JP2005234988A - 電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】温度勾配を有する電圧を発生する電圧発生回路において、温度勾配を有する電圧を発生するダイオードをＩＣに内蔵化すると共に、抵抗分圧された各電圧間の電圧ステップが一定で、且つ各電圧の温度勾配も一定にする。
【解決手段】温度勾配を有しない電圧Ｖｒｅｆと温度勾配を有する電圧Ｖｄ１を発生させる。電圧Ｖｒｅｆを抵抗分圧した電圧Ｖ１１，Ｖ１２を発生する。そして、電圧ｄ１，Ｖ１１，Ｖ１２を第１の演算処理用オペアンプＯＰ１４と第２の演算処理用オペアンプＯＰ１５を用いて演算処理し、電圧ＶＨ１と電圧ＶＬ１を作成する。電圧ＶＨ１と電圧ＶＬ１との電圧差は、下記の式のようになり温度依存性が除去された一定電圧となる。ＶＨ１−ＶＬ１＝ｍａｇ×（Ｖ１２−Ｖ１１）
【選択図】 図１

Description

本発明は、電圧発生回路に関し、特に、温度勾配を有する電圧を発生するための電圧発生回路に関する。

図３に従来例に係る温度勾配を有する電圧を発生するための電圧発生回路の回路図を示す。電源電圧Ｖｄｄと接地電圧との間に抵抗２１とダイオードＤ２が直列接続され、その接続点から温度勾配（温度依存性）を有した電圧Ｖｄ２が発生する。この電圧Ｖｄ２はダイオードＤ２の順方向電圧にほぼ等しい電圧で、その温度特性を反映して、−１．８ｍＶ／℃の温度勾配を有している。オペアンプＯＰ２１はこの電圧Ｖｄを増幅し、電圧ＶＨ２を出力する。その増幅率は（r22＋r23）／r23である。ここで、r22，r23は抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値を表すものとする。

そして、この電圧ＶＨ２は抵抗分圧回路５０の高電圧側に電圧源として供給される。抵抗分圧回路５０は、電圧ＶＨ２と接地電圧との間にｎ個の抵抗Ｒ１，Ｒ２，・・・Ｒｎを直列接続し、その各接続点に（ｎ＋１）個のトランスミッションゲートＴＧ１，ＴＧ２，・・・ＴＧｎ＋１を接続して構成される。そして、これらのトランスミッションＴＧ１，ＴＧ２，・・・ＴＧｎ＋１の中で１つのトランスミッションゲートがオンすると、そのトランスミッションゲートの接続点の分圧された電圧がそのトランスミッションゲートを通して出力される。そのトランスミッションゲートから出力された電圧は、ボルテージフォロワ用のオペアンプＯＰ２２を介して低インピーダンスに変換されて出力される。

したがって、この回路によれば、増幅された温度勾配を有する電圧ＶＨ２を抵抗分圧回路５０によって分圧して所望の電圧を取り出すことができる。
特開２００３−１０８２４１号公報

しかしながら、従来の回路では２つの問題点があった。第１に、ダイオードＤ２の順方向電圧を低く設定しなければならないので、ダイオードＤ２をＩＣに内蔵化できず、ＩＣに外付けしなければならない。

いま、電源電圧が５Ｖ±１０％、出力電圧ＶＨ２の温度勾配が−２０ｍＶ／℃、動作温度範囲が−２５℃〜７５℃という回路仕様設定を考える。温度勾配を−２０ｍＶに合わせるために、オペアンプＯＰ２１の増幅率は１１倍に設定される。（正確には、２０／１．８倍であるが、ここでは説明を簡単にするために１１倍とする）電源電圧の最低値は４．５Ｖであるから、温度が−２５℃の時のダイオードＤ２の順方向電圧は、４．５／１１＝０．４０９Ｖとなる。

そうすると、常温（２５℃）のダイオードＤ２の順方向電圧は、４．５／１１−０．００１８×５０＝０．３１９Ｖとなる。一般的なパターンサイズのＩＣ内蔵ダイオードで０．３Ｖ程度のダイオード順方向電圧を得るにはそれに流す電流を数１０ｐＡ〜数１００ｐＡに絞らなければならず、ダイオードに接続する直列抵抗の抵抗値としては数十ＧΩ以上が必要となり、現実的ではない。よって、低いダイオード順方向電圧を得るためにある程度大きな電流（μＡオーダー）を流すことができるディスクリートのダイオードをＩＣに外付けすることが必要となる。

第２の問題は、抵抗分圧回路５０によって得られる分圧された電圧間の電圧ステップが温度に依存すると共に、その分圧された個々の電圧の温度勾配が互いに異なることである。図４は図３の抵抗分圧回路５０の出力電圧の温度特性図である。図において、電圧ＶＨ２、接地電圧である電圧ＶＬ２、及びそれらの電圧の中間電圧Ｃｅｎｔ２が示されている。増幅器として使用されているオペアンプＯＰ２１の出力である電圧ＶＨ２は所定の温度勾配を有する。この電圧ＶＨ２を、温度勾配を有しない電圧ＶＬ２に対して抵抗分圧すれば、温度によって分圧された各電圧間の電圧ステップも可変してしまい、分圧された各電圧の温度勾配も可変してしまう。

本発明の電圧発生回路は、上記課題を解決するために、温度勾配を有しない第１の電圧を出力する第１の電圧発生手段と、温度勾配を有する第２の電圧を発生する第２の電圧発生手段と、前記第１の電圧を分圧した第３及び第４の電圧を発生する第１の抵抗分圧回路と、正入力端子に前記第２の電圧が入力され、負入力端子に前記第３の電圧が第１の抵抗を介して入力され、出力と前記負入力端子の間に第２の抵抗が接続された第１のオペアンプと、正入力端子に前記第２の電圧が入力され、負入力端子に前記第４の電圧が第３の抵抗を介して入力され、出力と前記負入力端子の間に第４の抵抗が接続された第２のオペアンプとを備え、前記第１のオペアンプ及び第２のオペアンプの出力電圧が互いに等しい温度勾配を有するようにしたことを特徴とするものである。

本発明の電圧発生回路によれば、温度勾配を有する所望の電圧を取り出せると共に、温度勾配を有する素子、例えばダイオードをＩＣに内蔵化することが可能になる。さらに、従来回路に比して低電源電圧で動作することができる。さらにまた、抵抗分圧された各電圧間の電圧ステップが一定で、且つ各電圧の温度勾配も一定にすることができる。

次に、本発明の実施形態に係る電圧発生回路について図面を参照しながら説明する。図１はこの電圧発生回路の回路図である。１０は温度勾配を有しない電圧Ｖｒｅｆを発生するバンドギャップ回路で、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、ダイオードＤ１、複数の並列接続ダイオードＤｎ、オペアンプＯＰ１１から構成されている。また、この回路内の抵抗１３とダイオードＤ１の接続点から温度勾配を有する電圧Ｖｄ１が取り出される。なお、ダイオードＤ１の代わりに、バイポーラトランジスタから温度勾配を有する電圧を取り出してもよい。また、前記バンドギャップ回路１０はオペアンプを用いて構成されているが、一般に知られている定電流型のバンドギャップ回路を用いてもよい。

２０は電圧Ｖｒｅｆを分圧する第１の抵抗分圧回路でオペアンプＯＰ１１の出力と接地電圧との間に直列接続された抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６から構成されている。そして、抵抗Ｒ１４とＲ１５の接続点に電圧Ｖ１２を発生させ、抵抗Ｒ１５とＲ１６の接続点に、電圧Ｖ１２より低い電圧の電圧Ｖ１１を発生させる。

ＯＰ１４は第１の演算処理用オペアンプであって、正入力端子（＋）に電圧Ｖｄ１が印加され、負入力端子（−）には、電圧Ｖ１２がボルテージフォロワ用のオペアンプＯＰ１２で低インピーダンスに変換された後に、抵抗Ｒ１７１を介して入力されている。第１の演算処理用オペアンプＯＰ１４の出力と負入力端子（−）の間には抵抗Ｒ１７２が接続されている。

ＯＰ１５は第２の演算処理用オペアンプであって、正入力端子（＋）に電圧Ｖｄ１が印加され、負入力端子（−）には、電圧Ｖ１１がボルテージフォロワ用のオペアンプＯＰ１３で低インピーダンスに変換された後に、抵抗Ｒ１８１を介して入力されている。第２の演算処理用オペアンプＯＰ１５の出力と負入力端子（−）の間には抵抗Ｒ１８２が接続されている。

第２の抵抗分圧回路３０は、第１の演算処理用オペアンプＯＰ１４の出力電圧ＶＬ１と第２の演算処理用オペアンプＯＰ１５の出力電圧ＶＨ１（ＶＨ１＞ＶＬ１）との間に、ｎ個の抵抗Ｒ１，Ｒ２，・・・Ｒｎを直列接続し、その各接続点に（ｎ＋１）個のトランスミッションゲートＴＧ１，ＴＧ２，・・・ＴＧｎ＋１を接続して構成される。そして、これらのトランスミッションＴＧ１，ＴＧ２，・・・ＴＧｎ＋１の中で１つのトランスミッションゲートがオンすると、そのトランスミッションゲートの接続点の分圧された電圧がそのトランスミッションゲートを通して出力される。そのトランスミッションゲートから出力された電圧は、ボルテージフォロワ用のオペアンプＯＰ１６を介して低インピーダンスに変換されて出力される。

第２の演算処理用オペアンプＯＰ１５の出力電圧ＶＨ１は、次の数式で表される。
ＶＨ１＝｛１＋（r182／r181）｝×Ｖｄ１−（r182／r181）×Ｖ１１
また、第１の演算処理用オペアンプＯＰ１４の出力電圧ＶＬ１は、次の数式で表される。ＶＬ１＝｛１＋（r172／r171）｝×Ｖｄ１−（r172／r171）×Ｖ１２
これらの数式において、r171、r172、r181、r182は、それぞれ抵抗Ｒ１７１、Ｒ１７２、Ｒ１８１、Ｒ１８２の抵抗値である。これらの数式の第１項は温度勾配を有する電圧であり、第２項は温度勾配を有しない一定電圧である。また、電圧ＶＨ１と電圧ＶＬ１は第１項と第２項の電圧差分で表されるので、ダイオード電圧Ｖｄ１或いはその係数が多少大きくても低い電圧となる。これにより電源電圧を小さく設定できる。また、ダイオード電圧Ｖｄ１を大きく設定でき、ＩＣに内蔵化が可能になる。

ここで、電圧ＶＨ１と電圧ＶＬ１の温度勾配を一致させるために、r172／r171＝r182／r181＝ｍａｇと設定する。すなわち抵抗比を等しくする。そして数式を書き直すと、電圧ＶＨ１、ＶＬ１は次式のようになる。
ＶＨ１＝｛１＋ｍａｇ）×Ｖｄ１−ｍａｇ×Ｖ１１
ＶＬ１＝｛１＋ｍａｇ）×Ｖｄ１−ｍａｇ×Ｖ１２
電圧ＶＨ１と電圧ＶＬ１との電圧差は、下記の式のようになり温度依存性が除去された一定電圧となる。
ＶＨ１−ＶＬ１＝ｍａｇ×（Ｖ１２−Ｖ１１）
具体的に、電源電圧；5Vア10% , 温度特性;-20mV/℃ , 動作温度範囲;-25〜75℃ , 出力電圧範囲;1V の回路設定を考える。温度特性と動作温度範囲から、温度による電圧変化は25℃の電圧ア1.0Vとなるので、電源電圧を考慮してVH1 , VL1 の25℃での値をそれぞれ3Vと2Vとする。

また、バンドギャップ回路１０のダイオードＤ１からのダイオード電圧Ｖｄ１は０．６Ｖ（２５℃のとき）であり、その温度依勾配−１．８ｍＶ／℃とする。また、バンドギャップ回路１０からの電圧Ｖｒｅｆは１．２Ｖと一般的な値とする。以上の条件下で、各回路素子の値を算出してその効果を検証する。
温度勾配が−２０ｍＶ／℃という要求温度特性から（１＋ｍａｇ）＝１１に設定される。（正確には２０／１．８であるが、ここでは説明を簡単にするために１１とする）次に、ｍａｇ及び、Ｖｄ１、ＶＨ１、ＶＬ１の２５℃での電圧値より、電圧Ｖ１１、Ｖ１２を逆算すると、
３．０＝（１＋１０）×０．６−１０×Ｖ１１
２．０＝（１＋１０）×０．６−１０×Ｖ１２
これらの式より、Ｖ１１＝０．３６、Ｖ１２＝０．４６を得る。よって、第１の抵抗分圧回路２０の抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６の抵抗比は、ｒ14：r15：r16＝74:10:36、 r171:r172＝r181:r182＝1:10に設定すればよい。
図２は、この電圧発生回路の出力電圧の温度特性図である。この図では、上記の回路仕様設定に基づく電圧ＶＨ１、電圧ＶＬ１及びそれらの電圧の中間電圧Ｃｅｎｔ１が示されている。

したがって、本実施形態の電圧発生回路によれば、ダイオードＤ１からの電圧を０．６Ｖという大きな値に設定できるので、ダイオードＤ１に直列接続された抵抗Ｒ１３の抵抗値が低く設定できる。これにより、ダイオードＤ１をＩＣに内蔵することが可能になる。さらに、従来回路に比して低電源電圧で動作することができる。さらにまた、第２の抵抗分圧回路３０によって抵抗分圧された各電圧間の電圧ステップが一定で、且つ各電圧の温度勾配も一定にすることができる。

本発明の実施形態に係る電圧発生回路の回路図である。 本発明の実施形態に係る電圧発生回路の温度特性図である。 従来技術に係る電圧発生回路の回路図である。 従来技術に係る電圧発生回路の温度特性図である。

符号の説明

１０ バンドギャップ回路 ２０ 第１の抵抗分圧回路
３０ 第２の抵抗分圧回路 Ｄ１ ダイオード
ＯＰ１１ オペアンプ
ＯＰ１２，ＯＰ１３ ボルテージフォロワ用のオペアンプ
ＯＰ１４ 第１の演算処理用オペアンプ
ＯＰ１５ 第２の演算処理用オペアンプ

Claims (7)

1. 温度勾配を有しない第１の電圧を出力する第１の電圧発生手段と、温度勾配を有する第２の電圧を発生する第２の電圧発生手段と、
   前記第１の電圧を分圧した第３及び第４の電圧を発生する第１の抵抗分圧回路と、
   正入力端子に前記第２の電圧が入力され、負入力端子に前記第３の電圧が第１の抵抗を介して入力され、出力と前記負入力端子の間に第２の抵抗が接続された第１のオペアンプと、
   正入力端子に前記第２の電圧が入力され、負入力端子に前記第４の電圧が第３の抵抗を介して入力され、出力と前記負入力端子の間に第４の抵抗が接続された第２のオペアンプとを備え、前記第１のオペアンプ及び第２のオペアンプの出力電圧が互いに等しい温度勾配を有するようにしたことを特徴とする電圧発生回路。
2. 前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の抵抗値の比が、前記第３の抵抗と前記第４の抵抗の抵抗値の比に等しいことを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
3. 前記第１のオペアンプの出力電圧と前記第２のオペアンプの出力電圧との間に接続された第２の抵抗分圧回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
4. 前記第３の電圧を低インピーダンスの出力電圧に変換するボルテージフォロワ用の第３のオペアンプ及び前記第４の電圧を低インピーダンスの出力電圧に変換するボルテージフォロワ用の第４のオペアンプを備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
5. 前記第１の電圧発生手段がバンドギャップ回路であることを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
6. 前記第２の電圧発生手段がダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。
7. 前記第２の電圧発生手段がバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の電圧発生回路。

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