JP2006005523A - フラクショナル・スプリアスの低減方法、フラクショナル・スプリアスの発生を低減したフラクショナルn−pll発振器 - Google Patents
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Abstract
【課題】フラクショナルN−PLLにおけるフラクショナル・スプリアスの低減
【解決手段】非線形素子を有する位相比較器と位相比較器の出力信号の低周波成分に応答する可変周波数発振器とを備え、位相比較器には可変周波数発振器の出力信号を分周した信号と基準信号とが入力されるフラクショナルN−PLL発振器において、フラクショナル・スプリアスを低減する方法であって、前記位相比較器に入力される前記信号から、前記可変周波数発振器の発振周波数成分を除去し、それによりフラクショナル・スプリアスを低減する。図においては、ゲートを用いて、可変周波数発振器の発振周波数成分を除去する。
【選択図】 図4
【解決手段】非線形素子を有する位相比較器と位相比較器の出力信号の低周波成分に応答する可変周波数発振器とを備え、位相比較器には可変周波数発振器の出力信号を分周した信号と基準信号とが入力されるフラクショナルN−PLL発振器において、フラクショナル・スプリアスを低減する方法であって、前記位相比較器に入力される前記信号から、前記可変周波数発振器の発振周波数成分を除去し、それによりフラクショナル・スプリアスを低減する。図においては、ゲートを用いて、可変周波数発振器の発振周波数成分を除去する。
【選択図】 図4
Description
本発明は、PLL回路に用いられる位相比較器に係り、特に、フラクショナルN−PLL回路に用いられる位相比較器に関する。
位相比較器は、位相ロックループ(PLL)に不可欠な構成要素の1つである。位相比較器は、PLLにおいて、スプリアスを発生させ、それにより出力信号のS/N比を低下させる要因の1つである。従来より、位相比較器に起因するスプリアスを低減するための試みが為されている(例えば、特許文献1を参照。)。
PLLの一種に、フラクショナルN―PLLというものがある。ここで、フラクショナルN―PLL発振器の概略構成を示すブロック図を図1に示す。図において、フラクショナルN―PLL発振器100は、基準信号源110と、位相比較器120と、低域濾波器130と、電圧制御発振器140と、フラクショナルN分周器150とを備える。以下、電圧制御発振器を「VCO」と称する。また、低域濾波器を「LPF」と称する。位相比較器120は、基準信号源110の出力信号とフラクショナルN分周器150の出力信号との位相差を検出し出力する。LPF130は、位相比較器120の出力信号を濾波してVCO140に出力する。VCO140は、LPF130の出力信号に応じて出力信号の周波数を変化させる。フラクショナルN分周器150は、VCO140の出力信号を所望の分周比で分周して位相比較器120に出力する。
上記の様に構成されるフラクショナルN―PLLでは、固有のスプリアスが発生する。本明細書において、その固有のスプリアスを、フラクショナル・スプリアスと称する。フラクショナル・スプリアスは、スペクトラムとして見ると、VCO140の出力信号の両側に出現するスプリアスであって、VCO140の出力信号の周波数に対するオフセット周波数は、VCO140の出力信号の周波数と、基準信号源110の出力信号の高調波周波数であってVCO140の出力信号の周波数に最も近い周波数との差に等しい。
このフラクショナル・スプリアスは、従来のスプリアス対応技術を用いても、低減することができない。そこで、本発明は、フラクショナル・スプリアスを低減する位相比較器を提供することを目的とする。
このフラクショナル・スプリアスは、意図しない経路を介して位相比較器および位相比較器の周辺に結合するVCO出力信号と、位相比較器に入力される信号とが位相比較器の内部で相互変調することにより生じる歪み成分に起因することが分かった。本発明は、フラクショナル・スプリアスを低減するために、位相比較器へ入力される信号からVCO出力信号成分を除去し、これにより、位相比較器内で生じる、VCO出力信号と位相比較器に入力される信号との相互変調歪みを低減または除去する。
すなわち、本第一の発明は、非線形素子を有する位相比較器と位相比較器の出力信号の低周波成分に応答する可変周波数発振器とを備え、位相比較器には可変周波数発振器の出力信号を分周した信号と基準信号とが入力されるフラクショナルN−PLL発振器において、フラクショナル・スプリアスを低減する方法であって、前記位相比較器に入力される前記信号から、前記可変周波数発振器の発振周波数成分を除去するステップを含むことを特徴とするものである。
また、本第二の発明は、非線形素子を有する位相比較器と位相比較器の出力信号の低周波成分に応答する可変周波数発振器とを備え、位相比較器には可変周波数発振器の出力信号を分周した信号と基準信号とが入力されるフラクショナルN−PLL発振器において、前記可変周波数発振器の発振周波数成分を除去する手段を前記位相比較器の入力前段に備え、それによりフラクショナル・スプリアスを低減するようにしたことを特徴とするものである。
さらに、本第三の発明は、本第二の発明において、前記除去手段が低域濾波器であることを特徴とするものである。
またさらに、本第四の発明は、本第三の発明において、前記除去手段が入力信号に応答して2値の信号を出力するゲートであることを特徴とするものである。
また、本第五の発明は、本第四の発明において、前記ゲートは、前記可変周波数発振器の発振周波数成分が除去または低減された電源が与えられることを特徴とするものである。
さらに、本第六の発明は、本第三の発明ないし本第五の発明のいずれかにおいて、前記位相比較器と前記除去手段との間の信号経路が、前記可変周波数発振器の発振周波数成分の混入を抑制するような構造を有することを特徴とするものである。
またさらに、本第七の発明は、本第六の発明において、前記位相比較器がデュアル・フリップフロップ型の位相比較器であることを特徴とするものである。
本発明によれば、フラクショナルN−PLLにおけるフラクショナル・スプリアスを従来に比べて低減できる位相比較器が提供される。本発明によれば、フラクショナル・スプリアスを低減するための追加回路領域が小さい。
以下、本発明の好適実施形態を、添付の図面を適宜参照しながら、以下に説明する。本発明の第一の実施形態は、フラクショナルN―PLL発振器200である。ここで、フラクショナルN―PLL発振器200の概略構成を示すブロック図を図2に示す。図において、フラクショナルN―PLL発振器200は、基準信号源210と、濾波器220と、位相比較器230と、LPF240と、VCO250と、フラクショナルN分周器260と、濾波器270とを備える。基準信号源210の出力信号は、濾波器220を介して、位相比較器230に入力される。フラクショナルN分周器260の出力信号は、濾波器270を介して、位相比較器230に入力される。位相比較器230は、それら2つの入力信号間の位相差を検出する。位相比較器230の出力信号は、LPF240を介してVCO250に入力される。VCO250は、入力信号に応じて発振周波数を変化させる発振器である。つまり、VCO250は、位相比較器230の出力信号に応答して発振周波数を変化させる。フラクショナルN分周器260は、VCO250の出力信号を所望の分周比Mで分周する。
ここで、位相比較器230について、さらに詳細に説明する。ここで、位相比較器230の概略構成を示すブロック図を図3に示す。図において、位相比較器230は、第一の入力端子231と、第二の入力端子232と、Dフリップフロップ233と、Dフリップフロップ234と、NANDゲート235と、第一の出力端子236と、第二の出力端子237とを備える。
第一の入力端子231で受信される信号は、Dフリップフロップ233のクロック入力端子K1に与えられる。第二の入力端子232で受信される信号は、Dフリップフロップ234のクロック入力端子K2に与えられる。Dフリップフロップ233のデータ入力端子D1およびDフリップフロップ234のデータ入力端子D2は、論理レベル ロー(Low)が与えられる。Dフリップフロップ233の反転データ出力端子Q1およびDフリップフロップ234の反転データ出力端子Q2のそれぞれは、NANDゲート235の入力端子Aおよび入力端子Bのそれぞれに接続される。また、Dフリップフロップ233の反転データ出力端子Q1は、出力端子236に接続される。Dフリップフロップ234の反転データ出力端子Q2は、出力端子237に接続される。NANDゲート235の出力端子Cは、Dフリップフロップ233のセット端子S1およびDフリップフロップ234のセット端子S2に接続される。位相比較器230は、いわゆるデュアルフリップ型の位相検出部であって、Dフリップフロップ233および234は、JKフリップフロップなど他のフリップフロップに代えることができる。また、セット端子S1およびS2をの代わりにリセット端子を用いることもできる。その場合、反転データ出力端子を非反転データ出力に代えるなどの変更が必要であるが、そのような変更は当業者であれば容易に想像できるであろう。
Dフリップフロップ233および234やNANDゲート235は、トランジスタなどの非線形素子により構成されている。理想的には、トランジスタは飽和領域で動作し、線形素子と近似できるが、実際には非線形性が残留している。従って、所望しない周波数成分がこれらの論理回路内に存在する場合、その成分がたとえ微弱であって、相互変調歪みを生じさせてしまう。また、その成分が、論路回路としての動作に何ら影響を及ぼさない程度に小さいものであっても、位相比較器の出力信号に対して歪み成分の影響が現れるのである。
そこで、濾波器220および濾波器270は、VCO250の出力信号が位相比較器230内に入らないように、基準信号源210の出力信号およびフラクショナルN分周器260の出力信号から、VCO250の発振周波数成分(出力信号成分)を除去できるような遮断特性を有する。VCO250の発振周波数は、位相比較器230の入力信号の周波数よりも高い。従って、濾波器220および濾波器270は、LPFまたは帯域除去フィルタである。
また、濾波器220と位相比較器230との間の信号経路、および、濾波器270と位相比較器230との間の信号経路において、VCO250の発振周波数成分(出力信号成分)の混入を避けなければならない。そこで、濾波器220と位相比較器230とを近接させ、また、濾波器270と位相比較器230とを近接させ、それにより、それらの信号経路をできるだけ短くする。それらの信号経路を十分に短くできない場合は、それらの信号経路をシールドされたケーブルなどで構成する。
さらに、VCO250の発振周波数成分(出力信号成分)が電源経路を介して位相比較器230に混入するのを防ぐために、VCO250の電源系と位相比較器230の電源系とを絶縁したり、位相比較器230の電源端子の近傍にフィルタを付加する。電源端子の近傍に付加するフィルタは、電源からVCO250の発振周波数成分(出力信号成分)を除去できるような遮断特性を有する。もしくは、無視できる程度にVCO250の発振周波数成分を低減するような遮断特性を有する。
ところで、VCO250の発振周波数と基準信号源210の出力信号の周波数が近い場合、濾波器220および濾波器270では、期待した特性を得られない場合がある。つまり、基準信号源210の出力信号およびフラクショナルN分周器260の出力信号から、VCO250の発振周波数成分(出力信号成分)を十分に除去できず、フラクショナル・スプリアスが期待通りに除去されない場合がある。以下に、そのような問題を解決する本発明の第二の実施形態を説明する。
本発明の第二の実施形態は、フラクショナルN―PLL発振器300である。ここで、フラクショナルN―PLL発振器300の概略構成を示すブロック図を図4に示す。図4において、図2と同一の要素は、同一の参照番号を付して説明を省略する。図において、フラクショナルN―PLL発振器300は、基準信号源210と、ゲート310と、位相比較器230と、LPF240と、VCO250と、フラクショナルN分周器260と、ゲート320とを備える。基準信号源210の出力信号は、ゲート310を介して、位相比較器230に入力される。フラクショナルN分周器260の出力信号は、ゲート320を介して、位相比較器230に入力される。位相比較器230は、それら2つの入力信号間の位相差を検出する。位相比較器230の出力信号は、LPF240を介してVCO250に入力される。VCO250は、入力信号に応じて発振周波数を変化させる発振器である。つまり、VCO250は、位相比較器230の出力信号に応答して発振周波数を変化させる。フラクショナルN分周器260は、VCO250の出力信号を所望の分周比Mで分周する。
ゲート310およびゲート320は、入力信号に応答して2値の信号を出力する論理素子または論理回路である。従って、それらの出力信号は、理想的には、論理レベル・ハイまたはローにより表現される。また、それらの出力信号の一部または全部が振動している場合であっても、それらの出力信号にはVCO250の発振周波数成分(出力信号成分)が含まれないことが望ましい。または、それらの出力信号にVCO250の発振周波数成分(出力信号成分)が含まれていても、当該発振成分が十分に小さく抑えられ、VCO250の出力信号に含まれるフラクショナル・スプリアスが無視しうる程度であれば良い。要するに、ゲート310およびゲート320は、VCO250の出力信号が位相比較器230内に入らないように、基準信号源210の出力信号およびフラクショナルN分周器260の出力信号から、VCO250の発振周波数成分(出力信号成分)を除去できるような特性を有する。
また、ゲート310と位相比較器230との間の信号経路、および、ゲート320と位相比較器230との間の信号経路において、VCO250の発振周波数成分(出力信号成分)の混入を避けなければならない。そこで、ゲート310と位相比較器230とを近接させ、また、ゲート320と位相比較器230とを近接させ、それにより、それらの信号経路をできるだけ短くする。それらの信号経路を十分に短くできない場合は、それらの信号経路をシールドされたケーブルなどで構成する。
さて、上記の実施形態において、以下のような変形が可能である。
まず、第一の実施形態においては、位相比較器230が濾波器220および濾波器270を備え、1つの位相比較器とすることができる。この場合、内蔵される濾波器の遮断特性が外部調整可能なように設計されるとなお良い。また、第二の実施形態においては、位相比較器230がゲート310およびゲート320を備え、1つの位相比較器とすることもできる。
ここで、本発明の効果を明らかにするために、図5と図6を参照する。図5は、従来のフラクショナルN−PLL発振器の出力スペクトラムを示す図である。図6は、本発明のフラクショナルN−PLL発振器の出力スペクトラムを示す図である。両図において、縦軸は電力を示す。また、横軸は、周波数を示す。横軸は、全幅が100kHzであり、破線により10分割されている。基準発振器の出力信号周波数は、5MHzである。フラクショナルN分周器の分周比は、160.002である。VCOの発振周波数は800.01MHzである。図5において、キャリアの両側の10kHzオフセット位置に1つずつスプリアスが存在する。これらのフラクショナルスプリアスは、基準発振器の出力信号の160倍高調波成分(800MHz)とVCOの出力信号成分(800.01MHz)とが、位相比較器の内部で相互変調され生じたものである。つまり、フラクショナルスプリアスは、フラクショナルN分周器の割数が整数でない場合に生じる。一方、図6では、それらのスプリアスの存在が確認できない。このような効果は、第一の実施形態および第二の実施形態の両方において、ほぼ同様に得られる。
100,200,300 フラクショナルN―PLL発振器
110,210 基準信号源
120,230 位相比較器
130 低域濾波器
140 電圧制御発振器
150,260 フラクショナルN分周器
220,270 濾波器
231,232 入力端子
233,234 Dフリップフロップ
235 ゲート
236,237 出力端子
310,310 ゲート
110,210 基準信号源
120,230 位相比較器
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231,232 入力端子
233,234 Dフリップフロップ
235 ゲート
236,237 出力端子
310,310 ゲート
Claims (7)
- 非線形素子を有する位相比較器と位相比較器の出力信号の低周波成分に応答する可変周波数発振器とを備え、位相比較器には可変周波数発振器の出力信号を分周した信号と基準信号とが入力されるフラクショナルN−PLL発振器において、フラクショナル・スプリアスを低減する方法であって、
前記位相比較器に入力される前記信号から、前記可変周波数発振器の発振周波数成分を除去するステップ、
を含む方法。 - 非線形素子を有する位相比較器と位相比較器の出力信号の低周波成分に応答する可変周波数発振器とを備え、位相比較器には可変周波数発振器の出力信号を分周した信号と基準信号とが入力されるフラクショナルN−PLL発振器において、
前記可変周波数発振器の発振周波数成分を除去する手段を前記位相比較器の入力前段に備え、それによりフラクショナル・スプリアスを低減するようにした、
ことを特徴とするフラクショナルN−PLL発振器。 - 前記除去手段は、低域濾波器である、
ことを特徴とする請求項2に記載のフラクショナルN−PLL発振器。 - 前記除去手段は、入力信号に応答して2値の信号を出力するゲートである、
ことを特徴とする請求項2に記載のフラクショナルN−PLL発振器。 - 前記ゲートは、前記可変周波数発振器の発振周波数成分が除去または低減された電源が与えられる、
ことを特徴とする請求項4に記載のフラクショナルN−PLL - 前記位相比較器と前記除去手段との間の信号経路は、前記可変周波数発振器の発振周波数成分の混入を抑制するような構造を有する、
ことを特徴とする請求項3乃至請求項5のいずれかに記載のフラクショナルN−PLL発振器。 - 前記位相比較器は、デュアル・フリップフロップ型の位相比較器である、
ことを特徴とする請求項6に記載のフラクショナルN−PLL発振器。
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