JP2006014546A - 電源異常検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誤検出を少なくし、簡単かつ高速に電源異常を検出し得るようにする。
【解決手段】ＰＬＬ（位相同期回路）６から出力される３相電源電圧に同期した信号を基準にして、電圧検出回路１を介して得られる３相電源電圧を変換回路３によりｄ成分Ｖｄ，ｑ成分Ｖｑに回転座標変換し、演算回路４で例えばＶｄ，Ｖｑの基準値に対する偏差，その二乗和および平方根を求め、これを判定回路５において基準値と比較することで、電源異常かどうかを判定する。
【選択図】図１

Description

この発明は、３相交流電源の電圧および周波数の異常を検出する異常検出装置に関するものである。

従来の電源異常検出方式の例として、例えば特許文献１に示すものがある。
これは、ウインドウコンパレータ形波形監視装置を設け、検出される電圧を基準電圧と比較し、検出される電圧が例えば図１１に点線で示す範囲（正常範囲）を超えていれば電圧異常として検出するもので、迅速な電源異常検出を可能にするものである。
他の電源異常検出方式の例として、例えば特許文献２に示すものがある。
これは、図１２の位相同期回路２５から出力される３相電源電圧に同期した信号を基準にして、３相負荷電圧（インバータ出力電圧）をｄ−ｑ変換回路２７でｄ成分，ｑ成分に回転座標変換し、そのｄ成分とｑ成分をそれぞれ基準値と比較してインバータ（電源）が異常かどうかを判断するものである。

特開平０６−２０５５４７号公報（第４頁、図１） 特開平０８−００９６４９号公報（第５頁、図５）

しかし、引用文献１（図１１）に示す方法で高速に電源異常を検出するためには、ウインドウコンパレータの正常電圧範囲を狭く設定する必要があるが、こうすると逆に本来電源異常と見なさなくても良いような小さい電圧の変動や、電圧不平衡により電源異常を誤検出する可能性がある。このような誤検出を避けるためにフィルタを設けると、交流量をそのまま用いて電源異常判定を行なうこととなるが、交流量を例えば一次遅れフィルタ等のフィルタを通すと位相遅れが生じることなどにより、電圧振幅の変動を通過させず、かつ位相遅れの無視できるフィルタを選定するなど、フィルタ定数の選定が難しいだけでなく、フィルタの選定に制限があるので柔軟な設計が難しいなどの問題がある。

一方、引用文献２（図１２）に示す方法では３相電源電圧をｄ成分，ｑ成分に回転座標変換することにより、直流量として電源異常判定を行なうことができ、上記のようなフィルタの問題を解消することができる。また、高速に電源異常を検出するためには、ｄ成分，ｑ成分それぞれの正常電圧範囲を狭く設定すればよい。しかし、電源に逆相成分が含まれる場合や１線間が短絡する場合など、電源に不平衡電圧が生じる場合にはｄ成分，ｑ成分両方に電源周波数ωのリプルが生じるので、電源異常と判定する基準値の設定が難しい。
したがって、この発明の課題は、高速で誤検出が少なく、かつ簡単な構成で電源異常検出を実現できるようにすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、３相交流電源に接続されて電源電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段による検出信号に同期した信号を生成する同期信号生成手段と、前記電圧検出手段による検出信号をα成分，β成分の２相の合成ベクトルに変換し、前記同期信号生成手段からの同期信号を基準にしてｄ成分，ｑ成分に回転座標変換する変換手段と、このｄ成分とｄ成分に対する所定値との偏差を求める第１の偏差演算手段と、前記ｑ成分とｑ成分に対する所定値との偏差を求める第２の偏差演算手段と、前記２つの偏差の二乗和とその平方根を演算しその演算結果が所定値を超えたとき電源異常と判定する判定手段とを有することを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記２つの偏差の二乗和演算結果が所定値を超えたとき電源異常と判定することができる（請求項２の発明）。
上記請求項１または２の発明においては、前記判定手段に入力される少なくとも１つの成分が、フィルタ要素を介して入力されるものであることができ（請求項３の発明）、これら請求項１〜３のいずれかの発明においては、前記判定手段の後段に、この判定手段にて電源異常と判定した回数を計数する計数手段を設け、その回数が予め設定された回数以上になったとき電源異常と判定することができる（請求項４の発明）。

この発明によれば、３相電源電圧をｄ成分，ｑ成分に回転座標変換して直流量とし、これに対する演算に工夫をして小さな電圧の変動等には応動しないようにしたので、誤検出の少ない高速な電源異常判定が可能となり、その結果、例えば無停電電源装置に用いて好適となる。

実施例を説明する前に、その原理から説明する。
電源電圧を３相の交流量からα−β成分、またはα−β−０成分に変換する方法は周知であり、例えば「瞬時無効電力の一般化理論とその応用」電気学会論文誌Ｂ、１０３巻、ｐ４８３〜４８６に詳細に述べられているが、以下に簡単に説明する。
いま、検出された３相３線の電圧（相電圧：Ｖ_R，Ｖ_S，Ｖ_T）の２相量（Ｖα，Ｖβ）への変換は、次の数１に示す変換式（１）により行なうことができる。

３相３線式の場合には、中性線がないため零相電圧が意味を持たないので、検出される量が線間電圧である場合には、Ｖ_R＋Ｖ_S＋Ｖ_T＝０の条件を用い、検出される線間電圧より相電圧を導き出してから、上記（１）式を適用すればよい。また、３相４線式の場合には、相電圧Ｖ_R，Ｖ_S，Ｖ_Tからα−β−０成分，Ｖα，Ｖβ，０成分への変換は、次の数２に示す変換式（２）により行なうことができる。ただし、変換式（１），（２）の変換行列の係数の選び方や基準軸の取り方は１意ではないため、全体の係数などは変更される場合もある。

これらの変換により、３相の交流量からα成分，β成分が導き出されるが、これは、正相回転の成分と逆相回転の成分との合成に変換したものと考えることができる。つまり、仮に相電圧Ｖ_R，Ｖ_S，Ｖ_Tが３相平衡の交流電圧であったならば、その中には逆相成分は含まず正相分のみ含むことになるため、変換後のＶα，Ｖβは正相回転成分のみ持ち、基準を余弦（ｃｏｓ）とするならば、ＶαがＶ_Rと同相の余弦（ｃｏｓ）波、Ｖβが正弦波（ｓｉｎ）となる。

次に、２相量Ｖα，Ｖβから、回転座標上の２軸量Ｖｄ，Ｖｑへの変換について説明する。
この変換は、次の数３に示す変換式（３）により行なうことができる。ただし、（ｃｏｓωｔ，ｓｉｎωｔ）、（−ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔ）は、この回転座標変換の基準となる回転座標系（直交座標系）の単位ベクトルを、変換前の静止座標系で見たものである。ωは電源の角周波数である。

上記（３）式から明らかなように、電源電圧が振幅１ｐｕ（ｐｅｒ−ｕｎｉｔ：１単位）の３相平衡交流である場合には、Ｖｄ＝Ｖｄ０（Ｖｄ０は定数であるが、変換行列の係数による。上記の係数の場合Ｖｄ０＝１）、Ｖｑ＝０となるので、電源健全時には電圧を直流量として観測できることが分かる。なお、３相４線式の場合には、電源健全時には電圧の零相成分はないことを考えると、Ｖ０＝０である。

図１は以上のような原理に基くこの発明の第１の実施の形態を示す構成図で、３相３線の電源に適用した例である。
まず、電源の電圧は電圧検出回路１で検出され、その出力はフェーズロックドループ（ＰＬＬ：位相同期回路）回路６に与えられる。ＰＬＬ６は電圧検出回路１に同期した正弦波信号を出力するが、その位相は電源のＲ相に同期した余弦（ｃｏｓ）成分と、その９０°移相成分である正弦（ｓｉｎ）成分を出力する。なお、ＰＬＬ６での演算は、電源の１相または３相の信号のいずれを基準とするようにしても良い。

電圧検出回路１の出力であるＶ_RS，Ｖ_STがα−β変換回路２に入力される。α−β変換回路２は、ここでは線間電圧Ｖ_RS，Ｖ_STを、下記の連立式（４−１）〜（４−３）を解いて相電圧Ｖ_R，Ｖ_S，Ｖ_Tに変換し、その後、α成分，β成分を導出する上記（１）式に従う演算をしてα成分，β成分を求めるようにしている。なお、この場合は電源が３相３線なので、（４−３）式のような仮定をしても問題はない。
Ｖ_R−Ｖ_S＝Ｖ_RS …（４−１）
Ｖ_S−Ｖ_T＝Ｖ_ST …（４−２）
Ｖ_R＋Ｖ_S＋Ｖ_T＝０ …（４−３）

上記α成分，β成分はＰＬＬ６の出力である余弦成分と正弦成分の信号を基準に、ｄ−ｑ変換回路３によりｄ成分とｑ成分とに回転座標変換され、演算回路４に入力される。図３にその演算回路の具体例を示す。
設定器１０および１１は、入力信号の正常値を設定するための設定器であり、ｄ軸成分は減算回路３０で設定器１０の出力信号Ｖｄ^*から、ｑ軸成分は設定器１１の出力信号Ｖｑ^*からそれぞれ減算され、正常値に対する差信号ΔＶｄ，ΔＶｑが演算される。

上記のように、電源電圧が振幅１ｐｕの３相平衡交流である場合には、Ｖｄ^*＝１、Ｖｑ^*＝０となるので、実際にはｄ軸成分のみの演算（ΔＶｄ＝１−Ｖｄ）となる。この結果が電源異常判定回路５に入力され、ここで電源異常かどうかが判断される。
電源異常判定回路５の具体例を図５に示す。図５の左側に示す入力端子に、演算回路４において求めたΔＶｄ，ΔＶｑがそれぞれ入力され、乗算回路４３，４４による２乗演算、加算回路３０によるそれらの加算、および平方根演算回路５０による下記（５）式の平方根演算が行なわれる。
ΔＶ＝√（ΔＶｄ²＋ΔＶｑ²） …（５）

その結果の信号は、設定器１２の信号と比較される比較回路６０に入力される。設定器１２の信号と比較される比較回路６０では、出力信号が設定器１２の信号レベルを上回ったときに信号を出力する。
以上の演算をＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）やマイクロコンピュータなどの信号処理装置で実現しようとした場合、平方根の演算量は２乗和演算などの積和演算と比較すると格段に多い。そこで、図５のように設定器１２の出力信号の２乗演算を行ない、平方根演算を省くことにより、信号処理装置における演算を下記（６）式のようにすることで、演算量を低減することができる。なお、図４，５のように、コンパレータ１つで電源異常が判定できるので、構成が簡単になるという特徴がある。
ΔＶ²＝ΔＶｄ²＋ΔＶｑ² …（６）

図６はこの発明の動作原理説明図である。
同図の縦軸をΔＶｄ、横軸をΔＶｑとすると、設定器３により決定される異常判定の限界レベルは図のような円の軌跡を描き、その円の内側にΔＶがあれば電源正常、外側にある場合は電源異常と判断する。
図７にこの発明の動作と図１２に示す従来例の動作との比較を示す。
ここでも縦軸をΔＶｄ、横軸をΔＶｑとすると、同図の点線はｄ軸，ｑ軸それぞれの異常判定の設定レベルを示し、ここではｄ軸とｑ軸の設定値をそれぞれ同じ値に設定する。
円で示される実線は、この発明における電源異常判定の設定レベルであり、従来法におけるｄ軸，ｑ軸の設定値と一致するように設定値を決定する。

図７において、ｄ軸とｑ軸の誤差が４５°の角度をもって許容範囲から外れる場合を想定すると、この発明ではＡの時点、従来方法ではＢの時点においてそれぞれ異常判定がなされる。これに対し従来方法では、設定レベルに到達するまでのベクトルの大きさは√（２＊ΔＶｄ²）となり、この発明と比較して異常判定までに√２倍の時間が掛かることを示している。

図２はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
図１との相違点は、線間電圧Ｖ_RS，Ｖ_ST，Ｖ_TRの３相信号を用いる点にあり、そのためα−β変換回路２ａはこれらの信号から相電圧Ｖ_R，Ｖ_S，Ｖ_Tを演算し、その後、α成分，β成分を導出する先の（１）式の演算をして、α成分，β成分を求めるようにしている。基本的には、図１と殆ど同じ演算をしていることになる。
図８にこの発明の第３の実施の形態を示す。これは、図１，２の演算回路４と電源異常判定回路５との間に、フィルタ回路７を設けた点が特徴で、その他は図１，２と同じである。フィルタ回路７の具体例としては、例えば１／（１＋ｓＴ）なる伝達関数で示される一次遅れフィルタがあり、ｄ軸成分，ｑ軸成分にそれぞれ対応して設けることができる。これにより、電源異常とみなしたくないような微小な電圧変動などを除去することができる。

図９にこの発明の４の実施の形態を示す。これは、図１，２の電源異常判定回路５の後段に回数確認回路８を設けた点が特徴で、その他は図１，２と同じである。
回数確認回路８の動作を、図１０に示す。図１０の（ａ１），（ａ２）は回数確認回路８の入力信号、同（ｂ１），（ｂ２）は回数確認回路８の出力信号を示す。すなわち、設定回数を「４」とした場合、（ａ１）のように4回連続して電源異常判定回路５からの出力が入力されると、（ｂ１）のように４回目で出力が得られる。これに対し、（ａ２）のように電源異常判定回路５からの出力が２回しか入力されない場合は、（ｂ２）のように回数確認回路８からの出力は得られないことになる。このように、回数確認回路を設けることで、（ａ２）のような小さい電圧変動は電源異常検出から除外し、より確実に電源異常検出を行なうことができる。

この発明の第１の実施の形態を示す構成図 この発明の第２の実施の形態を示す構成図 図１，２の演算回路の具体例を示す回路図 図１，２の電源異常判定回路の具体例を示す回路図 電源異常判定回路の別の例を示す回路図 この発明による電源異常判定動作の説明図 この発明と従来例との動作の比較説明図 この発明の第３の実施の形態を示す構成図 この発明の第４の実施の形態を示す構成図 図９の回数確認回路の動作原理説明図 第１の従来例を説明する説明図 第２の従来例を示す構成図

符号の説明

１…電圧検出回路、２，２ａ…α−β変換回路、３…ｄ−ｑ変換回路、４…演算回路、５…電源異常判断回路、６…フェーズロックドループ（ＰＬＬ）、７…フィルタ回路、８…回数確認回路、１０，１１，１２…設定器、３０，３１…減算回路、３２…加算回路、４０，４１，４２…乗算回路、５０…平方根演算回路、６０…比較回路。

Claims (4)

1. ３相交流電源に接続されて電源電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段による検出信号に同期した信号を生成する同期信号生成手段と、前記電圧検出手段による検出信号をα成分，β成分の２相の合成ベクトルに変換し、前記同期信号生成手段からの同期信号を基準にしてｄ成分，ｑ成分に回転座標変換する変換手段と、このｄ成分とｄ成分に対する所定値との偏差を求める第１の偏差演算手段と、前記ｑ成分とｑ成分に対する所定値との偏差を求める第２の偏差演算手段と、前記２つの偏差の二乗和とその平方根を演算しその演算結果が所定値を超えたとき電源異常と判定する判定手段とを備えた電源異常検出装置。
2. 前記２つの偏差の二乗和演算結果が所定値を超えたとき電源異常と判定することを特徴とする請求項１に記載の電源異常検出装置。
3. 前記判定手段に入力される少なくとも１つの成分が、フィルタ要素を介して入力されることを特徴とする請求項１または２に記載の電源異常検出装置。
4. 前記判定手段の後段に、この判定手段にて電源異常と判定した回数を計数する計数手段を設け、その回数が予め設定された回数以上になったとき電源異常と判定することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源異常検出装置。
   
   

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