JP2005223982A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】 マグアンプ方式が採用されたスイッチングレギュレータにおいて、その損失を低減することのできるスイッチングレギュレータを提供する。
【解決手段】 トランスＴと、その二次巻線に接続され、負荷電流が流れることにより飽和状態となる可飽和リアクトルＬ１と、二次巻線から出力される出力電圧と予め定める基準電圧との差に基づいて可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒを付与することにより可飽和リアクトルＬ１を飽和状態から不飽和状態に移行させるリセット電流設定回路３とを備え、可飽和リアクトルＬ１が飽和状態と不飽和状態とを交互に繰り返されることによってトランスＴの二次巻線に出力される出力電圧を制御するスイッチングレギュレータであって、トランスＴの二次巻線に出力される電圧変化に基づいてリセット電流設定回路３によるリセット電流Ｉｒの付与時間ＴＳを制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、可飽和リアクトルを有する、マグアンプ方式を用いたスイッチングレギュレータに関するものである。

従来、スイッチングレギュレータにおいては、二次側で出力電圧の安定化を図るため、トランスの二次巻線側にヒステリシス特性を有する可飽和リアクトルをスイッチング素子として備えた、いわゆるマグアンプ方式が用いられたものが実用化されている（例えば、特許文献１参照。）。
特開昭５２−４０３５号公報

図６は、マグアンプ方式が用いられたスイッチングレギュレータの一例を示す構成図である。このスイッチングレギュレータは、トランスＴと、トランスＴの一次巻線側に設けられたスイッチング回路１と、トランスＴの二次巻線の一方端に接続された可飽和リアクトルＬ１と、可飽和リアクトルＬ１と出力端子Ｖ_OUTとの間に設けられた整流ダイオードＤ１と、出力電圧を平滑化するための平滑コイルＬ２及び平滑コンデンサＣと、出力電圧と予め定める基準電圧とを比較してその誤差を増幅する誤差検出増幅回路２と、その誤差分に基づいてリセット電流Ｉｒの値を設定し、可飽和リアクトルＬ１に対してそのリセット電流Ｉｒを付与するリセット電流設定回路３とによって概略構成されている。なお、図中、Ｄ２は逆電流防止用ダイオード、Ｄ３はフライホイール・ダイオードである。

ここで、可飽和リアクトルＬ１は、図７に示すようなＢ−Ｈ特性を有している。すなわち、可飽和リアクトルＬ１は、磁界Ｈが変化しても磁束密度Ｂはほとんど変化しない飽和領域（同図のＡ₁参照）と、磁界Ｈが変化することにより磁束密度Ｂが急激に変化する遷移領域（同図のＡ₂参照）とをもつ特性を有している。この飽和領域では、可飽和リアクトルＬ１は極めて低インピーダンスでありスイッチ状態としてはオン状態にある。一方、遷移領域では、可飽和リアクトルＬ１は極めて高インピーダンスでありスイッチ状態としてはオフ状態にある。従って、マグアンプ方式が用いられたスイッチングレギュレータでは、可飽和リアクトルＬ１を飽和領域と遷移領域とに切り換えることによりトランスＴの二次側の出力電圧をスイッチングし、これにより出力電圧の安定化が図られるようになっている。

図６の構成において可飽和リアクトルＬ１に一定値以上の負荷電流が流れると、図７におけるＢ−Ｈ特性において磁界Ｈが増大し、可飽和リアクトルＬ１は飽和領域に移行する（(3)の状態参照）。その後、可飽和リアクトルＬ１に流れる負荷電流が減少し、磁界Ｈが減少すると、可飽和リアクトルＬ１の磁束密度Ｂも減少していくが、ヒステリシス特性のため、負荷電流がゼロになっても磁束密度Ｂは十分に減少せず、可飽和リアクトルＬ１は飽和領域に留まり、遷移領域に移行しない（(4)の状態）。このため、マグアンプ方式を用いたスイッチングレギュレータでは、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流とは逆方向のリセット電流を流して可飽和リアクトルＬ１を強制的に遷移領域（(5)の状態参照）に移行させるようにしている。

図８は、上記構成における可飽和リアクトルＬ１の入力電圧の波形及び電流の波形を示す図であるが、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正のとき（同図のＴａ参照）、可飽和リアクトルＬ１に一定値以上の負荷電流が流れると、可飽和リアクトルＬ１はＢ−Ｈ特性の飽和領域に移行し、オン状態となる。図８の可飽和リアクトルの電流波形のＴａ期間における(1)から(3)は、可飽和リアクトルＬ１のＢ−Ｈ特性が図７において(1)から(3)に移行することを示している。可飽和リアクトルＬ１は、飽和領域（オン状態）にあると、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負に変化し、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流が流れなくなったとしても（図７及び図８の(4)参照）、高い残留磁束密度Ｂｒをもっているため、低インピーダンスの状態が変わらず、飽和領域を維持し、オフ状態にならない。

そのため、その後、トランスＴの二次巻線の出力電圧が所定の周期で正負に変化しても可飽和リアクトルＬ１はオン状態を維持し、スイッチング機能を果さない。

そこで、図８の可飽和リアクトルの入力電圧波形に示すように、トランスＴの二次巻線の出力が正から負に反転するタイミング（図８のタイミングＴ１参照）でリセット電流設定回路３から飽和領域にある可飽和リアクトルＬ１に負荷電流とは逆向きに電流（リセット電流Ｉｒ）を流している。可飽和リアクトルＬ１にリセット電流Ｉｒが流れると、残留磁束密度Ｂｒが小さくなり、飽和領域から遷移領域（図７のＡ₂参照）に移行し、可飽和リアクトルＬ１は、高インピーダンスになるとともにオフ状態になる（図７及び図８の(5)参照）。

そして、その後、トランスＴの二次巻線の出力電圧がタイミングＴ２で負から正に変化し、再び、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流が流れると、可飽和リアクトルＬ１は、飽和領域に移行し、オフ状態からオン状態になり（図７及び図８の(1)→(2)→(3)参照）、以下、上記の動作が繰り返される。

リセット電流Ｉｒは、誤差検出増幅回路２によってトランスＴの二次巻線の出力電圧と、予め定められる基準電圧との誤差分に基づいて、リセット電流設定回路３によってその値が設定される。そのため、上記出力電圧と基準電圧との誤差分が大きいと、リセット電流Ｉｒも大きい値に設定される。

リセット電流Ｉｒが大きいと、トランスＴの二次巻線の出力電圧が負から正になったとき、負荷電流が流れ出して可飽和リアクトルＬ１がオン（飽和）するまでの時間（図８のＴc参照）を遅らせることになる（図７では、リセット電流Ｉｒが大きいと、点線Ｌが下方に移行することを示している。）。これは、出力電圧Ｖを低下させることを示しており、これにより、出力電圧Ｖが低めに押さえられて基準電圧Ｖｒに近づくことにより、出力端子Ｖ_OUTから出力される出力電圧が安定化されることになる。

このように可飽和リアクトルＬ１が用いられたマグアンプ方式のスイッチングレギュレータでは、可飽和リアクトルＬ１に対して目的とする出力電圧の誤差に応じたリセット電流Ｉｒを付与することが必要であり、これにより、出力電圧を容易に制御することができる。

しかしながら、従来の構成においては、図８に示すように、トランスＴの二次巻線の出力電圧が負の期間（同図のＴb参照）においては、リセット電流設定回路３から可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒが継続的に流され、いわゆるたれ流しの状態であった。

リセット電流Ｉｒは、可飽和リアクトルＬ１を遷移領域に移行させるためのものである。そのため、可飽和リアクトルＬ１が遷移領域に移行すれば、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流が流れて飽和領域に移行しない限り、可飽和リアクトルＬ１は遷移領域を維持するので、可飽和リアクトルＬ１にリセット電流Ｉｒを流す必要はない。すなわち、図８の可飽和リアクトルＬ１に負の出力電圧が印加される期間Ｔｂにおいて、例えばタイミングＴ３の時点で可飽和リアクトルＬ１がリセット電流Ｉｒにより遷移領域に移行しているとすれば、その後は可飽和リアクトルＬ１にリセット電流Ｉｒを流す必要はない。リセット電流Ｉｒは、図６の構成から明らかなように負荷に供給すべき出力の一部を利用して生成しているため、不必要にリセット電流Ｉｒを流すことは、却って損失となる。

従って、従来のマグアンプ方式のスイッチングレギュレータは、リセット電流Ｉｒが不必要に流れてリセット電流設定回路３における損失が増大し、スイッチングレギュレータの損失を増大させるといった問題点があった。

ところで、マグアンプ方式が用いられるスイッチングレギュレータでは、可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒを付与する必要があるため、一般に、半波整流の構成とされる場合が多い。しかしながら、半波整流の構成の場合、出力インピーダンスが比較的高くなるので、出力インピーダンスを下げる目的で、図９に示すように、両波整流の構成を用いることがある。

すなわち、図９に示すスイッチングレギュレータでは、トランスＴの二次巻線の両端に２つの可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂをそれぞれ接続し、各可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂに対してそれぞれ制御巻線Ｌｃ，Ｌｄを結合させ、制御巻線Ｌｃ，Ｌｄ同士を直列に接続している。そして、誤差検出増幅回路２の出力をトランジスタＴｒに与え、トランジスタＴｒに電流が流れることにより、制御巻線Ｌｃ，Ｌｄに対してリセット電流Ｉｒを付与している。

この両波整流の構成の場合、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正の期間及び負の期間において、可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂが交互にオン、オフされる。すなわち、上記正の期間及び負の期間においてリセット電流Ｉｒが交互に流されるため、リセット電流Ｉｒに起因する損失が半波整流の構成に比べ、さらに大きくなるといった問題点がある。また、上記両波整流の構成では、可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂをリセットするためのリセット電流Ｉｒを制御巻線Ｌｃ，Ｌｄに流すために、電源Ｅが必要となり、製作コストや部品コストが増大するといった問題点があった。

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、マグアンプ方式が採用されたスイッチングレギュレータにおいて、その損失を低減することのできるスイッチングレギュレータを提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明によって提供されるスイッチングレギュレータは、トランスの二次巻線に接続され、負荷電流が流れることにより飽和状態となるリアクトルと、前記二次巻線から出力される出力電圧と予め定める基準電圧との差に基づいて前記リアクトルに対してリセット電流を付与することにより前記リアクトルを飽和状態から不飽和状態に移行させる電流付与手段とを備え、前記リアクトルが飽和状態と不飽和状態とを交互に繰り返すことによって前記トランスの二次巻線に出力される出力電圧を制御するスイッチングレギュレータであって、前記トランスの二次巻線から出力される電圧変化に基づいて前記電流付与手段によるリセット電流の付与時間を制御する付与時間制御手段を備えることを特徴としている（請求項１）。

この構成によれば、リアクトルに対するリセット電流は、付与時間制御手段によってトランスの二次巻線から出力される出力電圧の変化に基づいて付与時間が設定されて付与されるので、リセット電流がリアクトルを飽和状態から不飽和状態に移行させるのに必要な時間だけ流れるように付与時間を設定することにより、リセット電流が不必要に付与されることを抑制することができる。そのため、リセット電流を付与する電流付与手段（例えばリセット電流設定回路）における損失、ひいてはスイッチングレギュレータにおける損失を低減することができる。

好ましい実施の形態によれば、前記付与時間制御手段は、前記トランスの二次巻線から出力される出力電圧の微分波形を生成する微分回路と、前記微分回路によって生成された微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になったか否かを検出する検出回路と、前記検出回路によって前記微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になったことが検出されているとき、前記リアクトルに対する前記電流付与手段によるリセット電流の付与を許可するスイッチ回路と、によって構成されているとよい（請求項２）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記検出回路は、負側の微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になったか否かを検出するとよい（請求項３）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記トランスの二次巻線には、その一方端に前記リアクトルが接続されているとよい（請求項４）。

また、前記リアクトルは、一端が前記トランスの二次巻線の一方端に接続され、他端が出力端子に接続された第１リアクトルと、一端が前記トランスの二次巻線の他方端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第２リアクトルとを有し、前記電流付与手段は、第１及び第２リアクトルの双方に対して異なるタイミングでリセット電流を付与してもよい（請求項５）。

また、前記リアクトルは、一端が前記トランスの二次巻線の一方端に接続され、他端が出力端子に接続された第１リアクトルと、一端が前記トランスの二次巻線の他方端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第２リアクトルとを有し、前記第１及び第２リアクトルには、前記電流付与手段によってリセット電流が直接的に付与される補助巻線がそれぞれ結合されていてもよい（請求項６）。

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明の実施例１にかかるスイッチングレギュレータの構成図である。このスイッチングレギュレータは、トランスの二次巻線に可飽和リアクトルが接続された、いわゆるマグアンプ方式が採用されたものである。このスイッチングレギュレータでは、可飽和リアクトルに対して流されるリセット電流が制御されて、このスイッチングレギュレータにおける損失が低減されたものとされている。以下、詳述する。

このスイッチングレギュレータは、トランスＴを備え、このトランスＴの一次巻線側においてスイッチング回路１が備えられている。スイッチング回路１は、例えば商用交流電源が整流されることにより得られた直流電源としての入力電源Ｐをスイッチングして、所定の周波数（例えば５０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ）を有する交流電圧に変換するものである。スイッチング回路１は、図示しないが、入力電源Ｐが入力される入力端子の両端において、複数のスイッチング素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）がフルブリッジ回路を構成するものである。なお、スイッチング回路１の構成は、これに限るものではなく、例えばＰＷＭ（pulse width modulation）方式やＰＦＭ（pulse frequency modulation）方式が採用された構成としてもよい。

トランスＴは、一次巻線に入力された電圧値を所定の電圧値に昇圧もしくは降圧して二次巻線から出力させるものである。トランスＴの二次巻線の一方端ａには、可飽和リアクトルＬ１が直列に接続されている。

可飽和リアクトルＬ１は、自身がオン、オフすることにより、トランスＴの二次巻線から出力される出力電圧を安定化させて出力端子Ｖ_OUTから出力させるものである。可飽和リアクトルＬ１は、図７に示したように、磁界Ｈと磁束密度Ｂとの関係で表されるヒステリシス特性を有している。

すなわち、可飽和リアクトルＬ１は、磁界Ｈが変化しても磁束密度Ｂはほとんど変化しない飽和領域（同図のＡ₁参照）と、磁界Ｈが変化することにより磁束密度Ｂが急激に変化する遷移領域（同図のＡ₂参照）とをもつ特性を有している。同図のＡ₁に示す飽和領域では、可飽和リアクトルＬ１は極めて低インピーダンスであり、スイッチ状態としてはオン状態にある。一方、同図のＡ₂に示す遷移領域では、可飽和リアクトルＬ１は極めて高インピーダンスであり、スイッチ状態としてはオフ状態にある。

通常、可飽和リアクトルＬ１に、一旦、一定値以上の負荷電流が流れると、可飽和リアクトルＬ１はＢ−Ｈ特性の飽和領域にあり、オン状態であるが（図７の(3)参照）、その後、負荷電流が０になっても可飽和リアクトルＬ１は高い残留磁束密度Ｂｒをもっているため、低インピーダンスの状態が変わらず、可飽和リアクトルＬ１は飽和領域にありオン状態も維持する（図７の(4)参照）。そこで、可飽和リアクトルＬ１をオフ状態にするには、負荷電流と逆向きの電流（リセット電流Ｉｒ）を可飽和リアクトルＬ１に対して流す。リセット電流Ｉｒが流れると、可飽和リアクトルＬ１は残留磁束密度Ｂｒが小さくなるため、遷移領域に移行し高インピーダンスとなってスイッチ状態はオフ状態となる（図７の(5)参照）。そして、再び負荷電流が流れると、飽和領域に移行し、可飽和リアクトルＬ１のスイッチ状態はオン状態となる（図７の(6)→(1)→(2)→(3)参照）。

このように、可飽和リアクトルＬ１をオン、オフ動作させるには、負荷電流の他にそれと逆向きの電流であるリセット電流Ｉｒを付与する必要がある。なお、上記リセット電流Ｉｒは、後述する誤差検出増幅回路２及びリセット電流設定回路３によって生成される。

図１に戻り、可飽和リアクトルＬ１には、整流ダイオードＤ１のアノード端子が接続され、整流ダイオードＤ１のカソード端子には、平滑コイルＬ２の一端が接続されている。平滑コイルＬ２の他端には、出力端子Ｖ_OUTが接続されている。また、出力端子Ｖ_OUTには、平滑コンデンサＣが並列接続されている。

整流ダイオードＤ１は、可飽和リアクトルＬ１の出力電圧を整流化するためのものである。また、平滑コイルＬ２及び平滑コンデンサＣは、整流ダイオードＤ１の出力電圧を平滑化するためのものである。

出力端子Ｖ_OUTには、平滑コイルＬ２の下流側において誤差検出増幅回路２が接続されている。誤差検出増幅回路２は、平滑コイルＬ２及び平滑コンデンサＣによって平滑された出力電圧Ｖと予め定められた基準電圧Ｖｒとの誤差を検出し、かつ検出した誤差電圧（Ｖ−Ｖｒ）を所定の増幅率で増幅するためのものである。誤差検出増幅回路２には、リセット電流設定回路３が接続されている。

リセット電流設定回路３は、誤差検出増幅回路２の出力に基づいてリセット電流Ｉｒの値を設定するためのものである。リセット電流設定回路３には、リセットスイッチＳＷが接続されている。

リセットスイッチＳＷは、可飽和リアクトルＬ１に対するリセット電流Ｉｒの付与を許可するか又は阻止するかを切り換えるためのものであり、後述する立下り検出回路５によってオン、オフ制御される。すなわち、リセットスイッチＳＷは、立下り検出回路５によってオンされると、可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒを流し、立下り検出回路５によってオフされると、可飽和リアクトルＬ１に対するリセット電流Ｉｒを阻止する。

リセットスイッチＳＷには、逆電流防止用ダイオードＤ２のアノード側が接続されている。逆電流防止用ダイオードＤ２は、負荷電流がリセット電流設定回路３に流れるのを防止するためのものである。逆電流防止用ダイオードＤ２のカソード端子には、可飽和リアクトルＬ１の他端が接続されている。

また、整流ダイオードＤ１のカソード側とトランスＴの二次巻線の他方端ｂとの間には、フライホイール・ダイオードＤ３が並列接続されている。このフライホイール・ダイオードＤ３は、平滑コイルＬ２に蓄えられたエネルギーを出力端子Ｖ_OUTに出力させるために回路中に流れる電流を還流させるためのものである。

さらに、トランスＴの二次巻線の一方端ａには微分回路４が接続されている。微分回路４は、図示しない抵抗及びコンデンサ等によって構成され、トランスＴの二次巻線の出力電圧の変化に基づく微分波形を生成するものである。微分回路４の出力は、立下り検出回路５に接続されている。

立下り検出回路５は、微分回路４から出力される微分波形に基づいて、リセットスイッチＳＷをオン、オフ制御するためのものである。より詳細には、立下り検出回路５は、微分回路４から出力される微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になっているとき、リセットスイッチＳＷをオンする一方で、上記電圧値が上記所定値を越えているとき、リセットスイッチＳＷをオフにする。なお、上記所定値は、経験的及び実験的に求められた値であり、リセット電流Ｉｒの可飽和リアクトルＬ１に対する付与時間を決定するものである。この付与時間は、飽和状態にある可飽和リアクトルＬ１を確実に遷移状態に移行させるために必要なリセット電流の付与時間である。

すなわち、可飽和リアクトルＬ１は、負荷電流が流れることにより、一旦、飽和すると（オンすると）、その状態を維持し、負荷電流とは逆向きのリセット電流Ｉｒを流されない限りオフしない。そのため、誤差検出増幅回路２及びリセット電流設定回路３によってリセット電流Ｉｒを生成し、このリセット電流Ｉｒを一定時間以上、可飽和リアクトルＬ１に付与するのであるが、本実施形態では、このリセット電流Ｉｒの可飽和リアクトルＬ１に対する付与時間を、後述するように、微分回路４、立下り検出回路５及びリセットスイッチＳＷによって決定している。

次に、上記構成における作用を、図２に示す波形図及び図７に示したＢ−Ｈ特性図を参照して説明する。

トランスＴの二次巻線から出力される出力電圧が正のとき（図２のＴa参照）、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流が流れる（図２の(3)参照）。この場合、図７に示したように、可飽和リアクトルＬ１は、Ｂ−Ｈ特性の飽和領域にあり（図７の(3)参照）、低インピーダンスであるためスイッチ状態はオン状態にある。

トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負になると（図２のＴ１参照）、可飽和リアクトルＬ１には負荷電流が流れなくなるが（図２の(4)参照）、可飽和リアクトルＬ１は、未だ飽和領域にあり（図７の(4)参照）、オン状態を維持している。

このとき、微分回路４は、トランスＴの二次巻線から出力される出力電圧の変化量に基づく微分波形（図２のＷ参照）を生成する。そして、微分回路４は、それを立下り検出回路５に対して出力する。立下り検出回路５では、予め設定されている所定値Ｅ₀と微分波形の電圧値とを比較し、微分波形の電圧値が所定値Ｅ₀を下回った場合、リセットスイッチＳＷをオンにする。リセットスイッチＳＷがオンになることにより、リセット電流設定回路３から可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒが流れる。

この場合、誤差検出増幅回路２では、予め定める基準電圧Ｖｒと、平滑コイルＬ２によって平滑された電圧Ｖとの差（誤差電圧Ｖ−Ｖｒ）を算出し、それをリセット電流設定回路３に送ることにより、リセット電流設定回路３では、その誤差電圧（Ｖ−Ｖｒ）に応じたリセット電流Ｉｒを設定する。そして、上記したように、リセットスイッチＳＷがオンになると、値が設定されたリセット電流Ｉｒが可飽和リアクトルＬ１に対して流れる。

これにより、可飽和リアクトルＬ１では、負荷電流と流れる方向が逆方向となるリセット電流Ｉｒが流れることにより、残留磁束密度Ｂｒが小さくなるため、遷移領域に移行し高インピーダンスとなってスイッチ状態はオン状態からオフ状態になる（図２及び図７の(5)参照）。

次いで、立下り検出回路５では、微分回路４で生成された微分波形の電圧値が所定量Ｅ₀を超えた場合、リセットスイッチＳＷをオフにする。これにより、リセット電流Ｉｒは、可飽和リアクトルＬ１に流れなくなる（図２及び図７の(6)参照）。このとき、可飽和リアクトルＬ１は、オフ状態を維持している。この状態は、トランスＴの二次巻線の出力電圧が負のとき（図２のＴb 参照）、継続される。

可飽和リアクトルＬ１は、負荷電流が流れなくなった時点でオンからオフにする必要があるため、負荷電流が流れなくなった時点、すなわち、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負に変わった時点でリセット電流Ｉｒを流す必要がある。そのため、本実施形態では、微分回路４によってトランスＴの二次巻線の出力電圧の微分波形を生成することにより、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負に変わった時点を実質的に検出するようにしている。

そして、立下り検出回路５によって微分回路４によってトランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負に変わった時点を検出し、さらに、立下り検出回路５は、その時点からスイッチＳＷをオンにする所定時間ＴＳ（図２参照）を算出するために、微分波形の電圧値と所定値Ｅ₀とを比較するようにしている。上記所定時間ＴＳの算出により、リセットスイッチＳＷは、この所定時間ＴＳのみオンするので、換言すれば、所定時間ＴＳのみしか可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒが流れないので、リセット電流Ｉｒの不必要な流出を抑制することができる。

図２に戻り、再び、トランスＴの二次巻線の出力電圧が負から正になって、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流が流れると（図２及び図７の(1)(2)(3)参照）、可飽和リアクトルＬ１は飽和領域に移行し、オン状態となる。

なお、リセット電流Ｉｒが大きいほど、トランスＴの二次巻線の出力電圧が再び負から正になったとき、可飽和リアクトルＬ１に負荷電流が流れるまでの時間（図２のＴc参照）が遅れるようになる。図２では、点線Ｌａで示すように、リセット電流Ｉｒが大きいほど負荷電流が流れるまでの時間が右方向に移行することを示している。また、図７では、点線Ｌで示すように、リセット電流Ｉｒが大きいほど可飽和リアクトルＬ１の動作軌跡が下方向に移行することを示している。

このように、本実施形態では、二次巻線の出力電圧が負の期間（図２のＴb 参照）であって、微分回路４によって生成される微分波形に基づいて検出された所定時間ＴＳにおいてのみ、可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒが流れる。すなわち、可飽和リアクトルＬ１をオン状態からオフ状態にする（又は飽和領域から遷移領域に移行させる）のに必要な時間だけ可飽和リアクトルＬ１に対してリセット電流Ｉｒを流すので、リセット電流Ｉｒが可飽和リアクトルＬ１に不必要に流れることがなく、リセット電流設定回路３における損失を低減することができる。

なお、リセットスイッチＳＷをオンさせる所定時間ＴＳ、すなわち、リセット電流Ｉｒを流す所定時間ＴＳを決定するための構成としては、上記したように微分回路４及び立下り検出回路５の構成に限るものではない。例えば、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負に変化する時点を検出してその時点からタイマ等を用いて所定時間ＴＳを計測するようにしてもよい。

図３は、実施例２にかかるスイッチングレギュレータの構成図である。上記した実施例１の構成は、半波整流の構成においてリセット電流Ｉｒを制御する方法を適用したが、この実施例２では、両波整流の構成において上記方法を適用するようにしている。

具体的には、トランスＴの二次巻線の一方端ａ及び他方端ｂには、それぞれ第１及び第２可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂが接続されている。第１及び第２可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂには、第１及び第２整流ダイオードＤａ，Ｄｂのアノード側が接続されている。第１及び第２整流ダイオードＤａ，Ｄｂのカソード側は、ともに平滑コイルＬ２の一端に接続されている。

また、トランスＴの二次巻線の一方端ａ及び他方端ｂには、第１及び第２微分回路４ａ，４ｂが接続され、それぞれの出力は、ともに立下り検出回路５に接続されている。立下り検出回路５の出力は、リセットスイッチＳＷに接続され、リセットスイッチＳＷは、第１及び第２逆電流防止用ダイオードＤｃ，Ｄｄのアノード端子に接続され、第１及び第２逆電流防止用ダイオードＤｃ，Ｄｄのカソード端子は、それぞれ第１及び第２可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂに接続されている。その他の構成については、上記実施例１にかかる構成と略同様である。

この構成によれば、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負になるとき、あるいは二次巻線の出力電圧が負から正になるときにおいて、リセット電流Ｉｒがそれぞれ第１及び第２可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂに流される。この場合、リセット電流Ｉｒの付与時間が、実施例１で示したのと同様に制御されるので、図３に示す両波整流の構成においてリセット電流設定回路３における損失を適切に抑制することができる。

図４は、この実施例２にかかる構成のスイッチングレギュレータの詳細回路図である。この図によると、点線枠２，３，４，５で示す部分がそれぞれ誤差検出増幅回路２、リセット電流設定回路３、微分回路４、立下り検出回路５に相当し、立下り検出回路５にエミッタ端子が接続されているスイッチングトランジスタがリセットスイッチＳＷに相当する。

簡単に回路動作を説明すると、誤差検出増幅回路２を構成する複数の抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃによって出力電圧が検出され、上記出力電圧がツェナーダイオードＺＤによって設定された基準電圧を超えると、トランジスタＴｒＡにコレクタ電流が流れ、トランジスタＴｒＡがオンする。トランジスタＴｒＡがオンすることにより、トランジスタＴｒＢのベース電流が流れ、トランジスタＴｒＢにリセット電流Ｉｒが流れようとする。

トランジスタＴｒＢは、期間Ｔａ（図２参照）では立下り検出回路５の抵抗Ｒｄによって出力電圧が供給されているため、オフに保持されている。ここで、微分回路４の抵抗Ｒｅ及びコンデンサＣａによって、トランスＴの二次巻線からの出力電圧の微分波形が生成され、微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になっているとき、リセットスイッチＳＷとしてのスイッチングトランジスタＴｒＣをオンする。すなわち、点Ｐにおける電位がダイオードＤｅが導通する電位に達したとき、トランジスタＴｒＢがオンする。

なお、図４では、トランスＴの一次巻線側の構成を省略している。また、図４では、トランスＴのセンタータップＣＴを０Ｖに設定しているため、トランスＴの二次巻線の他方端ｂとセンタータップＣＴとの間に、図４に示される回路を正負を逆にして略同様に設け、正負（＋Ｖ，−Ｖ）の電圧を出力することのできるスイッチングレギュレータとしてもよい。

図５は、実施例３にかかるスイッチングレギュレータの構成図である。この実施例３にかかるスイッチングレギュレータは、実施例２と同様に、両波整流の構成を採用したものであるが、以下の点で実施例２と異なる。

すなわち、この構成では、第１及び第２可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂにそれぞれ制御巻線Ｌｃ，Ｌｄが結合されている。第１可飽和リアクトルＬａに結合された制御巻線Ｌｃの一端は、第１可飽和リアクトルＬａの一端（トランスＴの二次巻線側の一方端ａ）に接続され、第２可飽和リアクトルＬｂに結合された制御巻線Ｌｄの一端は、第２可飽和リアクトルＬｂの一端（トランスＴの二次巻線側の他方端ｂ）に接続されている。また、制御巻線Ｌｃの他端は、第１逆電流防止用ダイオードＤｃのカソード端子に接続され、制御巻線Ｌｄの他端は、第２逆電流防止用ダイオードＤｄのカソード端子に接続されている。その他の構成については、上記実施例２にかかる構成と略同様である。

この構成においても、実施例２の作用と同様に、トランスＴの二次巻線の出力電圧が正から負になるとき、あるいはトランスＴの二次巻線の出力電圧が負から正になるときにおいてリセット電流Ｉｒがそれぞれ第１及び第２可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂに流される。この場合、リセット電流Ｉｒの付与時間が、実施例１で示したのと同様に制御されるので、リセット電流設定回路３における損失を適切に抑制することができる。特に、図５に示す構成では、背景技術の欄で説明した図９に示す構成と同様に、可飽和リアクトルＬａ，Ｌｂに結合された制御巻線を用いているが、電源Ｅを必要としないため、コストの低減化を図ることができる。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。

本願発明の実施例１にかかるスイッチングレギュレータの構成図である。 実施例１にかかるスイッチングレギュレータの構成における各点の波形図である。 実施例２にかかるスイッチングレギュレータの構成図である。 実施例２にかかるスイッチングレギュレータの詳細回路図である。 実施例３にかかるスイッチングレギュレータの構成図である。 従来のスイッチングレギュレータの構成図である。 可飽和リアクトルのＢ−Ｈ特性を示す図である。 従来のスイッチングレギュレータの構成における各点の波形図である。 従来の他のスイッチングレギュレータの構成図である。

符号の説明

１ スイッチング回路
２ 誤差検出増幅回路
３ リセット電流設定回路
４ 微分回路
５ 立下り検出回路
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｄ２ 逆電流防止用ダイオード
Ｄ３ フライホイール・ダイオード
Ｌ１ 可飽和リアクトル
Ｌ２ 平滑コイル
Ｐ 入力電源
ＳＷ リセットスイッチ
Ｔ トランス

Claims (6)

1. トランスの二次巻線に接続され、負荷電流が流れることにより飽和状態となるリアクトルと、前記二次巻線から出力される出力電圧と予め定める基準電圧との差に基づいて前記リアクトルに対してリセット電流を付与することにより前記リアクトルを飽和状態から不飽和状態に移行させる電流付与手段とを備え、前記リアクトルが飽和状態と不飽和状態とを交互に繰り返すことによって前記トランスの二次巻線に出力される出力電圧を制御するスイッチングレギュレータであって、
   前記トランスの二次巻線から出力される電圧変化に基づいて前記電流付与手段によるリセット電流の付与時間を制御する付与時間制御手段を備えることを特徴とする、スイッチングレギュレータ。
2. 前記付与時間制御手段は、
   前記トランスの二次巻線から出力される出力電圧の微分波形を生成する微分回路と、
   前記微分回路によって生成された微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になったか否かを検出する検出回路と、
   前記検出回路によって前記微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になったことが検出されているとき、前記リアクトルに対する前記電流付与手段によるリセット電流の付与を許可するスイッチ回路と、によって構成されている、請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
3. 前記検出回路は、負側の微分波形の電圧値が予め定める所定値以下になったか否かを検出する、請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
4. 前記トランスの二次巻線には、その一方端に前記リアクトルが接続されている、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ。
5. 前記リアクトルは、一端が前記トランスの二次巻線の一方端に接続され、他端が出力端子に接続された第１リアクトルと、一端が前記トランスの二次巻線の他方端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第２リアクトルとを有し、
   前記電流付与手段は、第１及び第２リアクトルの双方に対して異なるタイミングでリセット電流を付与する、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ。
6. 前記リアクトルは、一端が前記トランスの二次巻線の一方端に接続され、他端が出力端子に接続された第１リアクトルと、一端が前記トランスの二次巻線の他方端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第２リアクトルとを有し、
   前記第１及び第２リアクトルには、前記電流付与手段によってリセット電流が直接的に付与される補助巻線がそれぞれ結合されている、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ。

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