JP2005528842A

JP2005528842A - 送信装置および無線通信機器

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Publication number: JP2005528842A
Application number: JP2004510125A
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Inventors: 大造山脇; 久芳梶原; 亮一高野; パトリック・ワーム
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2002-05-31
Filing date: 2003-02-18
Publication date: 2005-09-22
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Abstract

【課題】ポーラーループ方式の送信装置における振幅ループ上の低域通過フィルタの設計を簡素化できる技術を提供することにある。
【解決手段】位相制御ループと振幅制御ループを有するポーラーループ方式の送信装置において、振幅制御ループのループ帯域を制限するループフィルタとして、ラグリード特性を持つ第１のフィルタ（容量と抵抗を含む２次以上のフィルタ）と、完全積分器型の第２のフィルタ（容量のみから成るフィルタ）を用いるとともに、第１のフィルタと第２のフィルタの前段にはそれぞれ電流出力型回路を接続するようにした。

Description

本発明は、高周波電力増幅回路を有し出力電力の制御をフィードバック制御で行なう送信装置におけるノイズの低減およびループフィルタの設計を容易にする技術に関し、特に位相制御ループと振幅制御ループを有し位相変調および振幅変調を行なって送信する送信装置およびこれを備えた携帯電話機等の無線通信機器に適用して有効な技術に関する。

携帯電話機においては、音声通話に加えて高速データ通信のニーズが近年高まってきている。欧州移動体通信規格であるＧＳＭ(Global System for Mobile communications)においては、ＧＭＳＫ(Gaussian Minimum Shift Keying)変調方式を用いた従来のシステムをベースに、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式の多重化でＧＳＭにおける１タイムスロット送信に対して複数のタイムスロット送信を許容することでデータ通信を高速化するＧＰＲＳ(General Packet Radio Service)が策定された。さらに、ＧＰＲＳを超えるデータ速度を実現するために、変調方式として８値ＰＳＫを用いたＥＤＧＥ(Enhanced Data for ＧＳＭ Evolution)の標準化が行われた。

ＧＭＳＫ変調信号は振幅が一定であるため、ＧＳＭ用携帯電話機の送信方式としては、一定振幅信号を出力するオフセットＰＬＬ方式が一般的である。また、オフセットＰＬＬ方式では、入力振幅が一定であることから所定の利得で信号を増幅する電力増幅器として、高効率な飽和型電力増幅器が広く用いられている。オフセットＰＬＬ方式の送信装置の動作原理は、例えば、非特許文献１に記されている。

一方、ＥＤＧＥシステムの８値ＰＳＫ変調では変調信号の振幅が一定ではないため、送信方式には、入力信号位相のみならず振幅についても歪なく伝送できる線形送信が要求される。線形送信の実現の仕方としては２つの方式が知られている。第１の方式は、ミキサにより周波数変換を行うミキサ方式であり、電力増幅器としては線形型を用いる。ミキサ方式に関する詳細は、例えば、非特許文献２に記されている。第２の方式は、非線形電力増幅器を用い、これに歪補償を施す方式であり、高効率な飽和型電力増幅器を使用することができる。該方式の例として、ポーラーループ方式、カーティシアンループ方式、プリディストーション方式等がある。

ところで、ＥＤＧＥシステムでは、送信データ量に応じてＭＳＣ１からＭＳＣ９までの９つのモードが規定され、それぞれのモードは誤り訂正符号化方式が異なっており、ＥＤＧＥ対応の携帯電話機はそれら全てのモードで動作できるように構成されなければならない。ＭＳＣ１〜ＭＳＣ９のモードのうちＭＳＣ１からＭＳＣ４のモードはＧＭＳＫ変調に関するものであり、ＭＳＣ５からＭＳＣ９までが８値ＰＳＫ変調に関するものである。つまり、ＥＤＧＥ対応の携帯電話機は、ＧＭＳＫ変調と８値ＰＳＫ変調の２つの変調が可能なデュアルモード対応でなくてはならない。

デュアルモードの送信を実現するため、ＧＭＳＫ変調、８値ＰＳＫ変調のいずれに対しても前記ミキサを用いる第１の方式を適用するようにした場合には、回路を共用することで面積を低減できるという利点がある反面、線形電力増幅器を用いなければならないので電力効率が低下するというデメリットがある。一方、ＧＭＳＫ変調に対しては上記オフセットＰＬＬ方式を、また８値ＰＳＫ変調に対しては第１の方式を用いるようにした場合には、高い電力効率が得られるという利点があるが、電力増幅器等の回路を共用できないため面積が増大するという不具合がある。

したがって、電力効率を向上させる点からは飽和型電力増幅器を使用できる第２の方式が好ましく、また、オフセットＰＬＬと多くの回路を共有できるという点では第２の方式の中でも特にポーラーループ方式が有利である。

図７は、ポーラーループ方式の送信装置の従来例を示した図である。該送信装置は、位相ループと振幅ループを有する。

振幅ループは、入出力端子と振幅制御端子を有する飽和型電力増幅器200と、飽和型電力増幅器200の出力信号を第１と第２の出力に分岐する信号分岐手段201と、信号分岐手段201により分岐された信号を減衰する減衰器102と、減衰器102で減衰された信号が供給されるミキサ103と、ミキサ103に周波数変換動作を行わせるためのローカル信号を発生する電圧制御発振器(ＶＣＯ)104と、ミキサ103の出力に含まれる不要高調波を抑圧するためのフィルタ105と、帰還信号ＦＢと参照変調信号(ＭＯＤ)との振幅差を検出する振幅検出回路130と、低域通過フィルタ111とから構成される。

該送信装置の飽和型電力増幅器200から出力される信号(OUT)は、信号分岐手段201を介して図示しないアンテナへ出力される。低域通過フィルタ111の出力信号は、出力制御信号ＶAPCとして飽和型電力増幅器200の振幅制御端子に供給され、帰還信号ＦＢと参照変調信号(ＭＯＤ)の振幅が等しくなるように、飽和型電力増幅器200の出力振幅が制御される。また、飽和型電力増幅器200の入力端子には、送信用の発振器(ＶＣＯ)114の出力信号（搬送波）φTXが入力される。飽和型電力増幅器200の入力端子に供給される信号（搬送波）φTXの振幅は一定である。

図８には、図７のポーラーループにおける飽和型電力増幅器200の出力制御信号ＶAPCに対する出力振幅の特性を示す。飽和型電力増幅器200の動作領域としては、図８の線形領域を用いる。フィルタ105はミキサ103の出力に含まれる不要高調波を抑圧するためのもので一般に帯域が該振幅ループのループ帯域に比べ広くなるように設計されるので、該振幅ループの帯域、位相余裕は専ら低域通過フィルタ111の特性によって決まる。

一方、図７のポーラーループにおける位相ループは、飽和型電力増幅器200と、信号分岐手段201と、減衰器102と、ミキサ103と、ローカルＶＣＯ104と、フィルタ105と、帰還信号ＦＢと参照変調信号(ＭＯＤ)との位相差を検出する位相検出回路140と、低域通過フィルタ113と、送信用の発振器(ＶＣＯ)114とから構成され、帰還信号ＦＢと参照変調信号(ＭＯＤ)の位相が一致するように、送信用の発振器(ＶＣＯ)114の発振動作が制御される。

上記のように、参照変調信号ＭＯＤの振幅成分と位相成分に対して別々の制御ループを設けることで、出力ＯＵＴにおいて参照変調信号ＭＯＤの変調スペクトラムが保存されつつその中心周波数が所望周波数に変換される。該所望周波数の制御は、ローカルＶＣＯ104の周波数の設定により行われる。なお、ポーラーループ方式の動作原理の詳細は、例えば、非特許文献３に記されている。

ところで、ポーラーループ方式の送信装置の振幅ループにおいて、飽和型電力増幅器200で発生する歪成分を補償するには、該振幅ループの開ループ伝達関数Ｈｏの低周波数領域でのゲインが十分大きいことが必要である。そのためには、低域通過フィルタ111の伝達関数Ｆが０Ｈｚに極(ＤＣ極)をもつように設計することが一般的である。極が１つ(Type I)の場合と極が２つ(Type II)の場合の一般的な伝達関数Ｆの設計式をそれぞれ数式１と数式２に示す。式中のＡ、Ｂは定数である。

数式１は完全積分器が１つの伝達関数であり該伝達関数を有する振幅ループは位相が９０度以上回ることがないので安定である。一方、数式２で表わされるフィルタは、完全積分器１つとラグリード特性をもつ２次受動フィルタとから成る構成により低周波数でのゲインを高め位相余裕を増加させたものである。ループ帯域を1.8 ＭＨｚとした場合のType IとType IIのそれぞれの開ループ伝達関数Ｈｏの周波数特性を図９に示す。ただし、Type IIにおける零点と極はそれぞれループ帯域に対して対象に配置し、位相余裕は68度に設計した場合のものである。通常、位相余裕は45度以上に設計される。

図９から分かるように、低周波数領域でのゲインはType IIの方が大きいので歪みを減らし変調精度を高める上ではType IIの方が有利である。また、ループ帯域外（１．８ＭＨｚ以上）でのゲインはType IIの方が低く、該振幅ループ内で発生した雑音の抑圧度が大きいことを意味するので、低雑音特性が要求される携帯電話機にとってはType IIの方が有利である。従って、ポーラーループ方式の送信装置においては、振幅ループ上の低域通過フィルタ111をType IIに設計することが、歪補償と雑音抑圧の点でType Iに比べ有利である。
IEEE journal of solid-state circuits, Vol. 32, No. 12, December 1997, "A 2.7-V ＧＳＭ RF Transceiver IC", pp. 2089 - 2096 PRENTICE HALL PTR出版、Behard Razavi著、"RF MICROELECTRONICS", pp. 149 - 155 Artech House出版、PETER B. KENINGTON著、"HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN", pp. 161 - 164

しかし、数式２のような伝達関数を有するフィルタを設計する場合、一般にはオペアンプを用いたアクティブフィルタを用いることが多いが、ポーラーループ方式の送信装置の振幅ループ上の低域通過フィルタ111にオペアンプを含むアクティブフィルタを用いると、オペアンプはそれ自身が零点と極を持つため、低域通過フィルタ111を設計する際に、該零点と極を考慮する必要があり、設計が煩雑となるという問題が生じる。

本発明の目的は、ポーラーループ方式の送信装置における振幅ループ上の低域通過フィルタの設計を簡素化できる技術を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、ポーラーループ方式の送信装置における振幅ループ上の低域通過フィルタの構成を、送信出力雑音を低減できるように最適化することにある。

この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。

上記第１の目的を達成するために本発明は、位相制御ループと振幅制御ループを有するポーラーループ方式の送信装置において、振幅制御ループのループ帯域を制限するループフィルタとして、ラグリード特性を持つ第１のフィルタ（容量と抵抗を含む２次以上のフィルタ）と、完全積分器型の第２のフィルタ（容量のみから成るフィルタ）を用いるとともに、第１のフィルタと第２のフィルタの前段にはそれぞれ電流出力型回路を接続するようにした。

上記第２の目的を達成するために本発明は、位相制御ループと振幅制御ループを有するポーラーループ方式の送信装置において、振幅制御ループのループ帯域を制限するループフィルタとして、ラグリード特性を持つ第１のフィルタと完全積分器型の第２のフィルタとを用い、第１のフィルタを第２のフィルタよりも前段に配置するようにした。

第１の目的を達成することにより、第１のフィルタと第２のフィルタを受動素子からなるパッシブフィルタで構成することが可能となり、オペアンプを含むアクティブフィルタが不要になって設計を簡素化できる。

第２の目的を達成することにより、振幅ループの雑音に対する抑圧度を向上させることができ、低雑音な送信装置を実現できる。

以下、本発明の実施例を、図面を用いて説明する。

図１は、本発明の送信装置の第１の実施例を示した構成図である。

本実施例に係る送信装置は、背景技術の欄で説明したポーラーループ方式を採用したものであり、位相ループと振幅ループとを有しＥＤＧＥ対応の送信装置として構成されている。

図１において、符号100で示されるのは位相変調と振幅変調を行なう高周波ＩＣ、PA-MDLは送信信号を増幅して出力する飽和型電力増幅回器200（以下、パワーアンプと称する）や送信出力を検出するためのカプラまたは信号分岐器などの出力検出手段201を含むパワーモジュール、300は送信データに基づいてＩ／Ｑ信号（ベースバンド信号）を生成したりRF-ICの制御信号やパワーモジュールPA-MDL内のパワーアンプ200に対するバイアス電圧ＶBIVGASを生成したりするベースバンド回路、220は位相変調された送信信号（搬送波）を生成する送信用発振器、219は位相制御ループの帯域を制限し送信用発振器220の制御電圧を与えるフィルタである。

特に制限されるものでないが、高周波ＩＣ100とベースバンド回路300は、各々１個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。本実施例の送信装置は、位相制御のためのフィードバックループ（位相ループ）の他に、振幅制御のためのフィードバックループ（振幅ループ）の２つの制御ループを備える。また、本実施例においては、振幅ループのフィードバックパスが位相ループのフィードバックパスを兼用するようにされている。

パワーモジュールPA-MDLは、パワーアンプ200、該パワーアンプ200の駆動電圧（Ｖｄｄ）を生成する電圧制御回路、出力検出手段201などを含んでいる。パワーアンプ200はＦＥＴなどで構成されており、このＦＥＴのドレイン端子もしくはソース端子にはパワーモジュールPA-MDL内に設けられている電圧制御回路により前記高周波ＩＣ100の振幅ループから供給される制御電圧ＶAPCに応じた駆動電圧（Ｖｄｄ）が生成されて印加される。また、パワーＦＥＴ（200）のゲート端子には図示しないバイアス回路で生成された適当なバイアス電圧ＶBIASが印加される。出力検出手段201は、モジュールの基板上に形成されたカップラもしくは出力の交流成分のみ分岐して伝播する容量素子などからなる信号分岐手段により構成される。

高周波ＩＣ100は、発振器IF‐VCOで生成された中間周波数の発振信号φIFから互いに位相が９０°ずれた信号を生成する位相分周回路110、ベースバンドＬＳＩ300から供給されるＩ，Ｑ信号と位相分周回路110で分周された信号とをミキシングして直交変調を行なう直交変調回路120、前記フィードバックパスからの帰還信号と前記直交変調回路120の出力信号（変調信号）との位相差を検出する位相検出回路240、パワーアンプ200の出力レベルを検出する前記出力検出手段201の検出信号を減衰する減衰器（アッテネータ）202と、減衰された信号と高周波発振器204からの発振信号φRFとをミキシングして周波数変換（ダウンコンバート）をするミキサ203、該ミキサ203の出力の不要高調波を抑圧するためのフィルタ205と、フィルタ205を通過した信号を増幅する可変利得増幅器(AGC)206と、該可変利得増幅器206の出力の不要高調波を抑圧するためのフィルタ207と、該フィルタ207の出力信号と直交変調回路120からの参照信号の振幅差を検出する振幅検出回路230と、該振幅検出回路230の出力電流を電圧に変換する第１の低域通過フィルタ213と、該低域通過フィルタ213の出力電圧を増幅する可変利得増幅器214と、可変利得増幅器214に接続された電流出力型バッファ215と、該電流出力型バッファ215の出力電流を電圧に変換する第２の低域通過フィルタ216と、該低域通過フィルタ216の出力に応じて前記パワーアンプ200に対する出力制御電圧ＶAPCを生成し供給するバッファ217とから構成される。

また、この実施例の高周波ＩＣ100には、ベースバンド回路300から供給されるチップ内部の制御情報や動作モード等を設定するためのレジスタ170、レジスタ170の設定値に基づいてチップ内部の各回路に対するタイミング信号を出力して動作モードに応じて所定の順序で動作させるシーケンサ180などが設けられている。

この実施例では、上記出力検出手段201−減衰器202−ミキサ203−フィルタ205−可変利得増幅回路206−フィルタ207−振幅検出回路230−フィルタ213−可変利得増幅回路214−バッファ215−フィルタ216−バッファ217−パワーアンプ200により振幅ループが構成される。振幅ループ上のフィルタ205, 207はそれぞれミキサ203と可変利得増幅器206の出力の不要高調波を抑圧するためのもので帯域が該振幅ループのループ帯域に比べ広く設計されることにより、該振幅ループの帯域、位相余裕は低域通過フィルタ213, 216によって決まる。また、出力検出手段201−減衰器202−ミキサ203−フィルタ205−可変利得増幅回路206−フィルタ207−位相検出回路240−フィルタ219−送信用発振器220−パワーアンプ200により位相ループが構成される。

位相ループでは、直交変調回路120の変調信号ＭＯＤとフィルタ207からのフィードバック信号に位相差が生じていると、この誤差を減少させるような電圧が送信用発振器220の周波数制御端子に供給され、フィルタ207からのフィードバック信号の位相が直交変調回路120の出力信号の位相と一致するように制御される。この位相ループにより、送信用発振器220の出力の位相が電源電圧変動や温度変化に対してずれないような制御が行われる。なお、送信用発振器220の出力振幅は一定である。

本実施例では、図７のポーラーループにおける低域通過フィルタ111を図１のように２つの低域通過フィルタ213, 216で構成するとともに、数式２を実現するために、フィルタ213は２個の容量Ｃ２，Ｃ３および該Ｃ３と直列の抵抗Ｒ３とからなるラグリード特性を持つ２次受動フィルタで、またフィルタ216は容量Ｃ１のみからなる完全積分器型受動フィルタで構成している。さらに、これらの低域通過フィルタ213と 216をそれぞれ受動素子(抵抗、容量)のみで構成できオペアンプを不要にできるように、それぞれのフィルタの前段回路は電流出力型回路、すなわち電流出力型振幅検出回路 230と電流出力型バッファ215とされている。

また、数式２を実現するには、理想積分器を構成する必要があることから、フィルタ216の前段および後段にはバッファアンプ(電流出力型バッファ215とバッファ217)が接続されている。図１のように電流出力型バッファ215の出力にフィルタ216を接続し振幅検出回路 230の出力にフィルタ213を接続する代わりに、フィルタを逆つまり電流出力型バッファ215の出力にラグリード特性を持つフィルタ213を接続し振幅検出回路 230の出力にフィルタ216を接続するようにしても数式２を実現することが可能である。ただし、振幅ループの雑音特性の最適化に関しては、図１に示すフィルタ配置が最適であるが、その詳細については後述する。

ポーラーループにおいては、位相ループの帯域は振幅ループの帯域と同一にした方が整合がとれるので、本実施例の送信装置では位相ループ上のループフィルタ219は、振幅ループ上のフィルタ213と同様に２個の容量と１個の抵抗とからなるラグリード特性を持つ２次受動フィルタで構成され、位相ループの帯域を振幅ループと同一の例えば１．８ＭＨｚのような帯域に制限するように定数が設定される。ただし、位相ループ上の各回路のゲインは振幅ループ上の各回路のゲインと異なるので、フィルタ219の容量および抵抗の定数はフィルタ213とは異なる。また、位相ループにおいては発振器220それ自身が完全積分器としての特性を有するため、振幅ループにおける第２のフィルタ216に相当するフィルタは不要であり、設けられていない。

振幅検出回路230は、例えば図２に示されているように、サイン波形の入力信号を波形整形して方形波として出力するリミッタ208と、該リミッタ２０８の入力および出力すなわち波形整形する前のサイン波信号および波形整形後の方形波を入力とする電流出力型ミキサ209とから成りフィルタ207経由のフィードバック信号の振幅を検波する第１の振幅検波回路と、変調回路120から出力される参照信号としての変調信号ＭＯＤを入力とするリミッタ210と電流出力型ミキサ211とから成り参照変調信号ＭＯＤの振幅を検波する第２の振幅検波回路と、上記第１の振幅検波回路と第２の振幅検波回路の出力電流の差電流を出力する減算手段212とから構成される。

図１０には、振幅検出回路230のより具体的な回路例が示されている。電流出力型ミキサ209と211は一種の乗算器で構成されており、乗算器の後段にそれぞれカレントミラー回路とこれらのカレントミラーの電流を減算することで、参照変調信号ＭＯＤと帰還信号ＦＢの振幅差に比例した電流ＩOUTを電流出力端子ＯＵＴへ出力する減算回路212が設けられている。ミキサ211は、差動の参照変調信号ＭＯＤをベースに受ける差動対トランジスタＱ１，Ｑ２と、Ｑ１，Ｑ２のエミッタに接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６と、Ｑ１のコレクタに共通エミッタが接続されベースにリミッタ210の差動出力を受ける差動対トランジスタＱ３，Ｑ４と、Ｑ２のコレクタに共通エミッタが接続されベースにリミッタ210の差動出力を受ける差動対トランジスタＱ５，Ｑ６と、Ｑ３のコレクタと電源電圧Ｖｃｃとの間に接続されたトランジスタＱ７と、Ｑ６のコレクタと電源電圧Ｖｃｃとの間に接続されたトランジスタＱ８とから構成されている。ミキサ209もミキサ211と同一の回路構成とされており、入力信号として振幅ループからのフィードバック信号ＦＢが入力される。

減算回路212は、ミキサ211のトランジスタＱ７，Ｑ８とそれぞれカレントミラー接続されたトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、該トランジスタＱ１１，Ｑ１２と各々直列に接続され互いにカレントミラー接続されたトランジスタＱ１３，Ｑ１４と、ミキサ209のトランジスタＱ７’，Ｑ８’とカレントミラー接続されたトランジスタＱ１５，Ｑ１６とから構成され、該Ｑ１５はカレントミラー・トランジスタＱ１４と直列に、またＱ１６はカレントミラー・トランジスタＱ１３と直列に接続されている。

かかる構成により、ミキサ211側のトランジスタＱ７の電流をカレントミラーでトランジスタＱ１１にコピーするとともに、ミキサ209側のトランジスタＱ８’の電流をカレントミラーでトランジスタＱ１６にコピーして加算した電流をトランジスタＱ１３に流し、これをカレントミラーでトランジスタＱ１４にコピーする。また、トランジスタＱ８の電流をカレントミラーでトランジスタＱ１２にコピーするとともに、トランジスタＱ７’の電流をカレントミラーでトランジスタＱ１５にコピーしてＱ１２の電流と加算し、この加算電流から前記カレントミラー・トランジスタＱ１４の電流を減算することで、参照変調信号ＭＯＤと帰還信号ＦＢの振幅差に比例した電流ＩOUT1が電流出力端子ＯＵＴへ出力するようになっている。

図１１には、可変利得増幅器214と電流出力型バッファ215の具体的な回路例が示されている。可変利得増幅器214は、入力差動トランジスタＱ２１，Ｑ２２と、Ｑ２１，Ｑ２２の共通エミッタに接続された可変電流源ＶＣと、Ｑ２１，Ｑ２２のコレクタにそれぞれ接続された負荷トランジスタＱ２３，Ｑ２４とから構成されている。電流出力型バッファ215は、前記トランジスタＱ２３，Ｑ２４とそれぞれカレントミラー接続されたトランジスタＱ３１，Ｑ３２と、Ｑ３１と直列に接続されたトランジスタＱ３３と、トランジスタＱ３２と直列に接続されＱ３３とカレントミラー接続されたトランジスタＱ３４とから構成され、Ｑ３２の電流からＱ３４の電流を引いた電流Ｉout2が出力される。これにより、可変利得増幅器214の差動入力の電位差に応じた電流が電流出力型バッファ215から出力される。可変利得増幅器214の差動入力の一方に前記213の出力電圧が入力され、差動入力の他方には例えば０．１Ｖのような基準となる電圧Ｖref1が印加される。

なお、図１１に示されている回路全体を電流出力型可変利得増幅器214とみることができ、その場合電流出力型バッファ215は不要である。また、実施例のポーラーループでフィードバックパス上の可変利得増幅器206は図１１に示されている可変利得増幅器214の負荷トランジスタを抵抗で置き換えたような回路とすることができる。そして可変利得増幅器214（206）が、図１１のような回路で構成されている場合、そのバイアス電流ＩEEを指数関数的に変化させることにより、制御電圧ＶRAMPに対して可変利得増幅器214（206）のゲインがdB表示でリニアに変化するように制御することができる。

次に、本実施例の送信装置の応用システムの例としてＧＳＭ900の周波数帯におけるＥＤＧＥモードの動作を説明する。なお、以下の説明においては、利得を表す単位はdBではなく真値とする。

ＧＳＭ900の送信周波数帯域は880 ＭＨｚ〜915 ＭＨｚであり、パワーアンプ200の出力OUTは該送信帯域内の周波数をもつ搬送波を８値ＰＳＫ変調した信号である。実施例の送信装置において直交変調回路120から出力される変調信号ＭＯＤは８値ＰＳＫ変調された信号でありその中間周波数は任意に選ぶことができるが、ここでは８０ＭＨｚとする。該送信装置の振幅ループと該位相ループが収束し定常状態にある時、フィルタ207の出力信号は、変調信号ＭＯＤと同一のレプリカ信号となる。すなわち、搬送周波数８０ＭＨｚで８値ＰＳＫ変調された信号である。

一方、フィルタ207の出力信号は、パワーアンプ200の出力OUTがミキサ203にて周波数変換されたものであるので、ローカルＶＣＯ204の出力周波数は、パワーアンプ200の出力周波数に８０ＭＨｚを加えたもの、すなわち、960ＭＨｚ〜995ＭＨｚとなる。ただし、ローカルＶＣＯ204の発振周波数として、パワーアンプ200の出力周波数から８０ＭＨｚを引いたもの、すなわち、800 ＭＨｚ〜835 ＭＨｚを用いることもできる。また、ローカルＶＣＯ204とミキサ203の間に分周器または逓倍器を挿入して、ローカルＶＣＯ204をより高い周波数またはより低い周波数で動作させることも可能である。送信用ＶＣＯ220は、パワーアンプ200の出力周波数を中心とし変調信号ＭＯＤの位相信号に追従して動作し、その出力信号が飽和型パワーアンプ200に入力される。

ＧＳＭやＥＤＧＥ対応のシステムにおいては、送信時のアンテナ出力電力が規定の範囲内で制御される必要がある。例えば、パワークラスＥ２対応端末では、出力電力が＋５ dBmから＋２７ dBmの範囲内で２ dBステップで制御されなくてはならない。したがって、該送信装置においても、上記出力電力制御の規定に対応する必要がある。そのために、該振幅ループ内に、可変利得増幅器206が挿入されている。以下、パワーアンプ200の出力電力が可変利得増幅器206により制御できる理由を説明する。

変調信号ＭＯＤの信号振幅をＶＭＯＤ [Ｖ]と表わし、振幅ループの定常誤差が十分小さく無視できるとすると、フィルタ207の出力信号振幅もまたＶＭＯＤとなる。したがって、可変利得増幅器206の利得、ミキサ203の利得、減衰器202の利得をそれぞれＡAGC1、AMIX、AATTとし、フィルタ205, 207及び信号分岐手段201による信号の減衰がないと仮定すると、パワーアンプ200の出力OUTの信号振幅ＶOUT [V]は数式３のように表すことができる。

数式３から、可変利得増幅器206の利得ＡAGC1を制御することでパワーアンプ200の出力振幅ＶOUTを所望の値に制御できることが分かる。

次に、上記のように可変利得増幅器206の利得ＡAGC1を制御することでパワーアンプ200の出力振幅ＶOUTを変えた場合の問題点とその解決方法について説明する。振幅検波回路209，210は同一の特性をもち、その利得をＡDETとする。また、減算手段212の利得を「１」、フィルタ213の伝達関数をＦ1、可変利得増幅器214と電流出力型バッファ215の利得をそれぞれＡAGC2、ＡBUＦ1、フィルタ216の伝達関数をＦ2、バッファ217の利得とパワーアンプ200の振幅制御端子から出力への利得をそれぞれＡBUＦ2、ＡPAとすると、該振幅ループの開ループ伝達関数Ｈｏは数式４で表される。

該振幅ループのループ帯域、位相余裕等の諸特性は開ループ伝達関数Ｈｏによって決まる。したがって、伝達関数Ｈｏはパワーアンプ200の出力OUTの信号振幅に係わらず一定であることが好ましいが、パワーアンプ200の出力OUTの信号振幅を制御するために利得ＡAGC1を変えると、伝達関数Ｈｏもまた変化してしまうことが数式４から分かる。これが、ＡAGC1制御による問題点である。該問題点を解決するために、本実施例の送信装置では、振幅ループのフォワードパス上に可変利得増幅器214が挿入され、可変利得増幅器206と可変利得増幅器214の利得の積、すなわち、ＡAGC1×ＡAGC2が常に一定になるように制御される。ＡAGC1×ＡAGC2が一定であれば、数式４から分かるように、ＡAGC1を変化させたとしても伝達関数Ｈｏの特性は一定に保たれる。これは、振幅ループの帯域を常に一定に保つために必要である。

次に、実施例の送信装置におけるフィルタ213, 216の配置と振幅ループの雑音特性について説明する。振幅ループの雑音計算モデルとして図２に示すリニアモデルを用いる。計算を簡単化するため、フィルタ205, 207と信号分岐手段201による影響は無視する。

雑音Ｎ1[Ｖ]は、減衰器202の出力換算雑音とミキサ203の入力換算雑音の和、Ｎ2 [Ｖ]は可変利得増幅器206の出力換算雑音と第１の振幅検波回路（208,209）の入力換算雑音の和、Ｎ3[Ｖ]は第２の振幅検波回路（210,211）の入力換算雑音と第２の振幅検波回路の前段回路からの雑音との和、Ｎ4 [Ｖ]は可変利得増幅器214の出力換算雑音と電流出力型バッファ215の入力換算雑音との和、Ｎ5 [Ｖ]はバッファ217の出力換算雑音とパワーアンプ200の振幅制御端子換算雑音との和をそれぞれ示している。該振幅ループの全出力雑音は、雑音Ｎ1〜Ｎ5に、それぞれの該振幅ループ出力への閉ループ伝達関数をかけ、総和を求めることで得られる。そこで、雑音Ｎ1〜Ｎ5に対する閉ループ伝達関数を、それぞれＨN1〜ＨN5と表すと、それらは数式５〜数式９よって表すことができる。

数式５〜数式９を用いて、フィルタ213, 216の配置の２つの可能性、すなわち、フィルタ213と 216が図１に示す配置にある場合 (配置１)と、フィルタ213と 216の位置を入れ替えた場合、すなわち、図１におけるフィルタ213の位置にフィルタ216を置き、フィルタ216の位置にフィルタ213を置いた場合(配置２)について考察する。

数式５〜数式９は、配置１の場合の閉ループ伝達関数である。配置２の場合には、数式５〜数式９において、Ｆ1とＦ2を入れ替えた、すなわち、Ｆ1の代わりにＦ2を代入し、Ｆ2の代わりにＦ1を代入したものとなる。数式４から、伝達関数ＨｏにはＦ1とＦ2がそれぞれ１つずつ含まれているため、Ｆ1とＦ2を入れ替えても特性に変化は生じないことが分かる。同様に理由により、伝達関数ＨN1、ＨN2、ＨN3、ＨN5に関してもＦ1とＦ2を入れ替えても特性に変化は生じない。しかし、ＨN4に関しては、分子にＦ2しか含まれずＦ1が含まれないために、Ｆ1とＦ2の入れ替えにより特性に変化が生じる。雑音を抑圧するには、閉ループ伝達関数の利得が小さい方が有利である。したがって、Ｆ1とＦ2のうち利得の小さい方が伝達関数ＨN4の分子に含まれるようにすることで、該送信装置の出力雑音をより小さくすることができることが分かる。

ここで、Ｆ1とＦ2のどちらの利得の方が小さいか検討する。振幅ループが非定常状態から定常状態へ収束する初期段階において、電流出力型バッファ215と減算手段212はそれらの最大出力電流をそれぞれフィルタ216とフィルタ213に供給し、バッファ217の入力電位と可変利得増幅器214の入力電位が収束電位近傍に近づくと該最大出力電流の供給を止め、リニアモデルで記述される収束過程へと移行する。電流出力型バッファ215と減算手段212が同一のＩＣチップ上で実現される場合、該出力最大電流が大きい程収束時間を短縮する上で有利であるから、ＩＣチップ上で実現できる実用的な範囲内で同一の値に設計される。また、この時、フィルタ213と減算手段212とからなる回路と、フィルタ216と電流出力型バッファ251とからなる回路のスルーレートが同一である方が収束時間を短縮する上で有利である。したがって、容量Ｃ１とＣ３には同程度の値が用いられる。ここで、図２に示されている容量Ｃ２，Ｃ３と抵抗Ｒ３とからなるラグリード型２次フィルタ213の場合には、通常、Ｃ２に比べＣ３の方が値は約１桁大きくなるため、フィルタ213の容量値はＣ３で代表することができる。

図３は、Ｃ１とＣ３を同じ値とし、該ループ帯域が1.8 ＭＨｚとなるようにした場合のフィルタ213とフィルタ216の伝達関数Ｆ1とＦ2の特性を示す。図３より、高周波数領域においては、Ｆ2の方が利得は小さくなることが分かる。従って、数式８の伝達関数ＨN4の分子には、Ｆ1よりもＦ2が含まれた方が雑音抑圧度が増加することとなる。つまり、Ｆ1、Ｆ2の配置は、雑音抑圧特性上は前記配置２よりも実施例の配置１の方が適していることが分かる。

さらに、本実施例の送信装置においては、ＧＭＳＫ変調が行われる動作モードの場合にも有効に機能する。すなわち、ＧＳＭモードでは直交変調器120から振幅一定の変調信号ＭＯＤが供給されるので、振幅ループを動作状態にしておき、出力要求レベルに応じて可変利得増幅器206の利得を変化させることによりパワーアンプ200の出力電圧の制御することもできる。例えば、パワーアンプ200の出力電圧を大きくしたい場合には可変利得増幅器206の利得を小さくしてやれば、振幅検出回路230により出力振幅が小さいと判定されて振幅ループを介してパワーアンプ200の出力制御端子に出力電圧を大きくさせるような制御電圧ＶAPCが印加されて出力電圧を大きくされる。逆に、可変利得増幅器206の利得を大きくしてやれば、振幅検出回路230により出力振幅が大きいと判定されてパワーアンプ200の出力制御端子に出力電圧を小さくさせるような制御電圧制御電圧ＶAPCが印加されて出力電圧を小さくされる。

次に、本発明に係る送信装置の第２の実施例を説明する。

図４は、本発明の送信装置の第２の実施例を示した構成図である。本実施例の送信装置は、第１の実施例において、振幅ループと位相ループで共通に利用していたリミッタ208, 210を振幅ループの専用とし、位相ループ用にリミッタ300, 301を追加することにより、ループ毎にリミッタを有する構成としたものである。本実施例に従うと、ループ毎にリミッタの特性を最適化することが可能になるという利点がある。

次に、本発明に係る送信装置の第３の実施例を説明する。

図５は、本発明の送信装置の第３の実施例を示した構成図である。本実施例の送信装置は、第２の実施例において、パワーアンプ200の前段すなわち送信用ＶＣＯ220とパワーアンプ200との間に第２信号分岐手段403を挿入するとともに、該信号分岐手段403の出力を減衰する第２の減衰器402と第２のミキサ400とフィルタ401とを設け、このフィルタ401の出力をリミッタ300を介して位相検出回路218にフィードバックすることで位相ループを振幅ループとは別個に構成するようにしたものである。第２のミキサ400に供給されるローカル信号は、ミキサ203へのローカル信号と共通でありローカルＶＣＯ204から供給される。ミキサ400の出力信号は、フィルタ401において不要高調波が抑圧され、リミッタ300に供給される。

また、本実施例の送信装置は、振幅ループすなわちミキサ203とローカルＶＣＯ204と可変利得増幅器206,214と、電流出力型ミキサ209,211と、減算手段212と、電流出力型バッファ215とバッファ217とを非動作状態にして、位相ループのみ有効にし、パワーアンプ200の出力制御端子に出力要求レベルに応じた所定の固定電圧を加えることにより、前述のオフセットＰＬＬ方式と同様なシステムとして働かせてＧＭＳＫ変調の送信を行わせることができる。ここで、パワーアンプ200の出力制御端子に出力要求レベルに応じた所定の固定電圧を加えるには、例えばバッファ217と電力増幅器200の出力制御端子との間に切替えスイッチを設けて、バッファ217の出力の代わりに例えばベースバンド回路300から供給される制御電圧ＶAPCを直接印加するようにすれば良い。

次に、前記第２の実施例をデュアルバンド対応の送信装置に適用しそれを用いて無線通信装置を構成した場合の実施例を、図６を用いて説明する。

ここでは、一例として、ＧＳＭ900とＤＣＳ1800のデュアルバンドに対応したＥＤＧＥシステムを説明する。図６の実施例では、特に制限されるものでないが、受信系回路にはＲＦ信号を直接ベースバンド信号に変換するダイレクトコンバージョン方式を用い、送信系回路にはポーラーループ方式を適用した第２の実施例を用いている。

受信系回路は、所望の受信帯域を通過させるＲＦフィルタ519a, 519bと、低雑音増幅器513a, 513bと、ミキサ514a, 514b, 514c, 514dと、可変利得低域通過フィルタ522とから構成されている。ＲＦフィルタ519a、低雑音増幅器513a、ミキサ514a, 514bはＧＳＭ900用であり、ＲＦフィルタ519b、低雑音増幅器513b、ミキサ514c, 514dはＤＣＳ1800用である。ミキサ514a, 514b, 514c, 514dでは受信信号をＲＦ帯からベースバンド帯へ周波数変換するとともに、コサイン成分(I)とサイン成分(Q)に分離する復調も同時に行う。このため、ミキサ514aと514bとに互いに９０度位相の異なるローカル信号を加える必要があり、この実施例では分周器515aを用いて生成している。ミキサ514cと514dに対しても同様に、互いに９０度位相の異なるローカル信号を分周器515bにより生成し、供給する。該ローカル信号は、発振器512により発生される。

発振器512には、少なくとも3580ＭＨｚ〜3980ＭＨｚの範囲で発振可能なものを用いる。ＧＳＭ900モード時には、3700ＭＨｚ〜3840ＭＨｚの範囲で発振し、分周器511で1850ＭＨｚ〜1920ＭＨｚに、また分周器515aで925ＭＨｚ〜 960ＭＨｚに分周され、ＧＳＭ900の受信帯域を全てカバーする。また、DCS1800モード時には、発振器512は3610ＭＨｚ〜3760ＭＨｚの範囲で発振し、分周器515bで1805ＭＨｚ〜1880ＭＨｚに分周され、DCS1800の受信帯域を全てカバーする。ミキサ514a, 514b, 514c, 514dで復調されたベースバンド信号は可変利得低域通過フィルタ522に入力され、レベル調整と妨害波除去が行われる。可変利得低域通過フィルタ522は、低域通過フィルタ516a, 516b, 518a, 518bとAGC517a, 517bとから構成される。

送信系回路523は、第２の実施例をデュアルバンド対応としたものである。デュアルバンド対応とするために、図１の送信用発振器220の代わりにＧＳＭ900帯域とＤＣＳ1800帯域の２つの帯域で発振可能なデュアルバンド発振器500を用い、図１の飽和型電力増幅器200の代わりにＧＳＭ900帯域とＤＣＳ1800帯域の２つの帯域に対応したデュアルバンド対応飽和型電力増幅器501を用いている。デュアルバンド対応飽和型電力増幅器501は第１の出力端子と第２の出力端子をもち、第１の出力端子からはＧＳＭ900時に信号が出力され、第２の出力端子からはDCS1800時に信号が出力される。

デュアルバンド対応飽和型電力増幅器501の該第１と第２の出力端子には、それぞれ信号分岐手段201a, 201bが接続されている。信号分岐手段201aに入力された信号は、２つに分岐され、一方は不要高調波を抑圧する低域通過フィルタ507aに供給され、他方は減衰器202aに入力される。信号分岐手段201bに関しては、一方は低域通過フィルタ507bに供給され、他方は減衰器202bに入力される。減衰器202a, 202bの出力信号はいずれもミキサ203に入力される。

この実施例における変調信号ＭＯＤは、直交変調器502にて生成される。直交変調器502においては、互いに９０度位相がずれた80ＭＨｚのローカル信号に対してＩ、Ｑ信号による変調が行われる。該ローカル信号は、640ＭＨｚで発振する発振器506と、分周器503, 504, 504を用いて生成される。

発振器の数を減らすため、送信系と受信系とで発振器512を共通に用いている。ＧＳＭ900時には、発振器512は3840ＭＨｚ〜 3980ＭＨｚの範囲で発振し、分周器510の出力は1920ＭＨｚ〜1990 ＭＨｚ、分周器509の出力は960ＭＨｚ〜995ＭＨｚとなり、ミキサ203のローカル信号として用いられる。DCS1800時には、発振器512は3580ＭＨｚ〜3730ＭＨｚの範囲で発振し、分周器510の出力は1790ＭＨｚ〜1865ＭＨｚとなり、ミキサ203のローカル信号として用いられる。ミキサ203の入力信号として、分周器509出力信号を用いるか、分周器510の出力信号を用いるかの切り替えは、ベースバンド回路からの制御信号によって制御される切り替え手段508により行なわれる。

ＲＦフィルタ519a, 519bの入力と、低域通過フィルタ507a, 507bの出力は、それらとアンテナ521との接続を切り替える切り替え手段520により切り替えが行なわれる。例えば、ＧＳＭ900送信時には、アンテナ521と低域通過フィルタ507aが接続される。また、ＧＳＭ900受信時には、アンテナ521とＲＦフィルタ519が接続される。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例では、振幅ループのフォワードパス上の第１のフィルタ213として容量Ｃ２，Ｃ３と抵抗Ｒ３とからなるラグリード特性を有するものを使用しているが、さらにその後に第１のフィルタ213のラグリード特性を大幅に変化させない範囲でもう少しノイズ抑圧度を高めたりするために抵抗と容量を接続したフィルタを使用するようにしてもよい。

以上、本発明を、ＧＳＭ方式とＤＣＳ1800方式の２つの方式に従った通信が可能に構成されたデュアルバンド方式のシステムに適用した場合を説明したが、本発明はＧＳＭ方式またはＤＣＳ方式のいずれか一方、またはこれらの方式に加えＰＣＳ（Personal Communications System）1900の方式に従った通信が可能に構成されたトリプルバンド方式のシステムにおいてＧＭＳＫ変調モードの他に８−ＰＳＫ変調モードによる位相変調を伴なう通信を行なえるようにする場合にも利用することができる。８５０ＭＨｚ（US band）もまた使用できる。

本発明の送信装置の一実施例を示すブロック図である。本発明の送信装置の雑音解析モデルを示すブロック図である。第１フィルタと第２フィルタの特性を比較して示す周波数特性図である。本発明の送信装置の他の実施例を示すブロック図である。本発明の送信装置のさらに他の実施例を示すブロック図である。本発明の送信装置を利用した無線通信機器の一例を示すブロック図である。ポーラーループ方式の送信装置の基本的な構成を示すブロック図である。飽和型電力増幅器の振幅制御端子に入力される出力制御電圧ＶAPCと出力信号レベルとの関係を示す制御電圧−出力特性図である。 Type-IのフィルタとType-IIのフィルタの特性を比較して示す周波数特性図である。本発明の実施例において使用する振幅検出回路の具体例を示す回路図である。本発明の実施例において使用する可変利得アンプと電流出力型バッファの具体例を示す回路図である。

符号の説明

１００高周波ＩＣ
１１０位相分周回路
１２０直交変調回路
１６０利得制御回路
１７０レジスタ
１８０シーケンス
２００飽和型電力増幅器（パワーアンプ）
２０１出力検出手段
２０２減衰器（アッテネータ）
２０３ミキサ
２０４高周波発振器
２０６可変利得増幅器
２０７フィルタ
２１３第１の低域通過フィルタ
２１４可変利得増幅器
２１５電流出力型バッファ
２１６第２の低域通過フィルタ
２１７バッファ
２１９フィルタ
２２０送信用発振機
２３０振幅検出回路
２４０位相検出回路
３００ベースバンド回路
Ｃ１容量
Ｃ２容量
Ｃ３容量
Ｒ３抵抗

Claims

送信用発振器から出力される搬送波の位相を制御する位相制御ループと、電力増幅回路から出力される送信出力信号の振幅を制御する振幅制御ループとを有する送信装置であって、前記振幅制御ループ上に設けられ該振幅制御ループの周波数帯域を制限するフィルタが、容量素子と抵抗素子を含む第１の受動フィルタと容量素子のみからなる第２の受動フィルタとで構成され、前記第１の受動フィルタと第２の受動フィルタの前段にはそれぞれ電流出力型の回路が設けられている送信装置。
搬送波を生成する送信用発振器と、生成された搬送波信号を増幅する電力増幅回路と、参照信号と帰還信号を比較して位相差に応じた信号を出力する位相検出回路を含み前記送信用発振器から出力される搬送波の位相を制御する位相制御ループと、参照信号と帰還信号を比較して振幅差に応じた信号を出力する振幅検出回路を含み前記電力増幅回路から出力される送信出力信号の振幅を制御する振幅制御ループとを有する送信装置であって、
前記振幅制御ループ上に設けられ該振幅制御ループの周波数帯域を制限するフィルタが、ラグリード特性を有する第１の受動フィルタと完全積分型の第２の受動フィルタとで構成され、前記第１の受動フィルタと第２の受動フィルタの前段にはそれぞれ電流出力型の回路が設けられている送信装置。
第１の動作モードでは前記位相制御ループおよび前記振幅制御ループによる位相振幅変調を行なって信号を送信し、第２の動作モードでは前記位相制御ループによる位相変調を行なって信号を送信し、前記第１の動作モードと第２の動作モードで前記位相制御ループを共通に使用して位相変調を行なう請求項１記載の送信装置。
前記第１の受動フィルタは前記第２の受動フィルタよりも前段に設けられている請求項３に記載の送信装置。
前記第２の受動フィルタの前段に設けられている前記電流出力型回路は、該電流出力型回路と前記第２の受動フィルタと前記第２の受動フィルタの後段に設けられている回路で完全積分回路を構成するように設計されている請求項４に記載の送信装置。
前記振幅制御ループの前記電力増幅回路から前記振幅検出回路までのフィードバックパス上に第１の可変利得増幅回路が設けられ、また前記振幅制御ループの前記振幅検出回路から前記電力増幅回路までのフォワードパス上に第２の可変利得増幅回路が設けられ、前記第１の可変利得増幅回路の利得と前記第２の可変利得増幅回路の利得の積がほぼ一定に維持されるように前記第１と第２の可変利得増幅回路の利得が制御される請求項１に記載の送信装置。
前記第１と第2の動作モードのいずれにおいても前記電力増幅回路は飽和領域で動作されるようにバイアスが与えられる請求項１に記載の送信装置。
前記電力増幅回路は電界効果トランジスタからなり、前記振幅制御ループで生成された電圧は前記電界効果トランジスタのドレインまたはソースに印加されて該トランジスタの利得を制御する請求項１に記載の送信装置。
請求項１に記載の送信装置と、送信データに基づいてベースバンド信号を生成するベースバンド回路と、該ベースバンド回路で生成されたベースバンド信号により位相変調および振幅変調を行なう変調回路とを備える無線通信機器。
前記第１の可変利得増幅回路の利得と前記第２の可変利得増幅回路の利得を制御する信号は前記ベースバンド回路で生成される請求項９に記載の無線通信機器。