JP2005223379A - 無線通信方法、送信機および受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】送受信機の構成および無線通信の際の処理過程を簡素化し、消費電力を低減する。
【解決手段】アナログ信号に応じたチップレートで送信側拡散符号を生成し、この送信側拡散符号を送信する送信ステップＳ１と、受信信号に含まれる送信側拡散符号と受信側拡散符号との同期をとり、この受信側拡散符号のチップレートからデータ信号を得る受信ステップＳ２とを備える。送信ステップＳ１において、データ信号に応じたチップレートで送信側拡散符号を生成する処理により、周波数変調とスペクトラム拡散という２つの処理が同時に行われる。また、受信ステップＳ２において、受信信号に含まれる送信側拡散符号と受信側拡散符号との同期をとる処理により、スペクトラム逆拡散と周波数復調という２つの処理が同時に行われる。
【選択図】 図３

Description

本発明は、無線通信方法および送受信機に関し、特に、スペクトラム拡散技術を用いた無線通信方法および送受信機に関する。

無線通信の一つにスペクトラム拡散通信がある（非特許文献１参照）。スペクトラム拡散通信では、互いに相関が小さく自己相関が十分に大きい拡散符号系列と呼ばれる符号系列を用いることにより、周波数軸・時間軸上で干渉し合っている信号同士でも、同時に通信することができる。拡散符号は、「１」および「−１」からなるビット列である。拡散符号の１ビットを１チップといい、チップの伝送速度をチップレート［単位：chip per second］という。

図１２は、周波数変復調を利用したスペクトラム拡散通信に用いられる従来の送信機および受信機の構成を示すブロック図である。図１２（ａ）に示すように、送信機１１０は、入力されるアナログ信号の電圧レベルに応じて搬送波を周波数変調することにより情報信号を生成する周波数変調回路１１１と、拡散符号を生成する拡散符号生成回路１１２と、拡散符号を情報信号に乗算してスペクトラム拡散することにより拡散信号を生成する乗算回路１１３と、拡散信号を送信するアンテナ１１４とを有している。

また、図１２（ｂ）に示すように、受信機１２０は、アンテナ１２１と、送信機１１０で生成される拡散符号と同じ拡散符号を生成する拡散符号生成回路１２２と、アンテナ１２１で受信された受信信号と拡散符号生成回路１２２で生成された拡散符号との相関値が最大になるように拡散符号のチップレートを制御し、受信信号と拡散符号との同期をとる同期回路１２３と、受信信号に拡散符号を乗算してスペクトラム逆拡散することにより拡散前の情報信号を得る乗算回路１２４と、得られた情報信号に対しパルスカウントなどを行うことによりアナログ信号を復調する周波数復調回路１２５とを有している。

送信機１１０から受信機１２０へアナログ信号を送信する場合には、図１３に示すように、送信機１１０において、アナログ信号で搬送波を周波数変調して情報信号を生成し（ステップＳ１０１）、情報信号を拡散符号でスペクトラム拡散して拡散信号を生成し、拡散信号をアンテナ１１４から送信する（ステップＳ１０２）。そして、受信機１２０において、アンテナ１２１で受信された受信信号と拡散符号との同期をとり、この状態で受信信号を拡散符号でスペクトラム逆拡散し（ステップＳ１０３）、これにより得られた情報信号からアナログ信号を復調する（ステップＳ１０４）（非特許文献２参照）。

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
丸林, 中川, 河野 "スペクトラム拡散通信とその応用," pp.11-13, 電子情報通信学会, 1998. K.Ishiguro, Y.Takahashi, Y.Yoshida, and K.Miyajima, "Single-Chip Transceiver LSI for Spread Spectrum Communication with Smart Synchronization Technique," IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.43, no.4, pp.1331-1339, 1997. 丸林, 中川, 河野 "スペクトラム拡散通信とその応用," pp.131-141, 電子情報通信学会, 1998.

しかしながら、従来の送受信機１１０，１２０は回路ブロック数が多い。特に、受信機１２０では、同期およびスペクトラム逆拡散のための回路１２３，１２４とは別に、周波数復調のための回路１２５が必要であった。このため、回路規模と消費電力が大きくなるという問題があった。
また、無線通信の際に周波数変調（ステップＳ１０１）、スペクトラム拡散（ステップＳ１０２）、同期およびスペクトラム逆拡散（ステップＳ１０３）、周波数復調（ステップＳ１０４）という多くの処理過程が必要であるという問題があった。
本発明はこのような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、送受信機の構成および無線通信の際の処理過程を簡素化し、消費電力を低減することにある。

このような目的を達成するために、本発明に係る無線通信方法は、データ信号に応じたチップレートで送信側拡散符号を生成し、この送信側拡散符号を送信する送信ステップと、受信信号に含まれる送信側拡散符号と受信側拡散符号との同期をとり、この受信側拡散符号のチップレートからデータ信号を得る受信ステップとを備えたことを特徴とする。送信ステップにおいて、データ信号に応じたチップレートで送信側拡散符号を生成する処理には、送信側拡散符号の周波数ともいえるチップレートをデータ信号のレベルに応じて変調する周波数変調の概念が含まれる。よって、この処理により、周波数変調とスペクトラム拡散という２つの処理が同時に行われる。また、受信ステップにおいて、受信信号に含まれる送信側拡散符号と受信側拡散符号との同期をとる処理により、スペクトラム逆拡散と周波数復調という２つの処理が同時に行われる。

ここで、受信ステップでは、受信信号と受信側拡散符号との相関をとり、得られた相関値が最大となるように受信側拡散符号のチップレートを制御する制御信号を生成し、この制御信号を用いて受信側拡散符号を生成することにより受信信号に含まれる送信側拡散符号と受信側拡散符号との同期をとるとともに、制御信号をデータ信号とするようにしてもよい。
また、受信ステップでは、受信信号と受信側拡散符号との相関をとり、得られた相関値が閾値以下の場合に、受信側拡散符号のチップレートを所定の値に固定し、相関値を閾値よりも大きくするようにしてもよい。ここで、受信側拡散符号のチップレートを固定する値を、送信ステップにおいて、データ信号が入力されていない初期状態における送信側拡散符号のチップレートとは異なる値に設定してもよい。

また、本発明に係る送信機は、データ信号に応じたチップレートで拡散符号を生成する周波数変調部と、拡散符号を送信するアンテナとを備えたことを特徴とする。
ここで、周波数変調部は、データ信号のレベルに応じた周波数のクロックを生成するクロック生成部と、クロックに基づき拡散符号を生成する拡散符号生成部とを有するものであってもよい。

また、本発明に係る受信機は、アンテナと、制御信号に応じたチップレートで拡散符号を生成し出力する拡散符号生成部と、アンテナで受信された受信信号と拡散符号との相関をとり、得られた相関値に基づいて制御信号を生成し拡散符号生成部へ出力するとともに、生成した制御信号を復調信号として出力する第１の相関部とを備えたことを特徴とする。
この受信機は、受信信号と拡散符号との相関をとり相関値を求める第２の相関部と、この第２の相関部により求められた相関値が閾値以下の場合に、予め設定されたレベルの制御信号を拡散符号生成部へ出力し、第２の相関部により求められた相関値が閾値よりも大きい場合に、第１の相関部から入力される制御信号を拡散符号生成部へ出力する制御信号切替部とを更に備えるものであってもよい。

なお、変復調されるデータ信号は、アナログ信号でも、ディジタル信号でもよい。例えば、音声信号や画像信号そのものでもよいし、これらの信号で振幅変調、周波数変調、位相変調されたアナログ信号でもよい。ただし、データ信号の周波数は、拡散符号のチップレートよりも小さくする。

本発明では、搬送波を用いずに拡散符号を変復調することにより、変調、拡散、同期および逆拡散、復調という４つの処理を２つの処理過程で行うことができ、処理過程を簡素化し、かつ、送受信機の構成を簡素化することができる。その結果、無線通信の際の消費電力を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、送信機の構成を示すブロック図である。送信機１０は、変調信号として入力されるアナログ信号の電圧レベルに応じたチップレートで拡散符号を生成する周波数変調回路１１と、周波数変調回路１１で生成された拡散符号を送信するアンテナ１４とを有している。
ここで、周波数変調回路１１は、アナログ信号の電圧レベルに応じた周波数のクロックを生成するクロック生成回路１２と、クロック生成回路１２から入力されるクロックに基づき拡散符号を生成する拡散符号生成回路１３とから構成されている。拡散符号生成回路１３で生成される拡散符号のチップレートは、アナログ信号の周波数に対して十分に大きいものとする。

図２は、受信機の構成を示すブロック図である。受信機２０は、アンテナ２１と、拡散符号生成回路２２と、第２相関部２３と、制御信号切替器２４と、第１相関部２５とを有している。
ここで、拡散符号生成回路２２は、制御信号の電圧レベルに応じたチップレートで拡散符号を生成し、第２相関部２３および第１相関部２５へ出力する回路部である。拡散符号生成回路２２で生成される拡散符号は、送信機１０の周波数変調回路１１で生成される拡散符号と同じ系列の符号であり、拡散符号生成回路２２の入出力特性は、周波数変調回路１１の入出力特性と同じである。入出力特性とは、入力電圧レベルに対する出力周波数（チップレート）の特性である。

第２相関部２３は、アンテナ２１で受信された受信信号と拡散符号生成回路２２から入力される拡散符号の符号系列との相関をとり、その相関値と閾値との大小により制御信号切替器２４の動作を制御する回路部である。受信信号に含まれる拡散符号とその符号と同じ符号系列との相関値は、両者の位相差が小さいときに大きな値をとる。閾値は、後述するように、第１相関部２５により受信信号と拡散符号生成回路２２で生成される拡散符号との同期を捕捉および保持（以下、「確立」という）できる位相差を基に決められる。

制御信号切替器２４は、拡散符号生成回路２２へ出力する制御信号を切り替える回路部である。すなわち、相関値が閾値以下で、位相差が同期を確立できないほど大きい場合には、制御信号切替器２４は、予め設定された電圧信号を制御信号として拡散符号生成回路２２へ出力する。この電圧信号の電圧レベルは、送信機１０においてアナログ信号が入力されない初期状態で生成される拡散符号のチップレートに対して、僅かに異なるチップレートの拡散符号が拡散符号生成回路２２で生成されるように設定されている。この場合、両拡散符号の符号系列の位相差は、時間とともに変化していく。送信機１０で生成される拡散符号が受信信号に含まれている場合には、受信信号と拡散符号生成回路２２で生成される拡散符号の符号系列との位相差が同期を確立できないほど大きくても、上記電圧信号を拡散符号生成回路２２に与え続けることにより、位相差が同期を確立できるほどにまで小さくなる。
一方、相関値が閾値よりも大きく、位相差が同期を確立できるほど小さい場合には、制御信号切替器２４は、第１相関部２５から入力される電圧信号を制御信号として拡散符号生成回路２２へ出力する。

第１相関部２５は、アンテナ２１で受信された受信信号と拡散符号生成回路２２から入力される拡散符号の符号系列との相関をとり、相関値が最大となるように拡散符号のチップレートを制御する電圧信号を生成する回路部である。第２相関部２３で得られる相関値が上述した閾値よりも大きい状態で、第１相関部２５で生成される電圧信号を、制御信号切替部２４を介し制御信号として拡散符号生成回路２２へ出力することにより、受信信号と拡散符号の符号系列との相関値が最大となり、両者の同期が確立される。

上述したように、第１相関部２５で生成される電圧信号は、受信信号と拡散符号の符号系列との相関値が最大となるように拡散符号のチップレートを制御する電圧信号である。言い換えれば、受信信号に含まれる拡散符号のチップレートの変化に合わせて、拡散符号生成回路２３で生成される拡散符号のチップレートを変化させる電圧信号である。このため、受信信号に含まれる拡散符号を生成したアナログ信号の電圧変化は、第１相関部２５で生成される電圧信号の電圧変化と同じ傾向を示す。よって、この受信機２０では、第１相関部２５で生成される電圧信号を復調信号として出力する。

次に、図１〜図４を参照して、送信機１０から受信機２０へアナログ信号を無線送信する際の動作について説明する。図３は、無線通信の処理の流れを示す概念図である。図４は、受信機２０における処理の流れを示すフローチャートである。
送信機１０においては、入力されたアナログ信号の電圧レベルに応じた周波数のクロックをクロック生成回路１２で生成し、そのクロックに基づき拡散符号生成回路１３で拡散符号を生成する。これにより、アナログ信号の電圧レベルによって拡散符号のチップレートが変化する。この１つの処理過程により、周波数変調とスペクトラム拡散という２つの処理が同時に行われる（図３，ステップＳ１）。
アナログ信号の電圧レベルによってチップレートが変化する拡散符号は、アンテナ１４から送信される。

受信機２０においては、初期状態において、制御信号切替器２４を介して、予め設定された電圧信号を制御信号として拡散符号生成回路２２へ出力し、送信機１０において初期状態で生成される拡散符号のチップレートとは僅かに異なるチップレートの拡散符号を生成する。

アンテナ２１で受信された受信信号と拡散符号生成回路２２で生成された拡散符号の符号系列との相関を第２相関部２３でとる（図４，ステップＳ１１）。
その相関値が閾値以下で、受信信号と拡散符号の符号系列との位相差が第１相関部２５で同期を確立できないほど大きい場合には（図４，ステップＳ１２：ＮＯ）、初期設定と同じく、送信機１０において初期状態で生成される拡散符号のチップレートとは僅かに異なるチップレートの拡散符号を、拡散符号生成回路２２で生成する（図４，ステップＳ１３）。

上記電圧信号を拡散符号生成回路２２に印加し続けた結果、第２相関部２３で得られる相関値が閾値よりも大きくなり、受信信号と受信機２０で生成される拡散符号の符号系列との位相差が第１相関部２５で同期を確立できるほど小さくなったら（図４，ステップＳ１２：ＹＥＳ）、受信信号と受信機２０で生成される拡散符号の符号系列との相関を第１相関部２５でとり（図４，ステップＳ１４）、相関値が最大となるように拡散符号のチップレートを制御する電圧信号を生成し、制御信号切替器２４を介して制御信号として拡散符号生成回路２２へ出力し、拡散符号を生成する。これにより、受信信号と拡散符号の符号系列との相関値が最大となり、両者の同期が確立される。また、第１相関部２５で生成された電圧信号、すなわち拡散符号生成回路２２への制御信号を復調信号として出力する（図４，ステップＳ１５）。

このように、受信機２０では、受信信号と受信機２０で生成される拡散符号の系列との同期を確立するための制御信号を復調信号とする。よって、同期の確立という１つの処理過程により、スペクトラム逆拡散と周波数復調という２つの処理が同時に行われる（図３，ステップＳ２）。
以上のように、本実施の形態によれば、無線通信の際の周波数変調、スペクトラム拡散、同期およびスペクトラム逆拡散、周波数復調という４つの処理を、２つの処理過程Ｓ１，２で行うことができ、処理過程を簡素化し、かつ、送受信機の構成を簡素化することができる。
その結果、無線通信の際の消費電力を低減することができる。

なお、第２相関部２３で得られる相関値が閾値よりも大きくなった時点で、第２相関部２３の動作を停止させてもよいし、そのまま制御信号切替器２４の制御を続けさせてもよい。

次に、送信機１０の具体的な構成例について説明する。
図５は、送信機１０の一構成例を示すブロック図である。この図に示す送信機１０Ａでは、クロック生成回路１２は、入力電圧レベルに応じて出力クロック周波数が変化する電圧制御発振回路（ＶＣＯ）１２Ａで構成され、入力にアナログ信号が印加されている。また、拡散符号生成回路１３は、拡散符号として最大長系列符号（Ｍ系列）を生成するＰＮＧ１３Ａで構成されている。

図６は、ＰＮＧ１３Ａの一構成例を示すブロック図である。このＰＮＧ１３Ａは、排他的論理和による帰還タップをもつシフトレジスタにより構成されている。より具体的には、４つのＤフリップフロップ３１₁，３１₂，３１₃，３１₄からなる４ビットのシフトレジスタ３１と、最下位のＤフリップフロップ３１₄の出力と最上位のＤフリップフロップ３１₁の出力との排他的論理和をとり最上位のＤフリップフロップ３１₁の入力に帰還させる排他的論理和回路３２とから構成されている。
クロックに同期してシフトレジスタ３１の各ビットの値をシフトさせることにより、各ビットの出力Ｘ₁，Ｘ₂，Ｘ₃，Ｘ₄のそれぞれから１チップずつ位相がずれたＭ系列が得られる。本実施の形態では、出力Ｘ₁〜Ｘ₄のいずれか１つから得られるＭ系列を利用する。

１クロックによりＭ系列を構成する符号の１チップが出力されるので、クロック周波数の変化に応じてＭ系列のチップレートも変化する。よって、アナログ信号の電圧レベルに応じてクロック周波数を変化させることにより、アナログ信号の電圧レベルに応じたチップレートのＭ系列が得られる。
なお、ＰＮＧ１３Ａの構成は図６に示したものには限られない。例えば、ＰＮＧ１３Ａのシフトレジスタ３１のビット数によって、Ｍ系列の符号長を変えることができるし、排他的論理和をとる組み合わせによって、Ｍ系列のパターンを変えることができる。

次に、受信機２０の具体的な構成例について説明する。
図７は、受信機２０の一構成例を示すブロック図である。この図に示す受信機２０Ａでは、拡散符号生成回路２２は、ＶＣＯ４１と、ＰＮＧ４２と、Ｄフリップフロップ４３，４４とから構成されている。
ここで、ＶＣＯ４１は、制御信号切替器２４から入力される制御信号の電圧レベルに応じて出力クロック周波数が変化する電圧制御発振回路であり、送信機１０ＡのＶＣＯ１２Ａと入出力特性が同じものが用いられる。入出力特性とは、入力電圧レベルに対する出力周波数の特性である。ＶＣＯ４１で生成されるクロックは、ＰＮＧ４２およびＤフリップフロップ４３，４４へ出力される。

ＰＮＧ４２としては、送信機１０ＡのＰＮＧ１３Ａと同じものが用いられる。したがって、ＰＮＧ４２により、送信側と同じＭ系列が生成される。１クロックによりＭ系列を構成する符号の１チップが出力されるので、クロック周波数の変化に応じてＭ系列のチップレートも変化する。よって、制御信号の電圧レベルに応じたチップレートのＭ系列が得られる。
ＰＮＧ４２の出力にはＤフリップフロップ４３の入力が接続され、Ｄフリップフロップ４３の出力にはＤフリップフロップ４４の入力が接続されている。

ＰＮＧ４２としてクロックの立ち上がりで動作する回路を用いる場合には、Ｄフリップフロップ４３としてクロックの立ち下がりで動作する回路を用い、Ｄフリップフロップ４４としてクロックの立ち上がりで動作する回路を用いる。これにより、ＰＮＧ４２から出力されるＭ系列ｂに対し、１／２チップだけ位相が遅れたＭ系列ａがＤフリップフロップ４３から出力され、さらに１／２チップだけ位相が遅れたＭ系列ｃがＤフリップフロップ４４から出力される。これにより、Ｍ系列ａを基準にして、１／２チップだけ位相が進んだＭ系列ｂと、１／２チップだけ位相が遅れたＭ系列ｃが得られる。

ＰＮＧ４２としてクロックの立ち下がりで動作する回路を用いる場合には、Ｄフリップフロップ４３としてクロックの立ち上がりで動作する回路を用い、Ｄフリップフロップ４４としてクロックの立ち下がりで動作する回路を用いる。このようにしても、１／２チップずつ位相差があるＭ系列ａ，ｂ，ｃが得られる。
Ｍ系列ａ，ｂ，ｃ間の１／２チップの位相差は、ＶＣＯ４１から入力されるクロックの周期に比例して変化する。

次いで、制御信号切替器２４は、定電圧源４８と拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１との間を接断するスイッチＳＷ₁と、後述する第１相関部２５のチャージポンプ回路ＣＰ５３と拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１との間を接断するスイッチＳＷ₂とから構成されている。定電圧源４８は定電圧Ｖ_refを出力する。定電圧Ｖ_refを拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１に与えることにより、送信機１０においてアナログ信号が入力されない初期状態でＶＣＯ１２Ａにより得られるクロック周波数とは僅かに異なるクロック周波数が得られる。

次いで、第２相関部２３は、スライディング相関を行うことにより、入力信号とＭ系列ａとの位相差を、第１相関部２５で同期を確立できる位相差、すなわち１チップよりも小さくする同期を行う。具体的には、乗算器４５と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）４６と、レベル判定器４７とから構成されている。

ここで、乗算器４５には、アンテナ２１で受信された入力信号と、拡散符号生成回路２２から入力されるＭ系列ａとを乗算し、その結果をＬＰＦ４６へ出力する回路部である。
ＬＰＦ４６は、乗算結果を積分することにより、入力信号とＭ系列ａとの相関値を求め、レベル判定器４７へ出力する回路部である。
レベル判定器４７は、ＬＰＦ４６で求められた相関値と閾値との大小を判定し、その結果により制御信号切替器２４を制御する回路部である。閾値は、入力信号に含まれる送信Ｍ系列とＭ系列ａとの位相差が、第１相関部２５で同期を確立できる位相差、すなわち１チップであるときの相関値である。

第２相関部２３の動作について説明する。
初期状態においては、制御信号切替器２４のスイッチＳＷ₁をＯＮ、スイッチＳＷ₂をＯＦＦにし、定電圧源４８から出力される定電圧Ｖ_refを制御信号として拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１に与える。これにより、送信機１０の初期状態におけるクロック周波数とは僅かに異なるクロック周波数がＶＣＯ４１より出力されるので、送信機１０の初期状態におけるチップレートとは僅かに異なるチップレートのＭ系列ａが生成される。

入力信号と拡散符号生成回路２２で生成されたＭ系列ａとを乗算器４５で乗算し、その乗算結果をＬＰＦ４６で積分することにより、入力信号とＭ系列ａとの相関値を求める。この相関値と閾値との大小をレベル判定器４７で判定する。相関値が閾値以下で、入力信号とＭ系列ａとの位相差が１チップ以上である場合には、制御信号切替器２４のスイッチＳＷ₁をＯＮ、スイッチＳＷ₂をＯＦＦのままにし、定電圧Ｖ_refを制御信号としてＶＣＯ４１に与える続ける。この間、入力信号に含まれる送信Ｍ系列と拡散符号生成回路２２で生成されるＭ系列ａとではチップレートが僅かに異なるので、両系列の位相差は時間とともに変化していく。その結果、入力信号とＭ系列ａとの位相差が１チップよりも小さくなり、相関値が閾値よりも大きくなったら、スイッチＳＷ₁をＯＦＦ、スイッチＳＷ₂をＯＮに切り替え、第１相関部２５のＣＰ５３の出力信号を制御信号としてＶＣＯ４１に与える。
このようにして、第２相関部２３は、入力信号とＭ系列ａとの位相差を１チップよりも小さくする同期を行う。

次いで、第１相関部２５は、遅延ロックループ（Delay Locked Loop: DLL）（非特許文献３参照）を用いることにより、スライディング相関よりも精度よく入力信号とＭ系列ａとの同期を確立する。
図８を参照し、入力電圧レベルが大きくなるにつれて出力周波数が大きくなるＶＣＯ１２Ａ，４１を用いた場合を例に、ＤＬＬの原理について説明する。入力信号とＭ系列ａとの自己相関値が互いの時間ずれに対して、図８（ａ）に示す特性をもつとする。この場合、入力信号とＭ系列ａとの時間ずれに対して、入力信号とＭ系列ｃとの自己相関値、および、入力信号とＭ系列ｂとの自己相関値は、それぞれ図８（ｂ）および図８（ｃ）に示すような特性になる。よって、図８（ｂ）に示す特性と図８（ｃ）に示す特性との差分は、図８（ｄ）に示すようなＳ字特性になる。この図において、ＴｃはＭ系列ａの１チップ時間である。

第２相関部２３でスライディング相関を行うことにより、入力信号とＭ系列ａとの位相差は１チップよりも小さくなる。図８（ｄ）でいえば、入力信号とＭ系列ａとの時間ずれは、−Ｔｃ／２からＴｃ／２の範囲内になる。この範囲内において、図８（ｄ）の縦軸の値（Ｍ系列ｃとの相関値とＭ系列ｂとの相関値との差分）に相当する電圧値を現時点での制御信号の電圧値に付加し、拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１に与える。Ｍ系列ａの位相が入力信号の位相に対して遅れている場合には、上記縦軸の値が正になり、制御信号の電圧レベルが大きくなるので、ＶＣＯ４１のクロック周波数が高くなり、Ｍ系列ａの位相を進めることができる。また、Ｍ系列ａの位相が入力信号の位相に対して進んでいる場合には、上記縦軸の値が負になり、制御信号の電圧レベルが小さくなるので、ＶＣＯ４１のクロック周波数が低くなり、Ｍ系列ａの位相を遅らせることができる。これにより、Ｍ系列ａの位相を入力信号の位相に合わせ、両者の同期を確立することができる。

このＤＬＬを実現するために、第１相関部２５は、図７に示すように、乗算器４９，５０と、減算器５１と、ＬＰＦ５２と、ＣＰ５３とから構成されている。
ここで、乗算器４９は、アンテナ２１で受信された入力信号と、Ｍ系列ａに対して１／２チップだけ遅れ位相をもつＭ系列ｃとを乗算し、その結果を減算器５１へ出力する回路部である。
乗算器５０は、同じ入力信号と、Ｍ系列ａに対して１／２チップだけ進み位相をもつＭ系列ｂとを乗算し、その結果を減算器５１へ出力する回路部である。

減算器５１は、乗算器４９による乗算結果から乗算器５０による乗算結果を減算し、その結果をＣＰ５３へ出力する回路部である。
ＬＰＦ５２は、減算器５１による減算結果を積分することにより、図８（ｄ）に示したＳ字特性の縦軸の値に相当する電圧値を得て、ＣＰ５３へ出力する回路部である。
ＣＰ５３は、ＬＰＦ５２から入力された電圧値を現時点での電圧値に付加し、制御信号切替器２４のスイッチＳＷ₂へ出力する。
入力信号とＭ系列ａとの位相差が１チップよりも小さく、スイッチＳＷ₂がＯＮとなっている場合には、ＣＰ５３から出力される電圧値の制御信号が拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１に与えられる。この制御信号に基づくクロック周波数によってＭ系列ａの位相を制御することにより、入力信号とＭ系列ａとの同期を確立することができる。

送信機１０Ａにおいて、アナログ信号の電圧レベルが大きくなり、Ｍ系列のチップレートが大きくなると、受信機２０Ａの第１相関部２５に入力される入力信号の位相が進むので、これに合わせて拡散符号生成回路２２で生成されるＭ系列ａの位相を進めるために、第１相関部２５のＣＰ５３から拡散符号生成回路２２のＶＣＯ４１に与えられる制御信号の電圧レベルは大きくなる。逆に、アナログ信号の電圧レベルが小さくなると、ＣＰ５３からＶＣＯ４１に与えられる制御信号の電圧レベルは小さくなる。このように、アナログ信号の電圧変化は制御信号の電圧変化と同じ傾向を示すので、制御信号を復調信号として出力する。

なお、入力電圧レベルが大きくなるにつれて出力周波数が小さくなるＶＣＯ１２Ａ，４１を用いた場合には、減算器５１の処理を、乗算器５０による乗算結果から乗算器４９による乗算結果を減算する処理に変更するだけで、ＶＣＯ４１に与えられる制御信号を復調信号として出力することが可能になる。

［第２の実施の形態］
第１の実施の形態として、周波数変調された拡散符号を用いて無線通信する形態について説明したが、周波数変調された拡散符号を更にＲＦ周波数に周波数変換して無線通信をするようにしてもよい。図９および図１０は、それぞれ周波数変換を行う機能を有する送信機および受信機の構成を示すブロック図である。これらの図では、図１および図２に示した構成要素と同じ構成要素に対しては、図１および図２と同一符号で示している。

図９に示す送信機１０Ｂは、局部発振器１５Ａと乗算器１５Ｂとを含むアップコンバータ１５を有している。ここで、局部発振器１５Ａは、周波数変調回路１１で生成される拡散符号のチップレートに対して十分に高い周波数ｆ₀のＲＦ信号を出力する。乗算器１５Ｂは、拡散符号とＲＦ信号とを乗算し、アンテナ１４へ出力する。このような構成により、拡散符号を、そのチップレートに対して十分に高い周波数にアップコンバートできる。

図１０に示す受信機２０Ｂは、局部発振器２６Ａと乗算器２６ＢとＢＰＦ（Band Pass Filter）２６Ｃとを含むダウンコンバータ２６を有している。ここで、局部発振器２６Ａは、送信機１０Ｂの局部発振器１５Ａと同じ周波数ｆ₀のＲＦ信号を出力する。乗算器１５Ｂは、アンテナ２１で受信された受信信号とＲＦ信号とを乗算する。ＢＰＦ２６Ｃは、受信信号とＲＦ信号とを乗算して得られる所望波を通過させ、第２相関部２３および第１相関部２５へ出力する。このような構成により、受信信号をダウンコンバートし、元のチップレートの拡散符号を得ることができる。

図１１は、送信機１０Ｂおよび受信機２０Ｂを用いた無線通信の処理の流れを示す概念図である。送信機１０Ｂでは、周波数変調回路１１においてアナログ信号の電圧レベルに応じたチップレートで拡散符号を生成することにより、周波数変調とスペクトラム拡散とを同時に行い、アップコンバータ１５において拡散符号をＲＦ周波数にアップコンバートし、アンテナ１４から送信する。
受信機２０Ｂでは、アンテナ２１で受信された受信信号をダウンコンバータ２６においてダウンコンバートした上で、拡散符号生成回路２２、第２相関部２３、制御信号切替器２４および第１相関部２５を用いて同期とスペクトラム逆拡散と周波数復調とを同時に行う。
本実施の形態では、ＲＦ周波数で無線通信を行えるので、広帯域のアンテナを用いなくても送受信を行うことができる。

本発明は、携帯端末を用いた高品質の近距離無線ステレオ音声伝送など、微弱無線規格下を利用した無線通信にも利用できる。また、テレビとテレビ用アンテナ、テレビとビデオとの間を本発明による無線通信でつなぐことにより、屋内配線を簡素化することもできる。

第１の実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。 無線通信の処理の流れを示す概念図である。 受信機における処理の流れを示すフローチャートである。 送信機の一構成例を示すブロック図である。 ＰＮＧの一構成例を示すブロック図である。 受信機の一構成例を示すブロック図である。 遅延ロックループの原理を説明するための図である。 第２の実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。 無線通信の処理の流れを示す概念図である。 従来の送信機および受信機の構成を示すブロック図である。 従来の無線通信の処理の流れを示す概念図である。

符号の説明

１０，１０Ａ，１０Ｂ…送信機、１１…周波数変換回路、１２…クロック生成回路、１２Ａ…ＶＣＯ、１３…拡散符号生成回路、１３Ａ…ＰＮＧ、１４…アンテナ、１５…アップコンバータ、１５Ａ…局部発振器、１５Ｂ…乗算器、２０，２０Ｂ…受信機、２１…アンテナ、２２…拡散符号生成回路、２３…第２相関部、２４…制御信号切替器、２５…第１相関部、２６…ダウンコンバータ、２６Ａ…局部発振器、２６Ｂ…乗算器、２６Ｃ…ＢＰＦ、３１…シフトレジスタ、３１₁〜３１₄…Ｄフリップフロップ、３２…排他論理和回路、４１…ＶＣＯ、４２…ＰＮＧ、４３，４４…Ｄフリップフロップ、４５，４９，５０…乗算器、４６，５２…ＬＰＦ、４７…レベル判定器、４８…定電圧源、５１…減算器、５３…ＣＰ。

Claims (7)

1. データ信号に応じたチップレートで送信側拡散符号を生成し、この送信側拡散符号を送信する送信ステップと、
   受信信号に含まれる前記送信側拡散符号と受信側拡散符号との同期をとり、この受信側拡散符号のチップレートから前記データ信号を得る受信ステップと
   を備えたことを特徴とする無線通信方法。
2. 請求項１に記載された無線通信方法において、
   前記受信ステップでは、
   前記受信信号と前記受信側拡散符号との相関をとり、
   得られた相関値が最大となるように前記受信側拡散符号のチップレートを制御する制御信号を生成し、
   この制御信号を用いて前記受信側拡散符号を生成することにより前記受信信号に含まれる前記送信側拡散符号と前記受信側拡散符号との同期をとるとともに、前記制御信号を前記データ信号とする
   ことを特徴とする無線通信方法。
3. 請求項２に記載された無線通信方法において、
   前記受信ステップでは、
   前記受信信号と前記受信側拡散符号との相関をとり、
   得られた相関値が閾値以下の場合に、前記受信側拡散符号のチップレートを所定の値に固定し、前記相関値を前記閾値よりも大きくする
   ことを特徴とする無線通信方法。
4. データ信号に応じたチップレートで拡散符号を生成する周波数変調部と、
   前記拡散符号を送信するアンテナと
   を備えたことを特徴とする送信機。
5. 請求項４に記載された送信機において、
   前記周波数変調部は、
   前記データ信号のレベルに応じた周波数のクロックを生成するクロック生成部と、
   前記クロックに基づき前記拡散符号を生成する拡散符号生成部と
   を有することを特徴とする送信機。
6. アンテナと、
   制御信号に応じたチップレートで拡散符号を生成し出力する拡散符号生成部と、
   前記アンテナで受信された受信信号と前記拡散符号との相関をとり、得られた相関値に基づいて前記制御信号を生成し前記拡散符号生成部へ出力するとともに、生成した前記制御信号を復調信号として出力する第１の相関部と
   を備えたことを特徴とする受信機。
7. 請求項６に記載された受信機において、
   前記受信信号と前記拡散符号との相関をとり相関値を求める第２の相関部と、
   この第２の相関部により求められた前記相関値が閾値以下の場合に、予め設定されたレベルの前記制御信号を前記拡散符号生成部へ出力し、前記第２の相関部により求められた前記相関値が前記閾値よりも大きい場合に、前記第１の相関部から入力される前記制御信号を前記拡散符号生成部へ出力する制御信号切替部と
   を備えたことを特徴とする受信機。
   

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