JP2005252731A

JP2005252731A - 光電変換装置

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Publication number: JP2005252731A
Application number: JP2004061412A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiro Uehara; 和弘上原
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-03-04
Filing date: 2004-03-04
Publication date: 2005-09-15
Anticipated expiration: 2024-03-04
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Abstract

【課題】フィードスルー信号成分に起因する上述した各種不具合を、装置の複雑化を招来することなく解決できる光電変換装置を実現する。
【解決手段】ＴＦＴ１０５をオンする際のスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３によって、補助容量１０４に予め充電する。これにより、補助容量１０４から読み出される検出電荷は、ＴＦＴ１０５におけるフィードスルー信号成分を除去されたものとなる。
【選択図】図１

Description

本発明は可視光もしくはＸ線等の放射線により像を形成する、例えば放射線撮像装置等の一次元もしくは二次元の光電変換装置に関するものである。

近年、医療分野においては、治療を迅速的確に行うために、患者の医療データをデータベース化する方向へと進んでいる。Ｘ線撮影の画像データについてもデータベース化の要求があり、Ｘ線撮影装置のデジタル化が望まれている。このような装置として、薄膜トランジスタ(ＴＦＴ)を用いた光電変換装置が提案されている。

以下、この光電変換装置について、図７ないし図１０を参照して説明する。図７は、光電変換装置の透視図、図８は、光電変換装置の概略ブロック図である。図９は、光電変換装置の１画素分の概略回路図である。図１０は、光電変換装置の動作におけるタイミングチャートである。

上記光電変換装置は、図７に示すように、絶縁基板上に複数の光電変換層（または光電変換素子）を二次元的に配置したセンサ基板１００、センサ基板１００を駆動する駆動回路１１０、駆動の結果得られたセンサ基板１００の出力を検出する検出回路１２０を備えている。また、駆動回路１１０は駆動ＩＣ１１１と駆動ＩＣ１１１を実装する駆動プリント基板１１２とを備えており、検出回路１２０は検出ＩＣ１２１と検出ＩＣを実装する検出プリント基板１２２とを備えている。駆動回路１１０、検出回路１２０は、コントロール・通信回路（図示せず）により制御される。尚、上記センサ基板１００は、例えば、表示用パネル（液晶表示パネル等）の製造工程を転用し、作成できる。

さらに、上記光電変換装置の構成を図８においてより具体的に示す。上記光電変換装置は、光電変換部であるセンサ基板１００において、複数のゲートライン１０１およびデータライン１０２が交差して配設されている共に、ゲートライン１０１およびデータライン１０２の各交点にてＴＦＴ等のスイッチング素子を介して光電変換素子が接続されている（図８において、センサ基板１００内でのライン等の図示は省略している）。

上記センサ基板１００にて検出される画像データは、駆動ＩＣ１１１がゲートライン1０１を介してセンサ基板１００上のＴＦＴの駆動を行うことで、データライン１０１を介して検出ＩＣ１２１に送られる。

ゲートライン１０１のライン数は、センサ基板１００の大きさ、画素ピッチにもよるが、数百〜数千ラインになる。各駆動ＩＣ１１１の出力数は、例えば数百になる。駆動プリント基板１１２には、駆動ＩＣ１１１の制御、及び、コントロール・通信基板１５０とのインターフェイスを行う回路が搭載されている。

データライン１０２のライン数は、センサ基板１００の大きさ、画素ピッチにもよるが、数百〜数千ラインになる。検出ＩＣ１２１は、この中に積分アンプ、ローパスフィルタ、増幅アンプ、サンプルホールド回路等を、検出するライン数分（例えば、数百ライン）持つ。また、この検出ＩＣ１２１では、回路のオフセット及びノイズを除去するために、二重相関サンプリングが行われる。検出プリント基板１２２には、検出ＩＣ１２１の制御、及びコントロール・通信基板１５０とのインターフェイスを行う回路が搭載されている。

コントロール・通信基板１５０は、ＣＰＵやメモリ等からなり、センサ基板１００のライン読み出し走査やフレーム周期と同期を持たない信号を扱う回路が搭載され、外部回路との通信及び、光電変換装置全般の制御を行う。

上記光電変換装置のセンサ基板１００内における光電変換素子１０３は、図９に示すように、アモルファスセレン等により形成された光電変換層にて構成されており、センサ基板１００に光（可視光・放射線等）が照射された時に電荷を発生させる。上記光電変換素子１０３にはバイアス電源１５１によりバイアス電圧が印可されており、光電変換素子１０３にて発生した電荷は、バイアス電圧によって補助容量１０４に送り込まれ、該補助容量１０４において一旦蓄積される（以下の説明では、バイアス電圧を負の電圧とし、電子が補助容量１０４に蓄積されるものとする）。尚、図９は、センサ基板１００内の一画素分の構成について図示したものである。

上記光電変換素子１０３および補助容量１０４は、補助容量１０４に蓄積された電子を読み出すためのＴＦＴ１０５と接続されている。すなわち、上記ＴＦＴ１０５のドレインは光電変換素子１０３および補助容量１０４の間の接続点と接続されており、ソースはデータライン１０２を介して検出ＩＣ１２１と接続されている。また、上記ＴＦＴ１０５のゲートは、ゲートライン１０１を介して駆動ＩＣ１１１と接続されている。

また上記ＴＦＴ１０５では、図９中に破線で示すように、ゲートとドレインＤとの間およびゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップするために生ずる容量が存在している。

上記ＴＦＴ１０５は、駆動ＩＣ１１１が発生させるパルス信号(ゲート駆動信号)をゲートライン１１１を介して与えられることにより、オン／オフが制御される。ＴＦＴ１０５をオンすることにより、補助容量１０４に蓄積された電荷は、データライン１０２を通って、検出ＩＣ１２１の積分アンプ１２３に入力される。

積分アンプ１２３は、入力された電子に比例した電位を出力する。積分アンプ１２３の出力は、ローパスフィルタ１２４を通って増幅アンプ１２５に入力される。なお、ローパスフィルタ１２４は、ノイズを低減するために設けられている。増幅アンプ１２５は、入力された値を増幅して出力する。増幅アンプ１２５の出力は、サンプルホールド回路１２６に入力され保持される。この保持された値は、アナログマルチプレクサ１２７にて選択され、Ａ/Ｄ変換回路１２８にてデジタルデータに変換され、画像データとしてコントロール・通信基板１５０に出力される。

また、１２９は、積分アンプ１２３のリセットスイッチで、検出ＩＣ１２１のコントロール部１３１の出力により制御される。１３０は、積分アンプ１２３の帰還容量である。コントロール部１３１は、検出ＩＣ１２１の制御、及び検出プリント基板１２２とのインターフェイスを行っている。

さらに、センサ基板１００における補助容量１０４と、検出ＩＣ１２１における積分アンプ１２３，ローパスフィルタ１２４，増幅アンプ１２５，サンプルホールド回路１２６，アナログマルチプレクサ１２７およびＡ/Ｄ変換回路１２８とは、基準電圧電源１５２と接続され、基準電圧（Ｖｒｅｆ）を与えられる。尚、上記基準電圧電源１５２は、上記補助容量や検出ＩＣ１２１における各種アンプ、回路ごとに用意する必要はなく、センサ基板１００に対して１回路のみで良い。

上記光電変換装置における動作を図１０のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。尚、図１０において、実線による波形は暗時(光入射のない時)の波形、破線による波形は光入射時の波形を示している。

(1) 時間ｔ１〜ｔ２
時間ｔ１で、ＴＦＴ１０５のゲート駆動信号がオンされると、該ＴＦＴ１０５のゲートからドレインおよびソースへ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じる。このフィードスルー現象は、ゲートとドレインＤとの間およびゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップするために生ずる容量が存在していることで起こる。この時、積分アンプ１２３の出力は、漏れ込んできた電荷（正孔）により下降する。

図１０の波形において、積分アンプ１２３の出力が、時間ｔ１より波形Ｗ１（増幅アンプではＷ１×Ｇ）の如く下降しているのは、フィードスルーの影響である。暗時であれば積分アンプ１２３への入力はフィードスルー分Ｗ１だけであるが、光入射時であれば、それに入力信号ΔＶが重畳されて破線に示す波形となる。

また、積分アンプ１２３の出力は、図１０に示すように、データライン１０２の時定数により、立ち下がりがｔｄ時間だけ遅れる。また、ローパスフィルタ１２４の出力は、積分アンプ１２３の出力値に向かって時定数を持って下降していく。増幅アンプ１２５の出力は、ローパスフィルタ１２４の出力をゲイン倍した物となり、ｔ２で暗時と光入射時との信号差ΔＶ×Ｇを出力するが、このそれぞれの信号は、フィードスルー信号成分を含んでいる。

(2) 時間ｔ３〜ｔ５
時間ｔ３で、ＴＦＴ１０５のゲート駆動信号がオフされると、フィードスルー現象により、ＴＦＴ１０５のオン時に漏れ込んできたと同じ電気量の電荷（電子）が、積分アンプ１２３に流れ込み、積分アンプ１２３の出力は、それに対応して、データライン１０２の時定数による時間ｔｄでＷ１だけ上昇する。

ローパスフィルタ１２４の出力は、フィードスルー電圧を含む低い値から、その分が消滅した積分アンプ１２３の出力値に向かって、時定数に従って増加し、ｔ４で積分アンプ１２３の出力値となる。また、ローパスフィルタ１２４の出力は、増幅アンプ１２５からサンプルホールド回路１２６に送られてホールドされる。

このローパスフィルタ１２４の出力を時間ｔ５（ｔ３から、データライン１０２の時定数＋ローパスフィルタ１２４の時定数以上の時間が経過した後）でサンプリングすると、暗時には出力Ｅ２に対応した値が得られ、光入射時には出力Ｅ１に対応した値が得られる。また、増幅アンプ１２５の出力は、暗時には出力Ｅ３に対応した値が得られ、光入射時には出力Ｅ４に対応した値が得られる。Ｅ４とＥ３との差の値は、Ｅ１とＥ２との差ΔＶをゲインＧ倍した値となる。この値が、フィードスルー信号成分を含まない正確な光電変換量となる。

(3) 時間ｔ６
時間ｔ６でリセットスイッチ１２９がオンされると、データライン１０２、積分アンプ１２３、ローパスフィルタ１２４及び、増幅アンプ１２５がリセットされる。

以上が、フィードスルー信号成分を含まない光電変換量を検出するためのタイミングである。

一方、フィードスルーをキャンセル手段を付加し、フィードスルー信号成分を含まない正確な光電変換量を検出する方法が提案されている。例えば、特許文献１では、フィードスルーをキャンセルするために、スキャン用とは別にキャンセル専用にＴＦＴを用意する構成、および積分回路（アンプ）の入力端に容量を介して直接キャンセル用の電荷を注入する構成が開示されている。
特開２００１−５６３８２号公報（公開日平成１３年２月２７日）

しかしながら、上記従来の技術では、以下のような問題点がある。第１の問題点は、フィードスルー信号成分により、データ以外の電荷が検出ＩＣに流れ込み、検出ＩＣの消費電力が増大することである。第２の問題点は、フィードスルー信号成分により、増幅アンプを、増幅する倍率によって飽和させてしまうことである。第３の問題点は、フィードスルー信号成分の影響により、高速動作を行えないことである。

まず、第１の問題について説明する。図１０に示すように、ＴＦＴ１０５のゲート駆動信号がオンされると、電荷がゲート信号からドレインまたはソースへ漏れ込むというフィードスルー現象が生じ、これによって積分アンプ１２３の出力が下降することは上述した。

このフィードスルー信号成分を含んだ積分アンプ１２３の出力は、ローパスフィルタ１２４を介して後段の増幅アンプ１２５に入力されるが、増幅アンプ１２５では入力を数倍から数百倍に増幅して出力する。このように、本来画像データとは別のフィードスルー信号成分による、積分アンプ１２３及び増幅アンプ１２５の動作により、検出ＩＣ１２１の消費電力が増大する。特に、各検出ＩＣ１２１には、通常数百個の積分アンプ１２３及び増幅アンプ１２５が搭載されており、フィードスルー信号成分による消費電力は増大する。

第２の問題について説明する。上述したように、増幅アンプ１２５では、入力を数倍から数百倍に増幅して出力するが、この時、増幅アンプの入力×ゲインが、増幅アンプ１２５の最大出力値より大きくなると、増幅アンプ１２５は飽和し、安定動作に支障を来す場合がある。このため、本来画像データとは別のフィードスルー信号成分によって増幅アンプの入力が増大することは好ましくない。

第３の問題について説明する。図１０の説明では、時間ｔ５でサンプリングして、フィードスルー信号成分の無い出力Ｅ１，Ｅ２を得る訳であるが、この出力を得るまでに、ＴＦＴのオン時間＋データライン時定数＋ローパスフィルタ時定数の時間を必要とし、画像データの検出に関して、多くの時間を必要とする。また、動作の高速化を計るために、データラインの時定数を省き、ＴＦＴ１０５がオンされている期間にサンプリングを行う場合、このサンプリングした値にはフィードスルー信号成分が含まれており、正確な値とはならない。

また、特許文献１のように、フィードスルーをキャンセルするために、フィードスルーキャンセル専用のＴＦＴを追加する構成とした場合、上記の問題を解決できるが、専用ＴＦＴの追加、専用ＴＦＴ用の駆動回路の追加、専用ＴＦＴの遮光等によって構成が複雑になるという問題がある。また、積分回路の入力端に容量を介して、直接キャンセル用の電荷を注入する構成とした場合でも、上記の問題を解決できるが、全ての入力端に容量を追加するため、積分回路の構成が複雑になる（データラインの数百〜数千ラインに対応する数の容量が必要になる）問題がある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、フィードスルー信号成分に起因する上述した各種不具合を、装置の複雑化を招来することなく解決できる光電変換装置を実現することにある。

本発明に係る光電変換装置は、上記課題を解決するために、基板上にマトリクス状に配置された各画素において、受光量に応じて電荷を発生する光電変換素子と、上記光電変換素子にて発生した電荷を蓄積する補助容量と、上記補助容量に蓄積された電荷を読み出す際のスイッチとなる薄膜トランジスタとを備えている光電変換装置において、上記薄膜トランジスタのスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分をキャンセルするために、上記フィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を、上記補助容量からの電荷の読み出しを行う前に上記補助容量に予め充電することを特徴としている。

上記の構成によれば、薄膜トランジスタをオンする際のスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を補助容量に予め充電することにより、画像データを転送する薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）におけるフィードスルー信号成分を除去することができる。

このように、画像データを転送するＴＦＴのオン時のフィードスルー信号成分を除去することにより、フィードスルー信号成分による検出アンプ（積分アンプ・増幅アンプ）の余分な動作を防ぐことができ、消費電力の低減を図ることができる。また、同時に高倍率時の増幅アンプの飽和も防げ、検出アンプを含んだ光電変換装置の安定した動作が可能となる。

さらに、上記フィードスルー信号成分をキャンセルするために、フィードスルーキャンセル専用のＴＦＴを追加したり、積分回路の入力端に容量を介して直接キャンセル用の電荷を注入する、といった構成を取る必要が無く、装置の複雑化を招来することがない。

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、上記補助容量を構成する電極のうち、上記薄膜トランジスタのドレイン電極に接続された電極とは反対側の電極に電圧を印加することによって行う構成とすることができる。

上記の構成によれば、本発明のセンサＴＦＴパネルに表示用のパネル構造をそのまま使って一括充電を行うことができる。すなわち、通常の表示用ＴＦＴパネルでは補助容量線がパネル全体で繋がっているため、この補助容量線を介してフィードスルー信号成分キャンセル用の電荷を与えることで全ての補助容量を一括充電できる。また、補助容量駆動用の回路も１つだけで補助容量線を駆動でき、コストを抑えることができる。さらに、表示用ＴＦＴの工程、プロセスを変える必要がなく、そのまま使えるので、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れる。

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、上記薄膜トランジスタのソース電極に電圧を印加することによって行う構成とすることができる。

上記の構成によれば、表示用パネルを、本発明の光電変換装置で使用するセンサＴＦＴパネルは、表示用ＴＦＴの工程、プロセスを変える必要がなく、そのまま使えるので、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れる。

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、ゲートライン毎の補助容量に対して一括して行う構成とすることができる。

上記の構成によれば、表示用パネルに用いられているゲートドライバをそのまま使い、表示の駆動に近い駆動を行うことができるため、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れる。

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電は、上記基板上の全ての補助容量に対して一括して行う構成とすることができる。

上記の構成によれば、補助容量に対して、１フレームで１回の充電で良いので、ゲートライン毎に行う充電に比べて、充電に掛かる時間を短くできる。

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量に対して予め行う充電時において印加する電圧を調整することにより、上記補助容量から読み出される際の検出電荷の量を、上記検出電荷を増幅して出力する検出アンプの入力範囲に入るようにすることができる。

上記の構成によれば、補助容量に対して予め充電する電荷量を調整することによって、検出電荷が検出アンプの入力範囲に入るようにし、読み取り回路の安定動作、消費電力削減を実現できる。

また、本発明に係る光電変換装置では、上記補助容量から読み出される検出電荷を増幅して出力する検出アンプを有し、上記検出アンプの出力を、上記薄膜トランジスタのオン期間中に画像データとしてサンプリングする構成とすることができる。

上記の構成によれば、ＴＦＴのフィールドスルー信号成分を除去することにより、従来のように、ＴＦＴのオン状態時のフィードスルー信号成分とオフ状態時のフィードスルー信号成分とが打ち消しあって消去される状態となることを待たずに、ＴＦＴのオン状態時においてフィードスルー信号成分を含まない正確なデータを得ることが可能となる。これにより、光電変換装置における動作の高速化を行うことができる。

本発明の光電変換装置の構成によれば、薄膜トランジスタをオンする際のスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を補助容量に予め充電することにより、画像データを転送する薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）におけるフィードスルー信号成分を除去することができる。

このため、フィードスルー信号成分による検出アンプ（積分アンプ・増幅アンプ）の余分な動作を防ぐことができ、消費電力の低減を図ることができる。また、同時に高倍率時の増幅アンプの飽和も防げ、検出アンプを含んだ光電変換装置の安定した動作が可能となる。さらに、上記フィードスルー信号成分をキャンセルするために、フィードスルーキャンセル専用のＴＦＴを追加したり、積分回路の入力端に容量を介して直接キャンセル用の電荷を注入する、といった構成を取る必要が無く、装置の複雑化を招来することがない。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１および図２に基づいて説明すると以下の通りである。

本実施の形態１に係る光電変換装置の概略構成を図１に示す。尚、図１は、センサ基板内の一画素分の構成について図示したものである。また、上記図１に示す光電変換装置は、その基本的な構成は図９に示した従来例と類似しているため、同一の構成および作用を有する部分については図９と同じ部材番号を付し、その詳細な説明を省略する。

本実施の形態１に係る光電変換装置において、回路構成上、図９の従来例と相違する点は、補助容量１０４においてＴＦＴ１０５のドレイン電極に接続された電極とは反対側の電極に電圧を印加するために、基準電圧電源１５２とは別のＣＳ電極駆動電圧電源１５３を追加した点にある。このＣＳ電極駆動電圧電源１５３は、補助容量１０４毎に用意する必要はなく、センサ基板１００に対して１回路のみで良い。上記図１の光電変換装置では、積分アンプ１２３および増幅アンプ１２５によって検出アンプが構成されている。

このＣＳ電極駆動電圧電源１５３により、上記光電変換装置では、補助容量１０４にフィードスルー信号成分と同じ大きさで逆極性の電荷を予め充電することができ、駆動ＩＣ１２１への入力信号においてフィードスルー信号成分をキャンセルすることができる。

上記光電変換装置における動作を図２のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。なお、このタイミングチャートでは、説明の便宜上、区間１の時間ｔ１以前には、補助容量１０４には電荷は存在しないとする。また、図中の区間（区間１，２）は、連続したフレームの同一画素の駆動タイミングを示している。

(1) 区間１の動作
区間１の時間ｔ１では、積分アンプ１２３のリセットスイッチ１３０がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤおよびソースＳヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。フィードスルー現象は、ＴＦＴ１０５において、ゲートとドレインＤとの間、及びゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップする部分があり、該オーバラップ部分に寄生容量が存在しているために起こる（図１参照）。

図２において、積分アンプ１２３出力の波形が、時間ｔ３において時間ｔ１よりも値Ｗ１だけ下降しているのは、フィードスルー現象の影響である。また、このとき、積分アンプ１２３の出力は、センサ基板１００のデータライン１０２の時定数により、立ち下がりが遅れることとなる。

積分アンプ１２３の出力が入力されるローパスフィルタ１２４の出力は、時間ｔ２以降において、積分アンプ１２３の出力値に向かって時定数を持って下降していく。この下降は、最終的に値Ｗ１になる。

ローパスフィルタ１２４の出力が入力される増幅アンプ１２５の出力は、積分アンプ１２３の出力値×Ｇ（ゲイン）に向かって下降していく。この下降は最終的に値Ｗ１×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。この値がＴＦＴ１０５の寄生容量および補助容量からのフィードスルー信号成分である。次いで、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は、基準電圧電源１５２によって与えられる基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。

次に、時間ｔ５でＣＳ電極駆動電圧（ＣＳ電極駆動電圧電源１５３により与えられる）がオンされると、補助容量１０４より電荷（正孔）がＴＦＴ１０５のドレインＤに流れ込んでくるが、積分アンプ１２３がリセットされているため、この電荷は消滅する。

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴ１０５のドレイン電圧は値Ｗ２だけ下降する。

次いで、時間ｔ７でＣＳ電極駆動電圧がオフされると、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ３）だけ下降する。この時、センサ基板１００の光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴ１０５のドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴ１０５におけるドレイン電圧も変化しない。図２では、区間１の時間ｔ７から区間２の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。

(2) 区間２の動作
次に、区間２では、時間ｔ１で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。このとき、区間１の時間ｔ６およびｔ７で、補助容量１０４に注入された電荷（電子）もソースＳ側へ流れ、積分アンプ１２３の出力は上昇する。

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、区間１の時間ｔ６およびｔ７で注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図２の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図２の破線の波形となる。

この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力とではＷ４（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ４×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。

また、時間ｔ５及びｔ７でのＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン・オフの電圧値を調整することにより、補助容量１０４への充電電荷量を調整することができる。これにより、光電変換により過大な電荷が発生した場合でも、積分アンプ１２３の入力範囲に入るように調整することができる（例えば過大な電荷が発生した場合には、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン・オフの電圧値を小さくするように調整を行う）。

次に、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。

続いて、時間ｔ５でＣＳ電極駆動電圧がオンされると、補助容量１０４より電荷（正孔）がＴＦＴ１０５のドレインに流れ込んでくるが、積分アンプ１２３がリセットされているため、この電荷は消滅する。

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＷ２だけ下降する。

次に、時間ｔ７でＣＳ電極駆動電圧がオフされると、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ３）だけ下降する。この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する（区間２のｔ７以降の破線）。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない（区間２のｔ７以降の実線）。

以上のように、区間１から区間２の動作を１回行うことにより区間２の時間ｔ３において光電変換量を１回検出することができる。また、区間２の動作を繰り返すことにより、上記検出動作及び充電動作が繰り返され、各区間の時間ｔ３毎において、正確な光電変換量を連続して検出することができる。

実際のセンサ基板の駆動では、上記区間２の動作を繰り返すことにより、ゲートライン毎に順次、スキャンおよび充電を行うことができる。また、この充電時においてＣＳ電極駆動電圧にて駆動される補助容量は、ゲートがオンされているＴＦＴに接続されている補助容量である。但し、他の補助容量を同時に駆動したとしても、他の補助容量に繋がっているＴＦＴがオフのため、時間ｔ５でＣＳ駆動電圧をオンに駆動しても、時間ｔ７でオフになるのでＴＦＴドレインの電圧変化は無く、電荷の変化も無い。このため、充電のためのＣＳライン選択回路を設けず、センサ基板上の全ての補助容量を一括駆動しても良い。

〔実施の形態２〕
本発明のさらに他の実施の形態について以下に説明する。なお、説明の便宜上、前記実施の形態１にて示した部材と同一の機能を有する部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。本実施の形態２に係る光電変換装置の概略構成を図３に示す。尚、図３は、センサ基板内の一画素分の構成について図示したものである。

本実施の形態２に係る光電変換装置において、回路構成上、図１に示す例と相違する点は、基準電圧電源１５２に代えて基準電圧電源１５４を用いている点にある。この基準電圧電源１５４は、この基準電圧電源１５４は、積分アンプ１２３等、各データライン１０２に繋がる構成毎に用意する必要はなく、センサ基板１００に対して１回路のみで良い。また、上記実施の形態１において用いていた基準電圧電源１５２が一定の電圧（Ｖｒｅｆ）を供給するものであったのに対し、上記基準電圧電源１５４は２値の電圧（Ｖｒｅｆ，Ｖ１）を供給する。

上記光電変換装置における動作を図４のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。なお、このタイミングチャートでは、説明の便宜上、区間１の時間ｔ１以前には、補助容量１０４には電荷は存在しないとする。また、図中の区間（区間１，２）は、連続したフレームの同一画素の駆動タイミングを示している。

(1) 区間１の動作
区間１の時間ｔ１では、積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤおよびソースＳヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。フィードスルー現象は、ＴＦＴ１０５において、ゲートとドレインＤとの間、及びゲートとソースＳとの間に、ゲートとオーバーラップする部分があり、該オーバラップ部分に寄生容量が存在しているために起こる（図３参照）。

図４において、積分アンプ１２３出力の波形が、時間ｔ３において時間ｔ１よりも値Ｗ１だけ下降しているのは、フィードスルー現象の影響である。また、このとき、積分アンプ１２３の出力は、センサ基板１００のデータライン１０２の時定数により、立ち下がりが遅れることとなる。

ローパスフィルタ１２４の出力が入力される増幅アンプ１２５の出力は、積分アンプ１２３の出力値×Ｇ（ゲイン）に向かって下降していく。この下降は最終的に値Ｗ１×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。この値がＴＦＴ１０５の寄生容量および補助容量からのフィードスルー信号成分である。

次に、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は、基準電圧電源１５４によって与えられる基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。

続いて、時間ｔ５では、基準電圧電源１５４の電圧がＶｒｅｆからＶ１に変更される。これに伴い、ＴＦＴドレインの電圧、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶ１になる。

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＷ２だけ下降する。この時、補助容量１０４は電圧Ｖ１＋Ｗ２により電荷が充電されている。

次いで、時間ｔ７で基準電圧電圧１５４の電圧がＶ１からＶｒｅｆに変更されると、それに伴って、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。

この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない。図４では、区間１の時間ｔ７から区間２の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。

(2) 区間２の動作
次に、区間２では、時間ｔ１で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオフされ、積分アンプ１２３のリセットが解除される。時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。このとき、区間１の時間ｔ５およびｔ６で、補助容量１０４に注入された電荷（電子）もソースＳ側へ流れ、積分アンプ１２３の出力は上昇する。

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、区間１の時間ｔ５およびｔ６で注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図４の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図４の破線の波形となる。

この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力とではＷ３（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ３×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。

また、時間ｔ５及びｔ７での積分アンプ基準電圧（基準電圧電源１５４の電圧）におけるＶｒｅｆ−Ｖ１の電圧値を調整することにより、補助容量１０４への充電電荷量を調整することができる。これにより、光電変換により過大な電荷が発生した場合でも、積分アンプ１２３の入力範囲に入るようにすることができる（例えば過大な電荷が発生した場合には、Ｖ１の電圧値を小さくするように調整を行う）。

続いて、時間ｔ５で基準電圧電源１５４の電圧がＶｒｅｆからＶ１に変更されると、それに伴いＴＦＴドレインの電圧、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶ１になる。

時間ｔ６でゲート駆動信号がオフされると、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が、補助容量１０４に流れ込みＴＦＴドレイン電圧はＷ２だけ下降する。この時、補助容量１０４は電圧Ｖ１＋Ｗ２により電荷が充電されている。

次に、時間ｔ７で基準電圧電源１５４の電圧がＶ１からＶｒｅｆに変更されると、それに伴い積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する（区間２のｔ７以降の破線）。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない（区間２のｔ７以降の実線）。

次に、時間ｔ７でＣＳ電極駆動電圧がオフされると、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧はＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ３）だけ下降する。この時、光電変換素子１０３に光が照射されると、光電変換素子１０３で発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する（区間２のｔ７以降の破線）。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０３の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない（区間２のｔ７以降の実線）。

以上のように、区間１から区間２の動作を１回行うことにより区間２の時間ｔ３において光電変換量を１回検出することができる。また、区間２の動作を繰り返すことにより、上記検出動作が繰り返され、各区間の時間ｔ３毎において、正確な光電変換量を連続して検出することができる。

実際のセンサ基板の駆動では、上記区間２の動作を繰り返すことにより、ゲートライン毎に順次、スキャンおよび充電を行うことができる。

〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について以下に説明する。なお、本実施の形態３に係る光電変換装置の構成は、実施の形態１に示す図１の構成と同様であり、その動作タイミングのみ実施の形態１と異なっている。すなわち、上記実施の形態１では、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３による補助容量１０４の充電動作をゲートライン毎に行っていたが、本実施の形態３では、フレームの最後に全フレームの補助容量１０４を一括して充電する駆動方法を示す。

本実施の形態３に係る光電変換装置における動作を図５のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。

尚、図５では、スキャン期間が時間ｔ１〜ｔ５、一括充電期間が時間ｔ５〜ｔ９、光照射期間がｔ９〜ｔ１（次のフレーム期間において１行目のスキャンを開始する時間ｔ１）のタイミングでそれぞれ行われる。ここで、時間ｔ５〜ｔ９において行われる一括充電は、次のフレームにおいてフィードスルーの影響を除去したスキャン処理を行うためになされるものである。すなわち、時間ｔ１〜ｔ５におけるスキャン処理が行われる前には、その前のフレーム期間において一括充電がなされているものとする。ただし、以下の説明では、説明の便宜上、一括充電期間（時間ｔ６）から動作を開始するものとして説明する。

(1) 一括充電期間
まず、時間ｔ６で、駆動ＩＣ１１１が全ての画素のＴＦＴ１０５をオンにする。全てのＴＦＴ１０５を同時にオンするためには、駆動ＩＣ１１１を、外部制御回路の選択信号（順次オンまたは一括オンの選択）により全ての出力が同時にオンできる構成にすればよい。

なお、この際、積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンとなっているものとする。したがって、ＴＦＴ１０５がオンになることによってゲート電極からドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じるが、ＴＦＴドレイン電圧は基準電圧Ｖｒｅｆになる。

次に、時間ｔ７で、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３をオンし、センサ基板１００上の全ての補助容量１０４にオン電圧を与える。これにより、補助容量１０４より電荷（正孔）がＴＦＴ１０５のドレインに流れ込むが、積分アンプ１２３がリセットされているため、この電荷は消滅する。

次に、時間ｔ８で、センサ基板１００上の全ての画素におけるＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。また、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込む。これにより、ＴＦＴドレイン電圧はＷ１だけ下降する。

次に、時間ｔ９で、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３をオフにする。このとき、ＴＦＴ１０５のドレイン電圧は、ＴＦＴ１０５がオフされて非導通になっているため、ＣＳ電極駆動電圧電源１５３のオン−オフ電圧の差に相当する分（値Ｗ２）だけ下降する。これにより、全ての画素における補助容量１０４に所定量の電荷が充電（一括充電）される。

(2) 光照射期間
次に、時間ｔ９から次のフレーム期間において１行目のゲートラインに対するスキャンを開始する時間ｔ１までを光照射期間とし、該光照射期間に光が照射された光電変換素子１０３では、発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない。図５では、一括充電期間の時間ｔ９からスキャン期間の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。

(3) スキャン期間
次に、各画素の画像情報を取得するスキャン期間に移行する。なお、スキャン処理は、ライン毎に順次行われる。すなわち、１行目から最終行まで、順次、同様のスキャン処理が行われる。

まず、時間ｔ１で、スキャンを行うラインにおける各画素の積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９をオフに切り替え、積分アンプ１２３のリセットを解除する。次に、時間ｔ２でゲート駆動信号がオンされ、ＴＦＴ１０５がオンすると、ゲートからドレインＤとソースＳとヘ電荷が漏れ込むフィードスルー現象が生じ、漏れ込んできた電荷（正孔）により、積分アンプ１２３の出力は下降する。このとき、一括充電期間で補助容量１０４に注入された電荷（電子）もソースＳ側へ流れ、積分アンプ１２３の出力は上昇する。

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、一括充電期間で補助容量１０４に注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図５の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図５の破線の波形となる。この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力にはＷ３（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ３×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。

続いて、時間ｔ４で積分アンプ１２３のリセットスイッチ１２９がオンされると、積分アンプ１２３の帰還容量１３０がショートされ、積分アンプ１２３の出力は基準電圧（Ｖｒｅｆ）になる。このため、ローパスフィルタ１２４および増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。

次に、時間ｔ５で、ゲート駆動信号をオフとし、ＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴドレイン電圧はＷ１だけ下降する。

このｔ１からｔ５のスキャン期間を、ゲートラインの本数分だけ繰り返すことにより、センサ基板１００上の全ての画素の光電変換量をスキャンすることができる。

以上のように、一括充電期間、光照射期間、スキャン期間を１回（１サイクル）行うことにより、各画素における光電変換量を１回検出することができる。また、一括充電期間、光照射期間、スキャン期間からなるサイクルを繰り返すことにより、各サイクルのスキャン期間における時間ｔ３においてＴＦＴ１０５で発生するフィードスルー信号成分をキャンセルすることができ、各画素における光電変換量を連続して正確に検出することが可能となる。

〔実施の形態４〕
本発明のさらに他の実施の形態について以下に説明する。なお、本実施の形態４に係る光電変換装置の構成は、実施の形態２に示す図３の構成と同様であり、その動作タイミングのみ実施の形態２と異なっている。すなわち、上記実施の形態２では、基準電圧電源１５４による補助容量１０４の充電動作をゲートライン毎に行っていたが、本実施の形態４では、フレームの最後に全フレームの補助容量１０４を一括して充電する駆動方法を示す。

本実施の形態４に係る光電変換装置における動作を図６のタイミングチャートを参照して説明すると以下の通りである。

尚、図６では、スキャン期間が時間ｔ１〜ｔ５、一括充電期間が時間ｔ５〜ｔ９、光照射期間がｔ９〜ｔ１（次のフレーム期間において１行目のスキャンを開始する時間ｔ１）のタイミングでそれぞれ行われる。ここで、時間ｔ５〜ｔ９において行われる一括充電は、次のフレームにおいてフィードスルーの影響を除去したスキャン処理を行うためになされるものである。すなわち、時間ｔ１〜ｔ５におけるスキャン処理が行われる前には、その前のフレーム期間において一括充電がなされているものとする。ただし、以下の説明では、説明の便宜上、一括充電期間（時間ｔ６）から動作を開始するものとして説明する。

次に、時間ｔ７で、基準電圧電源１５４の電圧がＶｒｅｆからＶ１に変更されると、それに伴いＴＦＴドレインの電圧、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶ１になる。

次に、時間ｔ８で、センサ基板１００上の全ての画素におけるＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。また、ＴＦＴ１０５の主にゲートとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込む。これにより、ＴＦＴドレイン電圧はＷ２だけ下降する。この時、全ての補助容量１０４は電圧Ｖ１＋Ｗ２により電荷が充電（一括充電）されている。

次に、時間ｔ９で基準電圧電源１５４の電圧がＶ１からＶｒｅｆに変更されると、それに伴って、積分アンプ１２３の出力、ローパスフィルタ１２４の出力、増幅アンプ１２５の出力もＶｒｅｆになる。

(2) 光照射期間
次に、時間ｔ９から次のフレーム期間において１行目のゲートラインに対するスキャンを開始する時間ｔ１までを光照射期間とし、該光照射期間に光が照射された光電変換素子１０３では、発生した電子が補助容量１０４に流れ込み、それに伴ってＴＦＴドレイン電圧は下降する。また、光が照射されない光電変換素子１０３では、光電流が発生しないため、補助容量１０４の電荷は保持され、ＴＦＴドレイン電圧も変化しない。図６では、一括充電期間の時間ｔ９からスキャン期間の時間ｔ２の間において、光電変換素子１０３に光が照射された場合の変化を破線で示し、光電変換素子１０３に光が照射されない場合の変化を実線で示している。

この時、フィードスルー信号成分の正孔の電荷量と、一括充電期間で補助容量１０４に注入された電子の電荷量の大きさが等しければ、時間ｔ３において、光電変換素子１０３に光が照射されていない画素では、光電変換の電荷が無いので積分アンプ１２３の出力はＶｒｅｆ（図６の実線の波形）になり、光電変換素子１０３に光が照射されている画素では、光電変換で発生した電子の電荷により図６の破線の波形となる。この光が当たっていた画素の積分アンプ１２３の出力と、光が当たっていない画素の積分アンプ１２３の出力にはＷ３（ｔ３の時点）の差が出る。この差は、最終的に増幅アンプ１２５の出力で値Ｗ３×Ｇになり、この値を時間ｔ３でサンプルホールドする。このサンプルホールドされた値が、光が照射された画素と照射されていない画素との検出値の差となる。

次に、時間ｔ５で、ゲート駆動信号をオフとし、ＴＦＴ１０５をオフにする。これにより、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとソースＳとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が積分アンプ１２３の帰還容量１３０に流れ込むが、積分アンプ１２３はリセット状態のため、流れ込んで来た電荷は消滅する。これに対して、ＴＦＴ１０５の主にゲートＧとドレインＤとの間の寄生容量によるフィードスルー現象により、電荷（電子）が補助容量１０４に流れ込みＴＦＴドレイン電圧はＷ２だけ下降する。

上述の実施の形態３または４にて説明したように、フレームの最後に全フレームの補助容量１０４を一括して充電する駆動方法では、１フレームで１回の充電で良いので、ゲートライン毎に行う充電（実施の形態１または２の駆動方法）に比べて、充電に掛かる時間を短くできる。但し、パネル内の補助容量１０４を一括駆動できるような専用の駆動を行う、または専用のゲートドライバを起こす必要がある。尚、実施の形態１または２の駆動方法は、ライン毎に充電期間が必要になり、充電に時間が掛かるが、表示用パネルに用いられているゲートドライバをそのまま使い、表示の駆動に近い駆動を行うことができるため、センサＴＦＴパネルとしてのコストダウンが計れるといったメリットはある。

全てのゲート駆動信号をオンさせる方法を、図１１のゲートドライバの回路図及び図１２のタイミング図を用いて説明する。図１１はゲートドライバの概略回路図である。図１１では、２５６出力構成のゲートドライバを示す。より多くのゲート線の駆動を行う場合には、複数のゲートドライバをカスケード接続し駆動することができる。

図１１中のシフトレジスタ部には、Ｄ−ＴＹＰＥのフリップフロップを用いているが、他のタイプのフリップフロップを用いても良い。ＯＥ端子（ローアクティブ）はゲートドライバ出力（ＯＧ１〜ＯＧ２５６）の出力制御を行い、ＯＥ端子がハイの場合には、全出力はローレベルに保たれる。ゲートドライバの全ての出力線を同時にオンするには図１２（ａ）に示す方式と図１２（ｂ）に示す方式とがある。

図１２（ａ）に示す方式は、スタートパルス（ＳＴＰＬ）及びシフトクロック（ＣＬＯＣＫ）を入力し、全ての出力を同時に駆動する方法で、期間ｔ１〜ｔ４で全てのシフトレジスタの出力（ＯＧ１ｉ〜ＯＧ２５６Ｉ）がオンするので、期間ｔ２からｔ３のＯＥ入力により、出力端子（ＯＧ１〜ＯＧ２５６）へ出力する。この方式では図１１のフリップフロップ端子のＰＲＥＳＥＴ端子を省くことができるので、シフトレジスタの回路構成が簡単になる。

図１２（ｂ）に示す方式は、シフトレジスタのＰＲＥＳＥＴ端子をオンすることにより期間ｔ５〜ｔ８でのシフトレジスタの出力（ＯＧ１ｉ〜ＯＧ２５６Ｉ）がオンするので、期間ｔ６らｔ７のＯＥ入力により、出力端子（ＯＧ１〜ＯＧ２５６）へ出力する。この方式では、ＣＬＯＣＫによる制御がないので、全ての出力をオンするのに要する時間を図１２（ａ）の方式に比べて短くすることができる。

また、ＯＥ端子を使わない駆動として、図１３のような駆動もある。この駆動では、図５のｔ７のタイミングがｔ１に相当し、図５のｔ８のタイミングがｔ２〜ｔ２５７に相当し、図５のｔ９のタイミングがｔ２５８に相当する。この駆動により図５の駆動と同じ効果が得られる。

また、ＯＥ端子を使わない駆動として、図１４のような駆動もある。この駆動では、図６のｔ７のタイミングがｔ１に相当し、図６のｔ８のタイミングがｔ２〜ｔ２５７に相当し、図６のｔ９のタイミングがｔ２５８に相当する。この駆動により図６の駆動と同じ効果が得られる。

本発明の一実施形態を示すものであり、実施の形態１に係る光電変換装置の１画素分の要部構成を示す回路図である。実施の形態１に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態２に係る光電変換装置の１画素分の要部構成を示す回路図である。実施の形態２に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態３に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態４に係る光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。光電変換装置の透視図である。光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。従来の光電変換装置の１画素分の要部構成を示す回路図である。従来の光電変換装置の動作を示すタイミングチャートである。全てのゲート駆動信号をオンさせるためのゲートドライバを示す回路図である。図１２（ａ），（ｂ）は、上記ゲートドライバにおける駆動方式の例を示すタイミングチャートである。上記ゲートドライバにおける駆動方式の例を示すタイミングチャートである。上記ゲートドライバにおける駆動方式の例を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１００センサ基板（基板）
１０１ゲートライン
１０２データライン
１０３光電変換素子
１０４補助容量
１０５ＴＦＴ（薄膜トランジスタ）
１２３積分アンプ（検出アンプ）
１２５増幅アンプ（検出アンプ）
１５２基準電圧電源
１５３ＣＳ電極駆動電圧電源
１５４基準電圧電源

Claims

基板上に配置された各画素において、受光量に応じて電荷を発生する光電変換素子と、上記光電変換素子にて発生した電荷を蓄積する補助容量と、上記補助容量に蓄積された電荷を読み出す際のスイッチとなる薄膜トランジスタとを備えている光電変換装置において、
上記薄膜トランジスタのスイッチング動作時に発生するフィードスルー信号成分をキャンセルするために、上記フィードスルー信号成分と同じ大きさで、かつ逆極性の電荷を、上記補助容量からの電荷の読み出しを行う前に上記補助容量に予め充電することを特徴とした光電変換装置。
上記補助容量に対して予め行う充電は、上記補助容量を構成する電極のうち、上記薄膜トランジスタのドレイン電極に接続された電極とは反対側の電極に電圧を印加することによって行うことを特徴とする請求項１に記載の光電変換装置。
上記補助容量に対して予め行う充電は、上記薄膜トランジスタのソース電極に電圧を印加することによって行うことを特徴とする請求項１に記載の光電変換装置。
上記補助容量に対して予め行う充電は、ゲートライン毎の補助容量に対して一括して行うことを特徴とする請求項２または３に記載の光電変換装置。
上記補助容量に対して予め行う充電は、上記基板上の全ての補助容量に対して一括して行うことを特徴とする請求項２または３に記載の光電変換装置。
上記補助容量に対して予め行う充電時において印加する電圧を調整することにより、上記補助容量から読み出される際の検出電荷の量を、上記検出電荷を増幅して出力する検出アンプの入力範囲に入るようにすることを特徴とする請求項２または３に記載の光電変換装置。
上記補助容量から読み出される検出電荷を増幅して出力する検出アンプを有し、
上記検出アンプの出力を、上記薄膜トランジスタのオン期間中に画像データとしてサンプリングすることを特徴とする請求項１に記載の光電変換装置。