角波を比較し、複合電圧波形＞三角波の条件のときはＯＮ、逆の場合はＯＦＦとなるＰＷＭパルスを作製する。

図５（ａ）、（ｂ）はそれぞれ図４における０〜２(msec)間の信号を引き伸ばして示すグラフ及びそのＰＷＭパルスを示すグラフである。図５（ａ）、（ｂ）に示す例では、信号波（複合電圧）のピーク値が１に近く、また、この時の電圧値が大きければＯＮ時間が長いために、瞬間的に大きな損失が発生する。図６（ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明の回転電機の駆動方法における信号波（複合電圧）と三角波の一例を示すグラフ及びそのＰＷＭパルスを示すグラフである。図６（ａ）、（ｂ）に示す例では、信号波（複合電圧）を上限０．７、下限−０．７で制限した差違の波形と三角波を示している。図５（ａ）、（ｂ）及び図６（ａ）、（ｂ）に示した例はいずれもＤＣ電圧を２００Ｖとした場合であり、図５（ａ）、（ｂ）及び図６（ａ）、（ｂ）のどちらも、２００(Hz)、３００(Hz)の信号振幅はほぼ保存されている。図６（ａ）、（ｂ）ではピークを０．７で制限したために、図５（ａ）、（ｂ）の波形に比べて、信号波ピーク付近の損失が低減していると考えられる。

図７は本発明の回転電機の駆動方法における効果を説明するための図である。図７では、図５（ａ）、（ｂ）及び図６（ａ）、（ｂ）に示す波形に対する力率１の場合の損失を示す。横軸は時間であり、∞時間は平均損失を示している。図５（ａ）、（ｂ）及び図６（ａ）、（ｂ）に示す例ともに平均損失はほぼ同じであり変わらない。一方、(msec)オーダーの時間即ち電流のピークに対する時定数相当の時間の場合は、図５（ａ）、（ｂ）に示す例の損失４に対して、図６（ａ）、（ｂ）に示す例の上下限を制限した方の損失が３．７となり、約１０％の低減効果がある。このようにピーク値を制限すれば、短時間の損失増加を防止することができ、短時間定格の増加につながる。

図８は本発明の回転電機の駆動方法を実現する制御装置の一例を示すブロック図である。図８に示す例において、信号１及び信号２はインナーロータまたはアウターロータに同期した周波数を有する正弦波状の電圧目標値である。加算器により二つの信号の和をとり複合電圧目標値を生成する。ルックアップテーブル３はパワーデバイス温度を用いてスライスレベルを決定する。温度が高くなるとスライスレベルを下げてピーク値を下げるように操作する。決定されたスライスレベル値と信号１及び信号２を用いて、スライス後の信号に含まれる信号１、信号２の周波数成分の振幅をルックアップテーブル４を用いて算出する。スライスすることにより基本波振幅が低下するために信号増幅器１を用いて増幅する。増幅率はルックアップテーブル４の演算結果と信号１及び信号２の比によって決定される。増幅された信号波、制限器２によってルックアップテーブル３で決定されたスライスレベル値で制限され、最終的な目標電圧信号となる。

図９は本発明の回転電機の駆動方法を実施する装置の他の例を示す図である。図９に示す例では、３相３極対モータを二つのＮ結線にしたものに、本発明の回転電機の駆動方法を適用している。図９に示す例において、コントローラ１には図８に示した制御ロジックが含まれており、それにより本発明の回転電機の駆動方法を達成している。

なお、上述した説明ではすべての状態において本発明の回転電機の駆動方法を実施することを前提として説明したが、回転数が低い状態で用いれば、発生した高調波電圧による相電流が無視できなくなり、波形が乱れかえって損失を増加させる懸念がある。そのため、二つのロータの回転速度のどちらか低い方の速度が所定値よりも低い場合は、通常制御に切り替えるよう構成することで、これを回避することが好ましい。

本発明の回転電機の駆動方法は、一例として、内外にロータを有し、ロータ間にステータを有する３層構造の回転電機において、回転電機を駆動するための複合電流のピーク電流が高くても、過渡的な損失を増加させない用途に好適に使用することができる。

複軸多層モータが適用されたハイブリッド駆動ユニットを示す概略全体図である。 ラビニョオ型遊星歯車列と組み合わされて車両用ハイブリッド変速機を構成する、本発明の回転電機の駆動方法の対象の一例となる複軸多層モータを示す縦断側面図である。 本発明の回転電機の駆動方法を実施する装置の一例を示す図である。 本発明の回転電機の駆動方法において処理の対象となる信号波（複合電圧）と三角波の一例を示すグラフである。 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ図４における０〜２(msec)間の信号を引き伸ばして示すグラフ及びそのＰＷＭパルスを示すグラフである。 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明の回転電機の駆動方法における信号波（複合電圧）と三角波の一例を示すグラフ及びそのＰＷＭパルスを示すグラフである。 本発明の回転電機の駆動方法における効果を説明するための図である。 本発明の回転電機の駆動方法を実現する制御装置の一例を示すブロック図である。 本発明の回転電機の駆動方法を実施する装置の他の例を示す図である。

符号の説明

１０１ ステータ
１０２ インナーロータ
１０３ アウターロータ
２０１〜２１２ ＩＧＢＴ
２１３ コンデンサ
２１４ 電源
２１５ 複軸多層モータ
２１６〜２２１ 電流センサ
２２２ ドライバー
２２３ コントローラ
２２４ 電圧センサ
２３０ インバータ

Claims (6)

1. ステータの内外に同軸構造で二つのロータを有する回転電機を駆動するための駆動方法において、回転電機に印加する複合電圧はインバータによって生成され、その波形は正側及び負側を絶対値の等しい一定のレベルでスライスされている事を特徴とする回転電機の駆動方法。
2. 二つのロータの回転速度のどちらか低い方の速度が所定値よりも低い場合は、通常制御に切り替える事を特徴とする請求項１に記載の回転電機の駆動方法。
3. 波形のスライスレベルをインバータを構成するパワーデバイスの温度によって決める事を特徴とする請求項１または２に記載の回転電機の駆動方法。
4. スライスレベルに応じて複合電圧波形を増幅し、増幅後の波形をリミッター処理して複合電圧を生成する事を特徴とする請求項３に記載の回転電機の駆動方法。
5. スライスレベル値と増幅率とを、目標とする複合電圧波形に含まれる二つのロータ回転に同期した基本波振幅を持つようにメモリーに蓄えておく事を特徴とする請求項４に記載の回転電機の駆動方法。
6. Ｎ結線モータに適用する事を特徴とする請求項５に記載の回転電機の駆動方法。

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