JP2005168237A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 電圧帰還方式により力率改善を図るワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、回路構成部品及び回路製造コストの削減を図る。
【解決手段】 商用交流電源レベルに応じて電圧帰還用トランスVFTに巻装した制御巻線Ncに流す電流レベルを可変することにより、一次巻線N4のインダクタンスを可変して一次側直列共振回路を形成するインダクタンス値を変化させる。これにより、AC100V系とAC200V系とでのスイッチング周波数制御による安定化動作の際の必要制御範囲を、スイッチング周波数の最大制御範囲内に収めるようにし、このような安定化動作によるワイドレンジ対応化を図る。ワイドレンジ対応とするにあたり従来のように整流動作を切り換える構成を採る必要がなくなるので、整流平滑回路、力率改善回路の設計に制限がなくなり、これによって部品点数の削減及び素子耐圧の低減が図られて部品点数・回路コストの削減が可能となる。
【選択図】 図1
【解決手段】 商用交流電源レベルに応じて電圧帰還用トランスVFTに巻装した制御巻線Ncに流す電流レベルを可変することにより、一次巻線N4のインダクタンスを可変して一次側直列共振回路を形成するインダクタンス値を変化させる。これにより、AC100V系とAC200V系とでのスイッチング周波数制御による安定化動作の際の必要制御範囲を、スイッチング周波数の最大制御範囲内に収めるようにし、このような安定化動作によるワイドレンジ対応化を図る。ワイドレンジ対応とするにあたり従来のように整流動作を切り換える構成を採る必要がなくなるので、整流平滑回路、力率改善回路の設計に制限がなくなり、これによって部品点数の削減及び素子耐圧の低減が図られて部品点数・回路コストの削減が可能となる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧AC100V系の地域と、欧州等のAC200V系の地域に対応するように、例えば約AC85V〜288Vの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること(スイッチング周波数制御方式)により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ICなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、スイッチング周波数fsの可変範囲は最大で、例えばfs=50KHz〜250KHz程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Poの変動範囲がPo=0Wから100W程度まで、さらには150W程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのAC85V〜288Vの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ICなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、スイッチング周波数fsの可変範囲は最大で、例えばfs=50KHz〜250KHz程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Poの変動範囲がPo=0Wから100W程度まで、さらには150W程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのAC85V〜288Vの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
これらの各問題を解決するものとして、先に本出願人は、力率改善のための構成を備え、なおかつワイドレンジ対応となるスイッチング電源回路として、次のような構成を提案している。
図9は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、従来のスイッチング電源回路の構成を示している。
先ず、この図9に示す電源回路においては、商用交流電源ACのラインに対して、アクロスコンデンサCL及びコモンモードチョークコイルCMCとから成る、ノイズフィルタが接続される。そして、商用交流電源ACのラインにおいて、このノイズフィルタの後段に対しては、1組のフィルタコンデンサCNが挿入される。このフィルタコンデンサCNは、次に説明するブリッジ整流回路Diの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
先ず、この図9に示す電源回路においては、商用交流電源ACのラインに対して、アクロスコンデンサCL及びコモンモードチョークコイルCMCとから成る、ノイズフィルタが接続される。そして、商用交流電源ACのラインにおいて、このノイズフィルタの後段に対しては、1組のフィルタコンデンサCNが挿入される。このフィルタコンデンサCNは、次に説明するブリッジ整流回路Diの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧(直流入力電圧)Eiを生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Diと、2本の平滑コンデンサCi1,Ci2を備えて成る。平滑コンデンサCi1,Ci2は同じキャパシタンスを有する。
ブリッジ整流回路Diは、図示するようにして整流ダイオードD1〜D4の4つの整流ダイオードから成る。この場合、ブリッジ整流回路Diの整流ダイオードD1とD2との接続点は、後述する力率改善回路10内における三次巻線N3−高周波チョークコイルLSの直列接続を介して、商用交流電源ACの負極ラインと接続される。
また、整流ダイオードD4とD3との接続点は、後述するリレースイッチS10を介して、平滑コンデンサCi1−Ci2の接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Diの整流ダイオードD2とD4との接続点は、平滑コンデンサCi1の正極端子に接続され、整流ダイオードD3と整流ダイオードD1との接続点は一次側アースに接続される。
また、整流ダイオードD4とD3との接続点は、後述するリレースイッチS10を介して、平滑コンデンサCi1−Ci2の接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Diの整流ダイオードD2とD4との接続点は、平滑コンデンサCi1の正極端子に接続され、整流ダイオードD3と整流ダイオードD1との接続点は一次側アースに接続される。
なお、この図9に示される電源回路の場合、力率改善回路10の動作としてスイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Diを形成する整流ダイオードとしては高速リカバリ型ダイオードが選定されている。
平滑コンデンサCi1、Ci2は、図示するようにして平滑コンデンサCi1の負極端子と、平滑コンデンサCi2の正極端子とが接続されるようにして直列接続される。この平滑コンデンサCi1−Ci2による直列接続回路において、平滑コンデンサCi1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Diの出力端子(D2・D4の接続点)と接続される。一方、平滑コンデンサCi2側の負極端子は一次側アースに接続される。
この平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)が得られる。
この平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路の両端には、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)が得られる。
リレースイッチS10は、上記した整流平滑回路の整流動作をAC100V系とAC200V系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチS10は、上記説明からも理解されるようにブリッジ整流回路Diの整流ダイオードD3とD4との接続点と、平滑コンデンサCi1−Ci2の接続点との間に挿入されている。
このリレースイッチS10は、上記説明からも理解されるようにブリッジ整流回路Diの整流ダイオードD3とD4との接続点と、平滑コンデンサCi1−Ci2の接続点との間に挿入されている。
このリレースイッチS10のオン/オフは、図示するように整流回路切換モジュール7に接続されたリレーRLの駆動状態に応じて行われるものとなる。
整流回路切換モジュール7は、リレーRLを駆動することで、上記したリレースイッチS10のオン/オフをAC100V系とAC200V系とで切り換えるための動作を行う。
この整流回路切換モジュール7には、図のように整流ダイオードD5と平滑コンデンサC5とから成る整流平滑回路が備えられる。この場合、上記整流ダイオードD5のアノードは商用交流電源ACの負極ラインに対して接続される。そして、カソードは、負極端子が一次側アースに接地された上記平滑コンデンサC5の正極端子と接続され、その上で、これら平滑コンデンサC5とダイオードD5との接続点が、図のような分圧抵抗R1−R2の接続点を介して整流回路切換モジュール7の検出端子に対して接続される。
これにより、整流回路切換モジュール7の検出端子には、交流入力電圧VACに応じたレベルの直流電圧が得られ、整流回路切換モジュール7では、このように得られる電圧レベルに基づいて商用交流電源ACのレベルを検出することが可能となっている。
整流回路切換モジュール7は、リレーRLを駆動することで、上記したリレースイッチS10のオン/オフをAC100V系とAC200V系とで切り換えるための動作を行う。
この整流回路切換モジュール7には、図のように整流ダイオードD5と平滑コンデンサC5とから成る整流平滑回路が備えられる。この場合、上記整流ダイオードD5のアノードは商用交流電源ACの負極ラインに対して接続される。そして、カソードは、負極端子が一次側アースに接地された上記平滑コンデンサC5の正極端子と接続され、その上で、これら平滑コンデンサC5とダイオードD5との接続点が、図のような分圧抵抗R1−R2の接続点を介して整流回路切換モジュール7の検出端子に対して接続される。
これにより、整流回路切換モジュール7の検出端子には、交流入力電圧VACに応じたレベルの直流電圧が得られ、整流回路切換モジュール7では、このように得られる電圧レベルに基づいて商用交流電源ACのレベルを検出することが可能となっている。
また、整流回路切換モジュール7に対してはリレーRLが備えられる。このリレーRLは自身の導通状態に応じて、リレースイッチS10のオン/オフ制御を行うものとなる。
この場合、例えばリレーRLが導通状態では、リレースイッチS10をオンとさせ、リレーRLが非導通状態ではオフとさせるように切り換えが行われるものとなる。
この場合、例えばリレーRLが導通状態では、リレースイッチS10をオンとさせ、リレーRLが非導通状態ではオフとさせるように切り換えが行われるものとなる。
整流回路切換モジュール7では、上記のようにして検出端子から入力した商用交流電源ACの電圧レベルと、所定の基準電圧(例えば150V)とを比較するようにされる。そして、この比較結果に基づき、検出端子への入力電圧レベルが基準電圧レベル以下であるときは、リレーRLをオンとし、基準電圧以上であるときにはリレーRLをオフとするように駆動する。
つまりこの場合、商用交流電源ACのレベルが基準電圧以下であり、AC=100V系であるとされる場合には、リレーRLが導通してリレースイッチS10はオンとなる。また、商用交流電源ACのレベルが基準電圧以上となり、AC=200V系であるとされる場合には、リレーRLが非道通となってリレースイッチS10はオフとなる。
つまりこの場合、商用交流電源ACのレベルが基準電圧以下であり、AC=100V系であるとされる場合には、リレーRLが導通してリレースイッチS10はオンとなる。また、商用交流電源ACのレベルが基準電圧以上となり、AC=200V系であるとされる場合には、リレーRLが非道通となってリレースイッチS10はオフとなる。
ここで、例えば上記のような整流回路切換モジュール7の動作により、AC100V系であるのに対応してリレースイッチS10がオンとされた場合は、商用交流電源ACの正極ラインと、平滑コンデンサCi1−Ci2の接続点とが接続された状態となる。
このため、交流入力電圧VACが正の期間では、後述もするようにブリッジ整流回路Diによる整流出力が、平滑コンデンサCi2のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧VACが負の期間では、ブリッジ整流回路Diによる整流出力が、平滑コンデンサCi1のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサCi1,Ci2の各両端電圧として、交流入力電圧VACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Eiとしては、交流入力電圧VACの2倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
このため、交流入力電圧VACが正の期間では、後述もするようにブリッジ整流回路Diによる整流出力が、平滑コンデンサCi2のみに充電される整流電流経路が形成される。また、交流入力電圧VACが負の期間では、ブリッジ整流回路Diによる整流出力が、平滑コンデンサCi1のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサCi1,Ci2の各両端電圧として、交流入力電圧VACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路の両端電圧である直流入力電圧Eiとしては、交流入力電圧VACの2倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
また、AC200V系であるのに対応してリレースイッチS10がオフとされた場合は、商用交流電源ACの正極ラインと平滑コンデンサCi1と平滑コンデンサCi2との接続点とが非接続の状態となる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧VACが正/負となる各期間において、交流入力電圧VACをブリッジ整流回路Diにより整流して平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧VACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Eiが得られるようになる。
そして、これによると、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧VACが正/負となる各期間において、交流入力電圧VACをブリッジ整流回路Diにより整流して平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサCi1−Ci2の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧VACの等倍に対応するレベルによる直流入力電圧Eiが得られるようになる。
このようにして図1の回路では、上記した整流回路切換モジュール7、リレーRL、及びリレースイッチS10の動作により、商用交流電源AC100V系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧VACの2倍に対応する直流入力電圧Eiが生成されるようになる。また、商用交流電源AC200V系の場合には、全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧VACの等倍に対応する直流入力電圧Eiが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源AC100V系の場合とAC200V系の場合とで、結果的に同等レベルの直流入力電圧Eiが得られるようにしており、これによってワイドレンジ対応としているものである。
つまり、商用交流電源AC100V系の場合とAC200V系の場合とで、結果的に同等レベルの直流入力電圧Eiが得られるようにしており、これによってワイドレンジ対応としているものである。
上記のような整流平滑回路の動作によって生成される、直流入力電圧Eiを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにしてMOS−FETによる2本のスイッチング素子Q1(ハイサイド),Q2(ローサイド)をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Q1,Q2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードDD1,DD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Q2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサCpが並列に接続される。この部分共振コンデンサCpのキャパシタンスと一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1によっては並列共振回路(部分電圧共振回路)を形成する。そして、スイッチング素子Q1,Q2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
この電源回路においては、スイッチング素子Q1,Q2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のICによる発振・ドライブ回路2が設けられる。この発振・ドライブ回路2は、発振回路、駆動回路回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号(ゲート電圧)をスイッチング素子Q1,Q2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Q1,Q2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン/オフするようにしてスイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスPITはスイッチング素子Q1 、Q2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスPITの一次巻線N1の一端は、一次側共振コンデンサC1の直列接続を介して、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点(スイッチング出力点)に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線N1の他端は、一次側アースに接続される。
また、一次巻線N1の他端は、一次側アースに接続される。
ここで、上記一次側共振コンデンサC1のキャパシタンスと、一次巻線N1を含む絶縁コンバータトランスPITのリーケージインダクタンスL1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成するものとなる。
つまり、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路(L1−C1)による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路(Cp//L1)とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
従って、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
つまり、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路(L1−C1)による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路(Cp//L1)とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
従って、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスPITの構造としては、例えばフェライト材によるE型コアを組み合わせたEE型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側に一次巻線N1と、この場合は後述する三次巻線N3、二次側に次に説明する二次巻線N2を、EE型コアの中央磁脚に対して巻装している。
絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2には、一次巻線N1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
この場合の二次巻線N2は、センタータップ出力を二次側アースに接続している。その上で、この二次巻線N2に対しては、図示するようにして整流ダイオードDO1,DO2、及び平滑コンデンサCOから成る全波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサCOの両端電圧として二次側直流出力電圧EOが得られる。この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路1のための検出電圧としても分岐して入力される。
この場合の二次巻線N2は、センタータップ出力を二次側アースに接続している。その上で、この二次巻線N2に対しては、図示するようにして整流ダイオードDO1,DO2、及び平滑コンデンサCOから成る全波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサCOの両端電圧として二次側直流出力電圧EOが得られる。この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路1のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路1は、二次側直流出力電圧EOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Q1,Q2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
また、この図9に示される電源回路に対しては、力率改善のための構成として、図のような力率改善回路10を備えるものとしている。
この力率改善回路10としては、絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装された三次巻線N3と、この三次巻線N3と直列に接続された高周波チョークコイルLSとを含むものとされる。
また、先に説明した高速リカバリ型の整流ダイオードを備えるブリッジ整流回路Diと、商用交流電源ACのラインに並列に挿入されたフィルタコンデンサCNを含む。
この力率改善回路10としては、絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装された三次巻線N3と、この三次巻線N3と直列に接続された高周波チョークコイルLSとを含むものとされる。
また、先に説明した高速リカバリ型の整流ダイオードを備えるブリッジ整流回路Diと、商用交流電源ACのラインに並列に挿入されたフィルタコンデンサCNを含む。
上記高周波チョークコイルLSは、巻線N10の一端が商用交流電源ACのラインに挿入されたフィルタコンデンサCNと接続される。また、巻線N10の他端は、上記三次巻線N3の一端と接続される。さらに、この三次巻線N3の他端がブリッジ整流回路Diの整流ダイオードD1とD2との接続点に対して接続される。
このような力率改善回路10の構成によれば、上記のように絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装された三次巻線N3に対して、同じく一次側に巻装された一次巻線N1に得られる一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
つまり、このような構成によれば、これら一次巻線N1と三次巻線N3との磁気結合を介して、一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が、整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
つまり、このような構成によれば、これら一次巻線N1と三次巻線N3との磁気結合を介して、一次側スイッチング出力に応じた交番電圧が、整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
ここで、上記構成による力率改善回路10において、交流入力電圧VACがAC100V系に対応したレベルで得られている場合には、先にも説明したように整流回路切換モジュール7の動作により、リレースイッチS10はオンとなる。
そして、このような状態において、交流入力電圧VACが負極性となる半周期では、整流電流が[高周波チョークコイルLS→三次巻線N3→整流ダイオードD2→平滑コンデンサCi1→リレースイッチS10→フィルタコンデンサCN]の経路により流れる。
また、AC100V系時において、交流入力電圧VACが正極性となる半周期には、[リレースイッチS10→平滑コンデンサCi2→整流ダイオードD1→三次巻線N3→高周波チョークコイルLS→フィルタコンデンサCN]の経路によって整流電流が流れる。
そして、このような状態において、交流入力電圧VACが負極性となる半周期では、整流電流が[高周波チョークコイルLS→三次巻線N3→整流ダイオードD2→平滑コンデンサCi1→リレースイッチS10→フィルタコンデンサCN]の経路により流れる。
また、AC100V系時において、交流入力電圧VACが正極性となる半周期には、[リレースイッチS10→平滑コンデンサCi2→整流ダイオードD1→三次巻線N3→高周波チョークコイルLS→フィルタコンデンサCN]の経路によって整流電流が流れる。
このような整流電流経路より、AC100V系時、交流入力電圧VACが負極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードD2により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧VACが正極性の半周期では、高速リカバリ型ダイオードである整流ダイオードD1により整流動作が行われていることがわかる。
そして、このときの整流電流としては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスPITにおいて一次巻線N1と三次巻線N3との磁気結合を介して一次側スイッチング出力が帰還されることにより、このようなスイッチング出力に基づく高周波成分が重畳された波形として得られることになる。
そして、このときの整流電流としては、先にも述べたように絶縁コンバータトランスPITにおいて一次巻線N1と三次巻線N3との磁気結合を介して一次側スイッチング出力が帰還されることにより、このようなスイッチング出力に基づく高周波成分が重畳された波形として得られることになる。
図9に示される力率改善回路10においては、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型による整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサCi(Ci1−Ci2)の両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して整流ダイオードが導通して、平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流IACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。
なお、確認のため述べておくと、上記のように整流電流に重畳された高周波成分は、ACラインに設けたフィルタコンデンサCNにより除去されるので、交流入力電流IACの波形にはこのような高周波成分は現れないものとなる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流IACの導通角が拡大され、力率の改善が図られることになる。
なお、確認のため述べておくと、上記のように整流電流に重畳された高周波成分は、ACラインに設けたフィルタコンデンサCNにより除去されるので、交流入力電流IACの波形にはこのような高周波成分は現れないものとなる。
一方、図9の回路において、AC200V系に対応したレベルにより交流入力電圧VACが入力された場合は、先にも説明したようにリレースイッチS10はオフとなるようにされる。
そして、このようにリレースイッチS10がオフとなるAC200V系時において、交流入力電圧VACが負極性の半周期では、整流電流が[高周波チョークコイルLS→三次巻線N3→整流ダイオードD2→平滑コンデンサCi1−Ci2→整流ダイオードD3→フィルタコンデンサCN]の経路により流れる。
また、正極性の半周期には、整流電流は[整流ダイオードD4→平滑コンデンサCi1−Ci2→整流ダイオードD1→三次巻線N3→高周波チョークコイルLS→フィルタコンデンサCN]の経路により流れるものとなる。
つまり、AC200V系時に対応しては、交流入力電圧VACが負極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードD2、整流ダイオードD3の組により整流動作が行われている。
また、正極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードD1、整流ダイオードD4の組により整流動作が行われているものである。
そして、このようにリレースイッチS10がオフとなるAC200V系時において、交流入力電圧VACが負極性の半周期では、整流電流が[高周波チョークコイルLS→三次巻線N3→整流ダイオードD2→平滑コンデンサCi1−Ci2→整流ダイオードD3→フィルタコンデンサCN]の経路により流れる。
また、正極性の半周期には、整流電流は[整流ダイオードD4→平滑コンデンサCi1−Ci2→整流ダイオードD1→三次巻線N3→高周波チョークコイルLS→フィルタコンデンサCN]の経路により流れるものとなる。
つまり、AC200V系時に対応しては、交流入力電圧VACが負極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードD2、整流ダイオードD3の組により整流動作が行われている。
また、正極性の半周期では、高速リカバリ型による整流ダイオードD1、整流ダイオードD4の組により整流動作が行われているものである。
このように、AC200V系とされる場合としても、交流入力電圧VACが正/負の期間で共に、高速リカバリ型ダイオードが整流動作を行うように構成している。
そして、これにより、先に説明したAC100V系時と同様、これら整流ダイオードが電圧帰還されるスイッチング出力に基づく高周波成分に応じてスイッチング動作を行うようにしている。つまり、これによって、この場合も整流出力電圧レベルが平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされる期間に、平滑コンデンサCiへの充電電流を流すことができるようにしているものである。
そして、これにより、先に説明したAC100V系時と同様、これら整流ダイオードが電圧帰還されるスイッチング出力に基づく高周波成分に応じてスイッチング動作を行うようにしている。つまり、これによって、この場合も整流出力電圧レベルが平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされる期間に、平滑コンデンサCiへの充電電流を流すことができるようにしているものである。
上記説明より、図9に示した力率改善回路10が備えられることによっては、AC100V系時とAC200V系時とで共に、交流入力電流IACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるものとなる。
また、次の図10には、力率改善のための構成を備えたワイドレンジ対応の電源回路の構成として、他の例を示す。
なお、図10では、先の図9にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図10に示される従来の他の構成例としては、図9の回路に備えられていた電圧帰還のための三次巻線N3に代えて、図示するように絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と一次側直列共振コンデンサC1との間に直列に挿入された一次巻線N4と、二次巻線N5を巻装した電圧帰還用トランスVFTを備える、力率改善回路11を構成するようにしたものである。
この力率改善回路11では、図9の力率改善回路10に備えられていた高周波チョークコイルLSは省略される。
そして、上記のようにして備えられる電圧帰還用トランスVFTによっては、一次側スイッチング出力が一次巻線N4に得られ、これに応じた交番電圧が上記二次巻線N5に励起されて、この場合も整流電流経路に一次側スイッチング出力が電圧帰還されるようになっている。
なお、図10では、先の図9にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図10に示される従来の他の構成例としては、図9の回路に備えられていた電圧帰還のための三次巻線N3に代えて、図示するように絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と一次側直列共振コンデンサC1との間に直列に挿入された一次巻線N4と、二次巻線N5を巻装した電圧帰還用トランスVFTを備える、力率改善回路11を構成するようにしたものである。
この力率改善回路11では、図9の力率改善回路10に備えられていた高周波チョークコイルLSは省略される。
そして、上記のようにして備えられる電圧帰還用トランスVFTによっては、一次側スイッチング出力が一次巻線N4に得られ、これに応じた交番電圧が上記二次巻線N5に励起されて、この場合も整流電流経路に一次側スイッチング出力が電圧帰還されるようになっている。
これによって、この図10に示す構成においても、電圧帰還される高周波成分に基づいてブリッジ整流回路Diを構成する高速リカバリ型ダイオードが断続され、この結果整流出力電圧レベルが平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされる期間にも、平滑コンデンサCiへの充電電流を流すことができる。そして、これに伴って交流入力電流IACの導通角が拡大されて、力率の改善が図られる。
なお、図9,10の回路が備えるような電圧帰還方式による力率改善のための構成については、下記の特許文献1に示されている。また、整流動作の切換によりワイドレンジ対応を実現する技術については特許文献2に示されている。
特開2003−189617号公報
特開平7−281770号公報
このようにして、図9,10に示した従来の構成においては、電圧帰還方式による力率改善回路が備えられて、交流入力電流IACの導通角を拡大するようにして力率の改善が図られる。
また、上述もしたように図9,10に示した回路では、整流回路切換モジュール7及びリレースイッチS10の動作により、商用交流電源ACのラインから検出した電圧レベルに応じて、直流入力電圧Eiを生成する整流平滑回路を倍電圧整流/全波整流により切り換えることで、AC100V系とAC200V系とで共に動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現されている。
また、上述もしたように図9,10に示した回路では、整流回路切換モジュール7及びリレースイッチS10の動作により、商用交流電源ACのラインから検出した電圧レベルに応じて、直流入力電圧Eiを生成する整流平滑回路を倍電圧整流/全波整流により切り換えることで、AC100V系とAC200V系とで共に動作可能なワイドレンジ対応の構成が実現されている。
しかしながら、これら図9,10に示したような従来の電源回路としては、以下のような問題点を有するものとされていた。
先ず、図9,10に示した回路においては、上記のように整流動作の切り換えによりワイドレンジ対応としていることで、回路設計の自由度が制限されてしまう。
例えば、図9,10の回路では、このような整流動作の切換を行うにあたり、直流入力電圧Eiを得るための平滑コンデンサとして平滑コンデンサCi1、平滑コンデンサCi2の2本を構成するようにされている。
しかしながら、このように整流動作の切り換えのために、平滑コンデンサを2つ備えなくてはならないことによっては、その分回路構成部品が増加し、コストアップにつながると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、平滑コンデンサCiとしては電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
先ず、図9,10に示した回路においては、上記のように整流動作の切り換えによりワイドレンジ対応としていることで、回路設計の自由度が制限されてしまう。
例えば、図9,10の回路では、このような整流動作の切換を行うにあたり、直流入力電圧Eiを得るための平滑コンデンサとして平滑コンデンサCi1、平滑コンデンサCi2の2本を構成するようにされている。
しかしながら、このように整流動作の切り換えのために、平滑コンデンサを2つ備えなくてはならないことによっては、その分回路構成部品が増加し、コストアップにつながると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、平滑コンデンサCiとしては電源回路を構成する部品のうちでも大型の部類に入ることから、このような基板サイズの大型化はさらに助長される。
また、図9,10の回路においては、整流動作の切換を行うにあたり、リレースイッチS10を先に図示したようにして平滑コンデンサCi1−Ci2の接続点とブリッジ整流回路Diとの間に挿入する必要があった。
しかしながらこの場合、電源投入時には、平滑コンデンサCiへの突入電流が流れるものとなる。そして、これによっては、上記のような挿入位置とされたことにより、この突入電流がリレースイッチS10を介して流れるものとなり、これに伴ってリレーRLにおける接点容量としても比較的高いレベルが要求されていた。
この場合、突入電流は、図示は省略したが制限抵抗やパワーサーミスタによって例えば30A以下に抑えられているが、これに対応させるために、この場合のリレーRLの接点容量としては30A以上が要求されるものとなる。
このように比較的高い接点容量とするために、この場合の構成部品は高価なものとなって、これによってもコストアップが助長される。
しかしながらこの場合、電源投入時には、平滑コンデンサCiへの突入電流が流れるものとなる。そして、これによっては、上記のような挿入位置とされたことにより、この突入電流がリレースイッチS10を介して流れるものとなり、これに伴ってリレーRLにおける接点容量としても比較的高いレベルが要求されていた。
この場合、突入電流は、図示は省略したが制限抵抗やパワーサーミスタによって例えば30A以下に抑えられているが、これに対応させるために、この場合のリレーRLの接点容量としては30A以上が要求されるものとなる。
このように比較的高い接点容量とするために、この場合の構成部品は高価なものとなって、これによってもコストアップが助長される。
また、図9,10の回路では、先の説明からも理解されるように、交流入力電圧成分にスイッチング周期による高周波のパルス電圧が重畳されるものとなる。このため、上述もしたように商用交流電源ACのラインに対してフィルタコンデンサCNが挿入されている。
しかしながら、図9,10の回路としては、ワイドレンジ対応のために整流動作を倍電圧と全波整流とで切り換える構成とされるため、このようなフィルタコンデンサCNの挿入位置は、商用交流電源ACのラインと並列となる位置に限られていた。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備える電源回路として、従来の整流動作切り換えによるワイドレンジ対応の構成を採る場合は、このようなノイズ除去のためのフィルタコンデンサCNの挿入位置が限られてしまうことになる。
このようにACのラインと並列に挿入されなければならないことで、この場合のフィルタコンデンサCNには200V以上の高い耐圧が要求されることになる。
例えば、図9,10の回路におけるフィルタコンデンサCNには、各国の安全規格をクリアする耐圧品として、例えば1μF/250Vという比較的高価な部品を用いるようにされており、これによっても電源回路のコストアップが助長されるものであった。
しかしながら、図9,10の回路としては、ワイドレンジ対応のために整流動作を倍電圧と全波整流とで切り換える構成とされるため、このようなフィルタコンデンサCNの挿入位置は、商用交流電源ACのラインと並列となる位置に限られていた。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備える電源回路として、従来の整流動作切り換えによるワイドレンジ対応の構成を採る場合は、このようなノイズ除去のためのフィルタコンデンサCNの挿入位置が限られてしまうことになる。
このようにACのラインと並列に挿入されなければならないことで、この場合のフィルタコンデンサCNには200V以上の高い耐圧が要求されることになる。
例えば、図9,10の回路におけるフィルタコンデンサCNには、各国の安全規格をクリアする耐圧品として、例えば1μF/250Vという比較的高価な部品を用いるようにされており、これによっても電源回路のコストアップが助長されるものであった。
また、同様に図9,10の構成によっては、スイッチング周期に応じてオン/オフ可能な高速リカバリ型ダイオードをAC100V系、200V系時の整流電流経路にて共通に動作するように挿入するためには、先の説明のとおりブリッジ整流回路Diに挿入する必要があった。
このため、図9,10の回路において、ブリッジ整流回路Diを構成する高速リカバリ型ダイオードとしては、電源投入時の突入電流30Aを保証できる例えば3A/600Vの耐電流/耐圧品を用いる必要があり、これによってもコストアップが助長されていた。
このため、図9,10の回路において、ブリッジ整流回路Diを構成する高速リカバリ型ダイオードとしては、電源投入時の突入電流30Aを保証できる例えば3A/600Vの耐電流/耐圧品を用いる必要があり、これによってもコストアップが助長されていた。
さらに、このようにブリッジ整流回路Diを構成するダイオードとして、高速リカバリ型を用いることによっては、現状ではこのような高速リカバリ型ダイオードをブリッジ結合した市販品はないことから、これをディスクリートにより構成しなければならないことになる。つまりこの場合、ブリッジ整流回路Diは1部品で構成することが困難であり、これによっても部品点数が増加してしまうという問題が生じる。
さらに、他の問題として、上記しているように全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための回路として、例えば単純に図9,10に示した基本的な構成を採る場合は、次のような誤動作を生じる可能性がある。つまり、AC200V系の商用交流電源が入力されているときに、瞬間停電が生じたり、また、交流入力電圧が定格以下に低下するなどして、AC200系に対応するよりも低いレベルとなると、AC100V系であるとして倍電圧整流回路に切り換えるという動作が生じる。
このような誤動作が生じると、AC200V系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Q1,Q2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
このような誤動作が生じると、AC200V系のレベルの交流入力電圧について倍電圧整流を行うこととなるために、例えばスイッチング素子Q1,Q2などが耐圧オーバーとなって破壊される可能性もある。
そこで、図9,10に示した回路の実際としては、上記のような誤動作が生じないようにするために、メインとなるスイッチングコンバータの直流入力電圧だけではなく、スタンバイ電源側のコンバータ回路の直流入力電圧も検出する構成を採るようにされる。例えば図9の場合であれば、図示されている電源回路がメインのスイッチングコンバータとなる。実際には、整流回路切換モジュール7は、図9において図示していないスタンバイ電源のコンバータにて得られる直流入力電圧も検出電圧として入力している。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、整流回路切換モジュール7としてコンパレータICを実装することになるが、これにより、例えばICの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
整流回路切換モジュール7は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長される。
また、上記のようにしてスタンバイ電源側のコンバータ回路を検出するのに伴っては、整流回路切換モジュール7としてコンパレータICを実装することになるが、これにより、例えばICの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
整流回路切換モジュール7は、このような構成を採る場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化したものとされる。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、コストアップが助長される。
また、誤動作防止を目的としてスタンバイ電源側のコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、2つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサとを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流平滑動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスにおける一次巻線と直列となる関係により接続される一次巻線と、この一次巻線に得られる上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが少なくとも巻装される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成された力率改善回路と、さらに、上記電圧帰還用トランスの上記一次巻線と二次巻線とに直交する方向に巻装された制御巻線を備えて、この制御巻線に流す電流レベルを、上記商用交流電源のレベルに応じて可変することにより、上記電圧帰還用トランスにおける上記一次巻線及び二次巻線のインダクタンスを可変するように構成されたインダクタンス可変手段とを備えるようにした。
すなわち、先ず、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、2つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサとを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流平滑動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスにおける一次巻線と直列となる関係により接続される一次巻線と、この一次巻線に得られる上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが少なくとも巻装される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成された力率改善回路と、さらに、上記電圧帰還用トランスの上記一次巻線と二次巻線とに直交する方向に巻装された制御巻線を備えて、この制御巻線に流す電流レベルを、上記商用交流電源のレベルに応じて可変することにより、上記電圧帰還用トランスにおける上記一次巻線及び二次巻線のインダクタンスを可変するように構成されたインダクタンス可変手段とを備えるようにした。
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路としては、整流電流経路に対して帰還されるスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して整流ダイオードをスイッチングさせることにより、交流入力電流の導通角の拡大を図る、いわゆる電圧帰還方式による力率改善のための構成が備えられたものとなる。
その上で、上記構成によれば、上記インダクタンス可変手段の動作により、商用交流電源のレベルに応じて、上記電圧帰還用トランスの一次巻線と二次巻線のインダクタンスが変化するものとなる。そして、上記構成から理解されるように、上記一次巻線のインダクタンスは、等価的には絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスとしてみることができるから、この場合は商用交流電源のレベルに応じて絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスが可変されることになる。
絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスが変化すれば、一次側共振回路を形成するインダクタンス値も変化することになる。そして、このように商用交流電源のレベルに応じ、上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値が変化すれば、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えば商用交流電源のレベルに応じて設定することが可能となる。
その上で、上記構成によれば、上記インダクタンス可変手段の動作により、商用交流電源のレベルに応じて、上記電圧帰還用トランスの一次巻線と二次巻線のインダクタンスが変化するものとなる。そして、上記構成から理解されるように、上記一次巻線のインダクタンスは、等価的には絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスとしてみることができるから、この場合は商用交流電源のレベルに応じて絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスが可変されることになる。
絶縁コンバータトランスの一次巻線のリーケージインダクタンスが変化すれば、一次側共振回路を形成するインダクタンス値も変化することになる。そして、このように商用交流電源のレベルに応じ、上記一次側共振回路を形成するインダクタンス値が変化すれば、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えば商用交流電源のレベルに応じて設定することが可能となる。
このようにして本発明によれば、商用交流電源のレベルに応じて、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を設定することが可能となる。
これにより、例えば商用交流電源の定格レベルにかかわらず、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えばスイッチング電源回路におけるスイッチング周波数の可変範囲内とすることが可能になる。つまり、商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路が得られることになる。
これにより、例えば商用交流電源の定格レベルにかかわらず、安定化に要求されるスイッチング周波数の制御範囲を、例えばスイッチング電源回路におけるスイッチング周波数の可変範囲内とすることが可能になる。つまり、商用交流電源のレベル変化にかかわらず適正に安定化を図ることのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路が得られることになる。
これにより、直流入力電圧(整流平滑電圧)を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う従来の構成を採る必要はなくなる。つまり、電圧帰還方式による力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路として、ワイドレンジ対応とするにあたっての従来のような整流回路の切換のための構成を不要とすることができるものである。
このような切換のための構成が不要となれば、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られる。
このような切換のための構成が不要となれば、その分回路構成部品の削減及び基板面積の削減が図られる。
また、上記のようにワイドレンジ対応とするにあたっての整流動作の切換のための構成を不要とすることができれば、回路設計の自由度を増すことできる。
このため、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば従来の2本から1本に削減されることになる。
このため、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば従来の2本から1本に削減されることになる。
また、電圧帰還方式による力率改善回路の構成としても自由度が増し、例えば商用交流電源ラインのノイズ除去のためのフィルタコンデンサは、従来のように商用交流電源ラインに並列に挿入する必要がなくなり、その耐圧を低減することでより安価な素子を用いることができる。
同様に、力率改善のために用いられる整流ダイオードとしても、商用交流電源の100V系と200V系時とで形成される整流電流経路にて共通に動作するように挿入する必要はなくなる。
これによっては、電圧帰還方式による力率改善動作を実現するために必要となる高速リカバリ型を、例えばブリッジ整流回路に組み込むのではなく他の部分に挿入することも可能となり、これによって高速リカバリ型ダイオードの耐圧を低減してより安価な素子を用いることが可能となる。
これによっては、電圧帰還方式による力率改善動作を実現するために必要となる高速リカバリ型を、例えばブリッジ整流回路に組み込むのではなく他の部分に挿入することも可能となり、これによって高速リカバリ型ダイオードの耐圧を低減してより安価な素子を用いることが可能となる。
また、上記のように力率改善のために用いられる高速型の整流ダイオードをブリッジ整流回路に組み込む必要がなくなれば、市販品のブリッジ整流回路を用いることが可能となり、従来よりも部品点数の削減を図ることができる。
さらに、上記のようにして商用交流電源の定格に応じて回路を切り換える構成が不要となれば、このような切り換えの誤動作により、例えばAC200V系時にAC100V系時に対応した動作が行われて回路破壊を招くような事態は生じ得ないものとすることができる。
そして、このように誤動作の発生が防止されれば、誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、また電源回路の適用範囲を広げることができる。
そして、このように誤動作の発生が防止されれば、誤動作防止のために特別な構成を備えるような必要もなくなり、また電源回路の適用範囲を広げることができる。
以下、発明を実施するための最良の形態(以下、実施の形態とする)について説明していく。
図1は、本発明における第1の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
本実施の形態のスイッチング電源回路としては、例えばプリンタ装置の電源として用いられることが想定される。プリンタ装置では、電源オフ時における負荷電力がほぼ0Wとなることから、これに備えられる電源としては負荷電力0Wから最大負荷までの比較的広い変動範囲をカバーしなければならないものとなる。本例の場合、最大負荷Po=100Wが想定されていることから、この場合のスイッチング電源回路としては負荷電力Po=100W〜0Wの負荷変動に対応させるものとしている。
図1は、本発明における第1の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について示す回路図である。
本実施の形態のスイッチング電源回路としては、例えばプリンタ装置の電源として用いられることが想定される。プリンタ装置では、電源オフ時における負荷電力がほぼ0Wとなることから、これに備えられる電源としては負荷電力0Wから最大負荷までの比較的広い変動範囲をカバーしなければならないものとなる。本例の場合、最大負荷Po=100Wが想定されていることから、この場合のスイッチング電源回路としては負荷電力Po=100W〜0Wの負荷変動に対応させるものとしている。
先ず図1において、本例の電源回路においても、先の図9,10に示した回路と同様、商用交流電源ACのラインに対してはアクロスコンデンサCL及びコモンモードチョークコイルCMCとから成るノイズフィルタを接続している。
そして、この場合は、このようなノイズフィルタの後段に対しては、フィルタコンデンサCNを挿入しないものとしている。つまり、商用交流電源ACのラインにおいて、図示するように上記ノイズフィルタの後段に対しては、ブリッジ整流回路Diを直接接続しているものである。
なお、この場合のブリッジ整流回路Diを形成する整流ダイオードは、全て通常の低速リカバリ型によるダイオードが選定される。
そして、この場合は、このようなノイズフィルタの後段に対しては、フィルタコンデンサCNを挿入しないものとしている。つまり、商用交流電源ACのラインにおいて、図示するように上記ノイズフィルタの後段に対しては、ブリッジ整流回路Diを直接接続しているものである。
なお、この場合のブリッジ整流回路Diを形成する整流ダイオードは、全て通常の低速リカバリ型によるダイオードが選定される。
また、この場合、商用交流電源ACから整流平滑電圧(直流入力電圧)Eiを生成する整流回路系は、上記ブリッジ整流回路Diと、1組の平滑コンデンサCiとによって構成される。
そして、上記したフィルタコンデンサCNとしては、図示するようにこれらブリッジ整流回路Diの出力端子と、平滑コンデンサCiの正極端子との間に直列に挿入されるようにして設けられている。
そして、上記したフィルタコンデンサCNとしては、図示するようにこれらブリッジ整流回路Diの出力端子と、平滑コンデンサCiの正極端子との間に直列に挿入されるようにして設けられている。
また、上記のようにブリッジ整流回路Diと平滑コンデンサCiとにより構成される整流平滑回路によって生成される、直流入力電圧Eiを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合も電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。
そしてここでも、図示するようにしてMOS−FETによる2本のスイッチング素子Q1(ハイサイド),Q2(ローサイド)をハーフブリッジ結合により接続している。これらスイッチング素子Q1,Q2の各ドレイン−ソース間に対しては、この場合もそれぞれダンパーダイオードDD1,DD2が並列に接続される。
そしてここでも、図示するようにしてMOS−FETによる2本のスイッチング素子Q1(ハイサイド),Q2(ローサイド)をハーフブリッジ結合により接続している。これらスイッチング素子Q1,Q2の各ドレイン−ソース間に対しては、この場合もそれぞれダンパーダイオードDD1,DD2が並列に接続される。
また、スイッチング素子Q2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサCpを並列に接続している。つまり、先の図9,10の回路と同様に部分共振コンデンサCpのキャパシタンスと一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1によって、並列共振回路(部分電圧共振回路)を形成するようにし、これによってスイッチング素子Q1,Q2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようにしている。
そして、この図に示される電源回路としても、スイッチング素子Q1,Q2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のICによる発振・ドライブ回路2を備えている。この発振・ドライブ回路2は、先の図9,10に示したものと同様にスイッチング素子駆動のための発振回路、駆動回路を備えて成る。
発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号(ゲート電圧)をスイッチング素子Q1,Q2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Q1,Q2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン/オフするようにしてスイッチング動作を行う。
発振回路及び駆動回路によっては、所要の周波数によるドライブ信号(ゲート電圧)をスイッチング素子Q1,Q2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Q1,Q2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン/オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ回路2は、一次側にて生成される低圧の直流電圧E10を入力して動作する。
直流電圧E10は、図示する絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装される三次巻線N3と、ダイオードD30、コンデンサC30から成る半波整流回路により得られた直流電圧を、抵抗R4及びツェナーダイオードD5から成る安定化回路により所定レベルにより安定化して得られるものである。なお、この図においては図示が省略されているが、起動抵抗を備えることとして、電源起動時においては、この起動抵抗を介して入力される整流平滑電圧Eiを起動用電源として入力して発振・ドライブ回路2が動作を開始できるように構成すればよい。
直流電圧E10は、図示する絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装される三次巻線N3と、ダイオードD30、コンデンサC30から成る半波整流回路により得られた直流電圧を、抵抗R4及びツェナーダイオードD5から成る安定化回路により所定レベルにより安定化して得られるものである。なお、この図においては図示が省略されているが、起動抵抗を備えることとして、電源起動時においては、この起動抵抗を介して入力される整流平滑電圧Eiを起動用電源として入力して発振・ドライブ回路2が動作を開始できるように構成すればよい。
絶縁コンバータトランスPITはスイッチング素子Q1 、Q2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1は、その一方の端部が一次側アースに接続される。
また、他方の端部は、後述する電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4を介して一次側並列共振コンデンサC1の一方の端子に接続される。そして、この一次側共振コンデンサC1の他方の端子は、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点(スイッチング出力点)に接続される。このような接続形態により、上記一次巻線N1には、上記一次側共振コンデンサC1−電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4の直列接続を介してスイッチング出力が伝達されるようになっている。
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1は、その一方の端部が一次側アースに接続される。
また、他方の端部は、後述する電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4を介して一次側並列共振コンデンサC1の一方の端子に接続される。そして、この一次側共振コンデンサC1の他方の端子は、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点(スイッチング出力点)に接続される。このような接続形態により、上記一次巻線N1には、上記一次側共振コンデンサC1−電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4の直列接続を介してスイッチング出力が伝達されるようになっている。
絶縁コンバータトランスPITの構造としては、例えばフェライト材によるE型コアを組み合わせたEE型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次側に上記した一次巻線N1と、この場合は先に説明した三次巻線N3とを、また二次側には二次巻線N2を上記EE型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、EE型コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップを形成するようにしている。これによって、例えば疎結合とされる所定の結合係数が与えられるようにして構成される。
そして、EE型コアの中央磁脚に対しては所定長のギャップを形成するようにしている。これによって、例えば疎結合とされる所定の結合係数が与えられるようにして構成される。
ここで、絶縁コンバータトランスPITは上記のような構造により、一次巻線N1に所要のリーケージインダクタンスL1を生じさせる。そして、上記した一次側直列共振コンデンサC1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスL1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
上記説明によれば、この場合も一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路(L1−C1)による電流共振形としての動作と、先の部分電圧共振回路(Cp//L1)とによる部分電圧共振動作とが得られる。このことから、図1に示す回路としても複合共振形コンバータとしての構成を採っていることになる。
絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2には、上記一次巻線N1から励起された交番電圧が得られる。
この二次巻線N2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図のように整流ダイオードDO1,DO2、及び平滑コンデンサCOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサCOの両端電圧として二次側直流出力電圧EOが得られる。この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路1のための検出電圧としても分岐して入力される。
この二次巻線N2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図のように整流ダイオードDO1,DO2、及び平滑コンデンサCOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサCOの両端電圧として二次側直流出力電圧EOが得られる。この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷側に供給される。また、制御回路1のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路1は、二次側直流出力電圧EOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Q1,Q2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式によって二次側直流出力電圧のレベルを安定化する。
図1に示される電源回路としては、上記構成に加えて、電圧帰還方式により力率の改善を図るための力率改善回路が設けられる。
この場合の力率改善回路としては、フィルタコンデンサCN、ダイオードD10、高周波チョークコイルLS、電圧帰還用トランスVFTを含むものとされる。そして、先の図10に示した回路の場合と同様、電圧帰還用トランスVFTにより一次側スイッチング出力を整流電流経路に帰還する構成を採る。
この場合の力率改善回路としては、フィルタコンデンサCN、ダイオードD10、高周波チョークコイルLS、電圧帰還用トランスVFTを含むものとされる。そして、先の図10に示した回路の場合と同様、電圧帰還用トランスVFTにより一次側スイッチング出力を整流電流経路に帰還する構成を採る。
ここで、この場合の力率改善回路としては、先にも述べたように、電圧帰還されるスイッチング周期による高周波成分を除去するための上記フィルタコンデンサCNを、ブリッジ整流回路Diの出力端子と平滑コンデンサCiの正極端子との間に挿入するものとしている。
また、電圧帰還される成分に基づいて、整流電流成分を断続するための高速リカバリ型のダイオードとしても、ダイオードD10として示されるように、この場合はブリッジ整流回路Diには組み込まないものとしている。すなわち、このような高速リカバリ型によるダイオードD10としては、そのアノードをブリッジ整流回路Diの出力端子と上記フィルタコンデンサCNとの接続点に対して接続し、またカソードを上記高周波チョークコイルLSの巻線N10の一端と接続している。
また、電圧帰還される成分に基づいて、整流電流成分を断続するための高速リカバリ型のダイオードとしても、ダイオードD10として示されるように、この場合はブリッジ整流回路Diには組み込まないものとしている。すなわち、このような高速リカバリ型によるダイオードD10としては、そのアノードをブリッジ整流回路Diの出力端子と上記フィルタコンデンサCNとの接続点に対して接続し、またカソードを上記高周波チョークコイルLSの巻線N10の一端と接続している。
そして、上記高周波チョークコイルLSとしては、巻線N10の他方の端部が、電圧帰還用トランスVFTの二次巻線N5の一端と接続される。さらに、この二次巻線N5の他端は、上記フィルタコンデンサCNと平滑コンデンサCiとの接続点に対して接続される。また、電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4は、先の説明からも理解されるように絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と一次側共振コンデンサC1との間に直列に挿入されている。
このような構成により、上記電圧帰還用トランスVFTにおいては、一次巻線N4に得られる一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が、二次巻線N5に得られるようになることがわかる。そして、このように二次巻線N5に一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が得られることにより、一次側スイッチング出力が整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
なお、この場合の電圧帰還用トランスVFTには、制御巻線Ncも巻装されるものとなるが、これについては後述する。
このような構成により、上記電圧帰還用トランスVFTにおいては、一次巻線N4に得られる一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が、二次巻線N5に得られるようになることがわかる。そして、このように二次巻線N5に一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が得られることにより、一次側スイッチング出力が整流電流経路に対して帰還されるようになっているものである。
なお、この場合の電圧帰還用トランスVFTには、制御巻線Ncも巻装されるものとなるが、これについては後述する。
上記構成による力率改善回路が備えられることにより、図1に示される回路では、交流入力電圧VACが正極性となる半周期に、整流電流が[ブリッジ整流回路Di→ダイオードD10→高周波チョークコイルLS→二次巻線N5→平滑コンデンサCi]の経路により流れる。
また、この場合、整流電流は分岐して[ブリッジ整流回路Di→フィルタコンデンサCN→平滑コンデンサCi]の経路によっても流れる。
また、交流入力電圧VACが負極性となる半周期においても、整流電流は上記と同様の経路により流れるものとなる。
また、この場合、整流電流は分岐して[ブリッジ整流回路Di→フィルタコンデンサCN→平滑コンデンサCi]の経路によっても流れる。
また、交流入力電圧VACが負極性となる半周期においても、整流電流は上記と同様の経路により流れるものとなる。
このような整流電流経路より、図1の回路では、高速リカバリ型ダイオードであるダイオードD10が整流動作を行うことがわかる。そして、このときの整流電流としては、先の説明からも理解されるように電圧帰還用トランスVFTにおいて一次巻線N4と二次巻線N5との磁気結合を介して得られる、一次側スイッチング出力に基づく成分が重畳された波形とされているものである。
図1に示される力率改善回路としても、このように一次側スイッチング出力を電圧帰還して、このスイッチング出力としての高周波成分の重畳された整流電流によって高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させているものである。これにより、整流出力電圧レベルが本来では平滑コンデンサCiの両端電圧よりも低いとされる期間においても、重畳された高周波成分に反応して高速リカバリ型ダイオード(D10)が導通して、平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるようになる。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流IACの導通角が拡大され、力率の改善が図られる。
そして、この場合においては、上記フィルタコンデンサCNが、電圧帰還用トランスVFTの二次巻線N5と並列に接続されるようにして備えられていることにより、ブリッジ整流回路Diの整流出力ラインに生じるのノイズ成分が除去されているものである。
この結果、交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流IACの導通角が拡大され、力率の改善が図られる。
そして、この場合においては、上記フィルタコンデンサCNが、電圧帰還用トランスVFTの二次巻線N5と並列に接続されるようにして備えられていることにより、ブリッジ整流回路Diの整流出力ラインに生じるのノイズ成分が除去されているものである。
さらに図1に示す回路に対しては、このような力率改善回路に加え、図示するようにして増幅回路3と、上記した電圧帰還用トランスVFTの各巻線(N4、N5)と直交する方向に巻装された制御巻線Ncが備えられる。
ここで、上記のようにして制御巻線Ncが巻装される、この場合の電圧帰還用トランスVFTの構造例を次の図2、図3を用いて説明する。
先ず、図2に示す例において、電圧帰還用トランスVFTとしては、4本の磁脚を有する2つのダブルコの字型コアCR11、CR12を備えるようにしている。そして、これらダブルコの字型コアCR11、CR12の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記4本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアCR11、CR12の接合部は4つ在ることとなるが、この場合、これら4つの接合部において隣り合う2つの接合部については所定長のギャップG,Gをそれぞれ形成し、残る2つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアCR11側のギャップGが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ncを所定ターン数(巻数)により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアCR12側に対しては、上記制御巻線Ncの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、2本の隣り合う磁脚に跨って上記した一次巻線N4及び二次巻線N5を所定ターン数により巻装する。このようにして一次巻線N4、二次巻線N5が巻装される2本の磁脚も、一方はギャップGが形成されているのに対して、他方はギャップが形成されていない関係となる。
このような構造により、この場合の電圧帰還用トランスVFTとしては、制御巻線Ncに流れる制御電流Icの増加により飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。
先ず、図2に示す例において、電圧帰還用トランスVFTとしては、4本の磁脚を有する2つのダブルコの字型コアCR11、CR12を備えるようにしている。そして、これらダブルコの字型コアCR11、CR12の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型コアを形成する。
このようにして立体型コアを形成した場合には、上記4本の磁脚の磁脚ごとに対応して、ダブルコの字型コアCR11、CR12の接合部は4つ在ることとなるが、この場合、これら4つの接合部において隣り合う2つの接合部については所定長のギャップG,Gをそれぞれ形成し、残る2つの接合部についてはギャップを形成しないようにされる。
そして、このようにして形成される立体型コアにおいて、例えばダブルコの字型コアCR11側のギャップGが形成してある磁脚と、この磁脚と隣り合うギャップの形成していない磁脚とに跨るようにして、制御巻線Ncを所定ターン数(巻数)により巻装する。
また、他方のダブルコの字型コアCR12側に対しては、上記制御巻線Ncの巻回方向に対して直交する巻回方向となるようにして、2本の隣り合う磁脚に跨って上記した一次巻線N4及び二次巻線N5を所定ターン数により巻装する。このようにして一次巻線N4、二次巻線N5が巻装される2本の磁脚も、一方はギャップGが形成されているのに対して、他方はギャップが形成されていない関係となる。
このような構造により、この場合の電圧帰還用トランスVFTとしては、制御巻線Ncに流れる制御電流Icの増加により飽和状態となる、可飽和リアクタとして構成される。
また、電圧帰還用トランスVFTの他の構造としては、図3に示すようにして、立体型コアについて、一方のコアは4本の磁脚を有するダブルコの字型コアCR11とするが、他方のコアは、ダブルコの字型コアCR12に代えて、任意の断面がコ字状となるシングルコの字型コアCR21として組み合わせて形成することもできる。
この場合においても、図2の電圧帰還用トランスVFTと同様の位置関係により2つのギャップG,Gを形成するようにされる。そして、制御巻線Ncについては図2の場合と同様にしてダブルコの字型コアCR11の2本の磁脚に対して巻装し、シングルコの字型コアCR21に対しては、図のようにして一次巻線N4、二次巻線N5を巻装するようにしている。
この場合においても、図2の電圧帰還用トランスVFTと同様の位置関係により2つのギャップG,Gを形成するようにされる。そして、制御巻線Ncについては図2の場合と同様にしてダブルコの字型コアCR11の2本の磁脚に対して巻装し、シングルコの字型コアCR21に対しては、図のようにして一次巻線N4、二次巻線N5を巻装するようにしている。
このように可飽和リアクタとして構成される電圧帰還用トランスVFTにおいて、前述もしたように上記一次巻線N4は、一次巻線N1と直列共振コンデンサC1との間に直列に挿入されているものである。つまりこのことから、一次巻線N4のインダクタンスは、一次側直列共振回路を形成するためのインダクタンス成分となることがわかる。
また、電圧帰還用トランスVFTにおいて、上記制御巻線Ncは、その一端が一次側アースに接続されている。また、その他端は、次に説明する増幅回路3内のPNP型のバイポーラトランジスタQ3のコレクタと接続されるものとなる。
また、電圧帰還用トランスVFTにおいて、上記制御巻線Ncは、その一端が一次側アースに接続されている。また、その他端は、次に説明する増幅回路3内のPNP型のバイポーラトランジスタQ3のコレクタと接続されるものとなる。
増幅回路3は、上記トランジスタQ3、ベース抵抗R1,バイアス抵抗R2、及びエミッタ抵抗R3を備えて形成される。
トランジスタQ3のコレクタは、上記制御巻線Ncを介して一次側アースと接続される。ベース抵抗R1は、トランジスタQ3のベースと整流平滑電圧Eiのライン(平滑コンデンサCiの正極端子)との間に挿入される。バイアス抵抗R2は、トランジスタQ3のベースと一次側アースとの間に挿入される。
また、エミッタ抵抗R3は、トランジスタQ3のエミッタと直流電圧E10のラインとの間に挿入される。
トランジスタQ3のコレクタは、上記制御巻線Ncを介して一次側アースと接続される。ベース抵抗R1は、トランジスタQ3のベースと整流平滑電圧Eiのライン(平滑コンデンサCiの正極端子)との間に挿入される。バイアス抵抗R2は、トランジスタQ3のベースと一次側アースとの間に挿入される。
また、エミッタ抵抗R3は、トランジスタQ3のエミッタと直流電圧E10のラインとの間に挿入される。
このような構成による増幅回路3では、上記トランジスタQ3のベースに対して整流平滑電圧Eiのレベルに応じたベース電流を流すことにより、制御巻線Ncに流れる制御電流Icのレベルを可変することになる。
すなわち、この場合の増幅回路3において、例えば整流平滑電圧Eiのレベルが増加するのに応じては、トランジスタQ3のベース電位が高くなってベース−エミッタ間の電位差が小さくなる。そして、これによってベース電流が低減することとなり、コレクタ電流である制御電流Icは低減していくことになる。
また逆に、整流平滑電圧Eiのレベルが増加するのに応じては、トランジスタQ3のベース電位が低くなって、ベース−エミッタ間の電位差が大きくなる。これによって、整流平滑電圧Eiのレベルの増加に伴っては、ベース電流が増加することとなって、制御電流Ic(コレクタ電流)は低減していくことになる。
すなわち、この場合の増幅回路3において、例えば整流平滑電圧Eiのレベルが増加するのに応じては、トランジスタQ3のベース電位が高くなってベース−エミッタ間の電位差が小さくなる。そして、これによってベース電流が低減することとなり、コレクタ電流である制御電流Icは低減していくことになる。
また逆に、整流平滑電圧Eiのレベルが増加するのに応じては、トランジスタQ3のベース電位が低くなって、ベース−エミッタ間の電位差が大きくなる。これによって、整流平滑電圧Eiのレベルの増加に伴っては、ベース電流が増加することとなって、制御電流Ic(コレクタ電流)は低減していくことになる。
ここで、整流平滑電圧Eiは、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)を全波整流によって整流平滑化して得られる直流電圧であるから、整流平滑電圧Eiのレベルは、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルに対応している。従って、増幅回路3は、商用交流電源ACのレベルに応じて、制御巻線Ncに流れる制御電流Icのレベルを可変するように動作しているということがいえる。つまり、商用交流電源ACのレベルが上昇するのに応じて、制御電流Icのレベルを低下させていくようにして動作する。
上記説明による増幅回路3と、制御巻線Ncが巻装された電圧帰還用トランスVFTとによって得られることになる本例のワイドレンジ対応の動作について説明する。
先ず、上記もしているように、本例の回路においては、増幅回路3の動作によって、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルが上昇するのに応じて制御電流Icのレベルが低減されるようにして制御される。そして、このように制御電流Icのレベルが小さくなるのに応じて、一次巻線N4、二次巻線N5のインダクタンスが増加していくようにされる。
従って、この場合、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルに応じて一次巻線N4、二次巻線N5のインダクタンスが可変制御されるものであり、その関係としては、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の上昇に応じてインダクタンスは増加し、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の低下に応じてインダクタンスは低下するものとなる。
先ず、上記もしているように、本例の回路においては、増幅回路3の動作によって、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルが上昇するのに応じて制御電流Icのレベルが低減されるようにして制御される。そして、このように制御電流Icのレベルが小さくなるのに応じて、一次巻線N4、二次巻線N5のインダクタンスが増加していくようにされる。
従って、この場合、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルに応じて一次巻線N4、二次巻線N5のインダクタンスが可変制御されるものであり、その関係としては、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の上昇に応じてインダクタンスは増加し、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の低下に応じてインダクタンスは低下するものとなる。
また、これまでにも説明しているように、電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4のインダクタンスは、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と共に、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス成分である。従って、上記のようにして商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルに応じて一次巻線N4のインダクタンスが可変されるということは、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベル変化に応じて、一次側直列共振回路を形成するインダクタンス値を可変しているということになる。そして、上記した商用交流電源ACとの関係からすれば、一次側直列共振回路を形成するインダクタンスは、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の上昇に応じて増加し、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の低下に応じて低下するようにして可変制御されることになる。
図4は、上記のようにして、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンスを可変する構成を採る場合に得られる、二次側直流出力電圧Eoについての定電圧制御特性を、スイッチング周波数と二次側直流出力電圧Eoのレベルとの関係により例示的に示している。
なおこの図において、二次側直流出力電圧Eoとしては、21.5Vで安定化されるべきものであることとする。また、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路(C1−L1)の共振周波数foよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。また、この図においては、商用交流電源のレベルの条件としては、AC100V系としては交流入力電圧VAC=100V、AC200V系としては、交流入力電圧VAC=220Vが入力された場合を示している。
なおこの図において、二次側直流出力電圧Eoとしては、21.5Vで安定化されるべきものであることとする。また、スイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路(C1−L1)の共振周波数foよりも高い周波数範囲でスイッチング周波数を可変制御し、これにより生じる共振インピーダンスの変化を利用するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御を採用している。また、この図においては、商用交流電源のレベルの条件としては、AC100V系としては交流入力電圧VAC=100V、AC200V系としては、交流入力電圧VAC=220Vが入力された場合を示している。
ここで、上記のようにして一次側直列共振回路におけるインダクタンス値が可変されるということは、一次側直列共振回路の共振周波数foも変化するということである。そして、本実施の形態における一次側直列共振回路のインダクタンスの変化は、上記もしているように、商用交流電源レベルが高くなるのに応じて増加し、低くなるのに応じては低下する。
このことから、一次側直列共振回路について、AC100V系時の共振周波数fo1とAC200V系時の共振周波数fo2とを比較すると、この図4に示すようにして共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高くなるということになる。
このことから、一次側直列共振回路について、AC100V系時の共振周波数fo1とAC200V系時の共振周波数fo2とを比較すると、この図4に示すようにして共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高くなるということになる。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数foで最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、二次側直流出力電圧Eoとスイッチング周波数fsの関係として、二次側直流出力電圧Eoのレベルは、スイッチング周波数fsが共振周波数foと同じときに最も高くなり、共振周波数foから離れていくのに従って低下していくものとなる。
つまり図4において、先ず、AC100V系時(VAC=100V)には、実線で示すようにして、二次側直流出力電圧Eoは、スイッチング周波数fsが一次側直列共振回路(C1−L1)の共振周波数fo1のときにピークとなって、この共振周波数fo1から離れるのに応じてレベルが低下する二次曲線的な変化を示す。また、同じスイッチング周波数fsに対応する二次側直流出力電圧Eoのレベルは、最小負荷電力Pomin時よりも最大負荷電力Pomax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数fsを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Eoのレベルは低下する。
そして、上記のようにして図4の実線により示すAC100V系時の特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Eoを21.5Vにより安定化しようとした場合、そのために必要となるスイッチング周波数の可変範囲(必要制御範囲)は、Δfs1として示される範囲となる。
一方のAC200V系時では、上記したように一次側直列共振回路(C1−L1)の共振周波数foは、AC100V系時のfo1よりも低いfo2で示される所定周波数に設定される。このときの特性としては、図4に破線で示すものとなる。つまり、この場合にも、二次側直流出力電圧Eoは、スイッチング周波数fsが共振周波数fo2のときに最大となるようにされたうえで、この共振周波数fo2からスイッチング周波数fsが離れていくのに従って低下していくものとなる。また、この場合にも、スイッチング周波数fsを固定とすれば、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Eoのレベルが低下する特性となる。
そして、このAC200V系時の特性のもとでアッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Eoを21.5Vにより安定化しようとした場合の必要制御範囲は、図4においてΔfs2として示される範囲となる。
そして、このAC200V系時の特性のもとでアッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Eoを21.5Vにより安定化しようとした場合の必要制御範囲は、図4においてΔfs2として示される範囲となる。
つまり、本実施の形態としては、商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)のレベルに応じて一次側直列共振回路のインダクタンス値を可変制御するようにしていることで、上記図4に示したようにして、AC100V系時とAC200V系時とのそれぞれに対応させて、必要制御範囲Δfs1,Δfs2が設定されるようにしているものである。
なお、図4においては、交流入力電圧VAC=100V時(AC100V系時)と交流入力電圧VAC=220V時(AC200V系時)の特性のみを示しているので、必要制御範囲Δfs1,Δfs2は、切り換えが行われるようにして変更設定されたかのように示されている。しかしながら、本実施の形態の電圧帰還用トランスVFTにおいては、制御電流Icを連続的に可変していけば、一次巻線N4のインダクタンスも連続的に可変制御することができる。従って、仮に交流入力電圧VACがAC100V系としての所定レベルとAC200V系としての所定レベルの間で連続的に変化するものとすれば、一次側直列共振回路の共振周波数と、これに応じた必要制御範囲Δfsも連続的に変化し得るものである。
なお、図4においては、交流入力電圧VAC=100V時(AC100V系時)と交流入力電圧VAC=220V時(AC200V系時)の特性のみを示しているので、必要制御範囲Δfs1,Δfs2は、切り換えが行われるようにして変更設定されたかのように示されている。しかしながら、本実施の形態の電圧帰還用トランスVFTにおいては、制御電流Icを連続的に可変していけば、一次巻線N4のインダクタンスも連続的に可変制御することができる。従って、仮に交流入力電圧VACがAC100V系としての所定レベルとAC200V系としての所定レベルの間で連続的に変化するものとすれば、一次側直列共振回路の共振周波数と、これに応じた必要制御範囲Δfsも連続的に変化し得るものである。
ところで、例えば図1に示す電源回路から電圧帰還用トランスVFT及び増幅回路3を省略し、一次側直列共振回路のインダクタンス値を可変しない構成とした場合においては、商用交流電源レベルにかかわらず一次側直列共振回路のインダクタンス値が固定となるから、商用交流電源レベルに対して一次側直列共振回路の共振周波数foも固定となる。そして、この場合には、この固定の共振周波数foより高いスイッチング周波数の領域を必要制御範囲Δfsとして、AC100V系からAC200までに対応する範囲で、所定の負荷変動幅に対応して、非常に大きな変動幅となる二次側直流出力電圧Eoについて安定化しなければならないことになる。この場合において、例えば負荷変動幅が大きいような条件では、必要制御範囲Δfsを非常に幅広く取らねばならず、スイッチング電源回路の仕様によって決まる、スイッチング周波数の最大可変範囲内では適正に安定化を図ることが難しくなる場合がある。
これに対して本実施の形態では、これまでの説明のようにして、例えばAC100V系とAC200V系とで商用交流電源の入力レベルが変化したときには、それぞれの商用交流電源の入力レベルに応じた必要制御範囲Δfs1,Δfs2を設定できるようにしている。これは、上記した一次側直列共振回路のインダクタンス値の設定によって、必要制御範囲Δfs1,Δfs2の各々について、スイッチング周波数の最大可変範囲内に収まるように設定できるということを意味している。この結果、AC100V系時とAC200V系時とでそれぞれ、所定の負荷変動範囲に対応して二次側直流出力電圧Eoについて安定化することが保証されることになる。つまり、ワイドレンジ対応の電源回路が実現化されるものである。
なお、図1に示す電源回路の実際例として、負荷電力Po=0W〜100Wの負荷条件に対応させることとした場合、絶縁コンバータトランスPITについては、EER−28のフェライトコアとし、中央磁脚には、0.9mmのギャップを形成するようにされる。また、一次巻線部N1については巻数を43T(ターン)とし、二次巻線N2はセンタータップを分割位置として10T+10Tとしている。
また、一次側共振コンデンサC1のキャパシタンスについては、0.027μFを選定する。
また、電圧帰還用トランスVFTは、先の図2と図3に示した何れの構造においても、その外形については立体型コアのサイズとして20mm×20mm×30mmとし、ギャップGのギャップ長については0.8mmとした。また、一次巻線N4、二次巻線N5についてはそれぞれ20Tとした。
また、一次側共振コンデンサC1のキャパシタンスについては、0.027μFを選定する。
また、電圧帰還用トランスVFTは、先の図2と図3に示した何れの構造においても、その外形については立体型コアのサイズとして20mm×20mm×30mmとし、ギャップGのギャップ長については0.8mmとした。また、一次巻線N4、二次巻線N5についてはそれぞれ20Tとした。
なお、先の図4に示した実験結果によっては、必要制御範囲Δfs1,Δfs2が、異なる周波数範囲とされることが示されているが、上記のように各素子を選定した場合の実際の必要制御範囲Δfs1,Δfs2としては、必要制御範囲Δfs1の周波数範囲が、必要制御範囲Δfs2の周波数範囲内に収まるようにして重複するようにして得られるものとなる。
つまり、先の図4では、リーケージインダクタンスL1の可変により必要制御範囲Δfsをスイッチング周波数fsの最大可変範囲に収めるように設定を行うことの説明図として、あくまで概念的な図を示したに過ぎないものである。
つまり、先の図4では、リーケージインダクタンスL1の可変により必要制御範囲Δfsをスイッチング周波数fsの最大可変範囲に収めるように設定を行うことの説明図として、あくまで概念的な図を示したに過ぎないものである。
また、図4の特性図において、上記した負荷電力Po=0W〜90Wの負荷変動範囲は、あくまでも実験結果を得るのにあたって任意に設定した負荷条件であり、従って、本実施の形態に基づく電源回路としては、より重負荷で、また、より広い負荷変動範囲の負荷条件にも対応して適正に安定化を図ることが可能である。
続いて、次の図5、図6には、図1に示す実施の形態の電源回路の特性として、AC→DC電力変換効率(ηAC-DC)、力率PF、直流入力電圧Eiの変動幅ΔEiの各特性について示しておく。
図5では、図1の回路における、負荷電力Po=100W〜0Wの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC-DC)、力率PF、直流入力電圧Eiの変動幅ΔEiの各特性について示し、図6では、交流入力電圧VAC=85V〜288Vの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC-DC)、力率PF、直流入力電圧Eiの変動幅ΔEiの各特性について示す。
なお、これらの図において、図5では各特性について、交流入力電圧VAC=100Vで一定とした場合の結果を実線で示し、交流入力電圧VAC=230Vで一定とした場合の結果を破線により示している。また、図6は、負荷電力Po=100Wで一定とした場合の実験結果を示している。
図5では、図1の回路における、負荷電力Po=100W〜0Wの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC-DC)、力率PF、直流入力電圧Eiの変動幅ΔEiの各特性について示し、図6では、交流入力電圧VAC=85V〜288Vの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC-DC)、力率PF、直流入力電圧Eiの変動幅ΔEiの各特性について示す。
なお、これらの図において、図5では各特性について、交流入力電圧VAC=100Vで一定とした場合の結果を実線で示し、交流入力電圧VAC=230Vで一定とした場合の結果を破線により示している。また、図6は、負荷電力Po=100Wで一定とした場合の実験結果を示している。
先ず、図5において、図1の回路におけるAC→DC電力変換効率としては、交流入力電圧VAC=100V時(AC100V系時)と交流入力電圧VAC=230V時(AC200V系時)とで、それぞれ実線と破線とにより示すものとなっている。ちなみに、負荷電力Po=100W時におけるAC→DC電力変換効率(ηAC-DC)は、交流入力電圧VAC=100V時でηAC-DC=88.0%、交流入力電圧VAC=230V時でηAC-DC=85.0%となる。
また、直流入力電圧Eiの変動幅ΔEiについては、交流入力電圧VAC=100V時、負荷電力Po=100W〜0Wの変動に対して、ΔEi=8Vとなる結果が得られている。さらに、交流入力電圧VAC=230V時の変動幅ΔEiは、同じく負荷電力Po=100W〜0Wの変動に対して、ΔEi=19Vとなっている。
また、力率PFについては、交流入力電圧VAC=100V、負荷電力Po=100Wの条件でPF=0.80となり、交流入力電圧VAC=230V、負荷電力Po=100Wの条件ではPF=0.83となる結果が得られている。
このような結果から、この場合の力率PFは、AC100系時とAC200V系時とでほぼ同等の値が得られていることがわかる。
このような結果から、この場合の力率PFは、AC100系時とAC200V系時とでほぼ同等の値が得られていることがわかる。
ここで、図1に示した回路において、このようにAC100系時とAC200V系時とでほぼ同等の力率が得られるのは、以下のような理由による。
つまり、前述もしたように電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4には、一次側スイッチング出力が得られる。そして、一次側スイッチング出力のレベルとしては、商用交流電源ACのレベルに比例して上昇していくものとなるから、上記一次巻線N4から二次巻線N5に励起され、整流電流経路に帰還される電力は、商用交流電源ACのレベルに比例して増加していくものとなる。
このようにして、商用交流電源ACのレベルの上昇に伴い、電圧帰還される電力も増加するようにされることで、図1の回路ではAC200V系時での電圧帰還量が増加して、AC100V系時とAC200V系時とでほぼ同等の力率が得られるようになっているものである。
つまり、前述もしたように電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4には、一次側スイッチング出力が得られる。そして、一次側スイッチング出力のレベルとしては、商用交流電源ACのレベルに比例して上昇していくものとなるから、上記一次巻線N4から二次巻線N5に励起され、整流電流経路に帰還される電力は、商用交流電源ACのレベルに比例して増加していくものとなる。
このようにして、商用交流電源ACのレベルの上昇に伴い、電圧帰還される電力も増加するようにされることで、図1の回路ではAC200V系時での電圧帰還量が増加して、AC100V系時とAC200V系時とでほぼ同等の力率が得られるようになっているものである。
以上の説明より、本実施の形態のスイッチング電源回路の構成によっては、例えば先の図9,10に示した回路と同様にしてワイドレンジ対応でありながら、商用交流電源ACから直流入力電圧(整流平滑電圧Ei)を生成する整流回路系について、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はなくなるものとなる。
そして、これによっては、整流回路の構成を通常の全波整流回路とすることが可能となり、従って、直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては1本でよいことになる。
つまり、このように直流入力電圧生成用の平滑コンデンサの本数を減らすことができることにより、回路製造コストの削減、及び回路基板面積の削減が図られる。
そして、これによっては、整流回路の構成を通常の全波整流回路とすることが可能となり、従って、直流入力電圧生成用の平滑コンデンサとしては1本でよいことになる。
つまり、このように直流入力電圧生成用の平滑コンデンサの本数を減らすことができることにより、回路製造コストの削減、及び回路基板面積の削減が図られる。
また、このようにしてワイドレンジ対応のための整流動作切り換えの構成が不要となることによっては、電圧帰還方式による力率改善回路の構成としてもその自由度を確保することができる。
例えば、電圧帰還方式による力率改善時に必要となるフィルタコンデンサCNとしては、図1にも示したように、従来のようにして商用交流電源ACのラインに並列に挿入する必要はなくなり、これによってフィルタコンデンサCNの耐圧を低減することが可能となる。
例えば、図1の回路のようにブリッジ整流回路Diと平滑コンデンサCiとの間に挿入した場合、フィルタコンデンサCNとしては1μF/200Vの耐圧品を選定することができ、図9,10に示した回路が備える250V耐圧品よりも安価な素子を用いることが可能となる。つまり、これによっても回路製造コストの削減を図ることができる。
例えば、電圧帰還方式による力率改善時に必要となるフィルタコンデンサCNとしては、図1にも示したように、従来のようにして商用交流電源ACのラインに並列に挿入する必要はなくなり、これによってフィルタコンデンサCNの耐圧を低減することが可能となる。
例えば、図1の回路のようにブリッジ整流回路Diと平滑コンデンサCiとの間に挿入した場合、フィルタコンデンサCNとしては1μF/200Vの耐圧品を選定することができ、図9,10に示した回路が備える250V耐圧品よりも安価な素子を用いることが可能となる。つまり、これによっても回路製造コストの削減を図ることができる。
さらに、電圧帰還方式による力率改善時に必要となる高速リカバリ型ダイオードとしても、本例の場合はブリッジ整流回路Diに組み込む必要がなくなり、このような高速リカバリ型ダイオードは、図1のダイオードD10として示されるように整流電流経路中の他の部分に対して挿入することができる。
これによって、この場合の高速リカバリ型によるダイオードD10としては、例えば図9,10の回路の場合のように電源投入時の突入電流30Aを保証する必要はなくなり、より低耐電流/低耐圧品となる安価な素子を選定することができる。
なお、図1の回路の場合、このようなダイオードD10としては3A/400V品の選定が可能となる。
これによって、この場合の高速リカバリ型によるダイオードD10としては、例えば図9,10の回路の場合のように電源投入時の突入電流30Aを保証する必要はなくなり、より低耐電流/低耐圧品となる安価な素子を選定することができる。
なお、図1の回路の場合、このようなダイオードD10としては3A/400V品の選定が可能となる。
さらに、上記のようにブリッジ整流回路Diに高速リカバリ型ダイオードを組み込む必要がなくなることによっては、ブリッジ整流回路Diとして市販品を用いることが可能となり、これによっても部品点数を低減して回路コストの削減を図ることができるようになる。
また、本実施の形態では、電圧帰還用トランスVFTに巻装した制御巻線Ncにより、一次側直列共振回路のインダクタンス(一次巻線N4のインダクタンス)を連続的に変化可能な構成によりワイドレンジ対応化を図っている。このため、ワイドレンジ対応とするにあたって、例えば電磁リレーのような切り換え機能は一切不要とすることができ、この点での回路コスト及び回路基板面積の削減が図られる。
また、上記のように一次側直列共振回路のインダクタンスを連続的に変化させてワイドレンジ対応化を図る場合は、例えば商用交流電源ACについて瞬時停電や急峻な低下などの異常が発生したとしても、この異常に応じた整流平滑電圧Eiのレベル変化に追随するようにして一次巻線N4のインダクタンス(共振インピーダンス)が可変されることで、回路保護が図られる。従って、このような本例の電源回路としては、特に保護回路を設けなくとも商用交流電源ACの異常により回路が破壊されるようなことが無いというメリットを有する。
また、本実施の形態としては、一次側直列共振回路におけるインダクタンス成分は、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と、電圧帰還用トランスVFTの一次巻線N4のインダクタンスとを合成したものとなる。これは、例えば一次巻線N1と直列共振コンデンサC1のみによって一次側直列共振回路を形成する場合と比較して、一次側直列共振回路として必要なインダクタンス値を得るのにあたり、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1は、より少なくて済む、ということになる。残るインダクタンスの不足分は、上記一次巻線N4のインダクタンスにより補われるからである。
この場合、絶縁コンバータトランスPITとしてリーケージインダクタンスL1を小さくできることになるから、一次巻線N1のターン数を削減し、さらにギャップ長も短くすることができる。そして、これに応じて、絶縁コンバータトランスPITのコアとしては、例えばEER−35のサイズを用いるべき所を、先に示したようにEER−28のサイズとすることが可能となり、大幅な小型軽量化が図られるというメリットがある。
この場合、絶縁コンバータトランスPITとしてリーケージインダクタンスL1を小さくできることになるから、一次巻線N1のターン数を削減し、さらにギャップ長も短くすることができる。そして、これに応じて、絶縁コンバータトランスPITのコアとしては、例えばEER−35のサイズを用いるべき所を、先に示したようにEER−28のサイズとすることが可能となり、大幅な小型軽量化が図られるというメリットがある。
ここで、次の図7には実施の形態の電源回路の変形例について示しておく。
なお、図7において、既に図1にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図7に示す変形例では、図1の回路に備えられていたダイオードD10を省略し、力率改善回路を構成する高速リカバリ型ダイオードをブリッジ整流回路Diに組み込むものとしている。また、フィルタコンデンサCNは、図示するように商用交流電源ACのラインに並列に挿入するものとしている。
なお、図7において、既に図1にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
この図7に示す変形例では、図1の回路に備えられていたダイオードD10を省略し、力率改善回路を構成する高速リカバリ型ダイオードをブリッジ整流回路Diに組み込むものとしている。また、フィルタコンデンサCNは、図示するように商用交流電源ACのラインに並列に挿入するものとしている。
また、この変形例では、電圧帰還用トランスVFTを、次の図8に示すように構成することによって、高周波チョークコイルLSを省略するものとしている。
つまり、この場合の電圧帰還用トランスVFTとしては、図8に示すようにして一次巻線N4と二次巻線N5との間に、制御巻線Ncを介在させるようにして巻装する。そして、これによって、一次巻線N4と二次巻線N5とを疎結合の状態とするものである。
このように一次巻線N4と二次巻線N5とが疎結合の状態で巻装されれば、電圧帰還用トランスVFTの漏洩インダクタンスは図1の回路の場合よりも増加することになる。そして、このように漏洩インダクタンスが増加すれば、高周波チョークコイルLSとしてのインダクタンス成分をこの漏洩インダクタンスの増加分によりまかなうことができ、この結果として高周波チョークコイルLSを省略することができるものである。
つまり、この場合の電圧帰還用トランスVFTとしては、図8に示すようにして一次巻線N4と二次巻線N5との間に、制御巻線Ncを介在させるようにして巻装する。そして、これによって、一次巻線N4と二次巻線N5とを疎結合の状態とするものである。
このように一次巻線N4と二次巻線N5とが疎結合の状態で巻装されれば、電圧帰還用トランスVFTの漏洩インダクタンスは図1の回路の場合よりも増加することになる。そして、このように漏洩インダクタンスが増加すれば、高周波チョークコイルLSとしてのインダクタンス成分をこの漏洩インダクタンスの増加分によりまかなうことができ、この結果として高周波チョークコイルLSを省略することができるものである。
このような変形例の構成によれば、力率改善のために必要な追加部品は、実質的に電圧帰還用トランスVFTの一点のみとすることができるようになる。
ここで、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスPITの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による共振形コンバータにも適用することは可能である。
例えばスイッチング素子としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスPITの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応の構成は、自励式による共振形コンバータにも適用することは可能である。
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、3 増幅回路、Di ブリッジ整流回路、Ci 平滑コンデンサ、Q1,Q2 スイッチング素子、PIT 絶縁コンバータトランス、C1 一次側共振コンデンサ、Cp 部分共振コンデンサ、N1 一次巻線、N2 二次巻線、N3 三次巻線、D10 ダイオード、CN フィルタコンデンサ、LS 高周波チョークコイル、N10 巻線、VFT 電圧帰還用トランス、N4 一次巻線、N5 二次巻線、Nc 制御巻線
Claims (1)
- 入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、2つのスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、自身のキャパシタンスとによって、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側共振回路が形成されるようにして設けられる一次側共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流平滑動作を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスにおける一次巻線と直列となる関係により接続される一次巻線と、この一次巻線に得られる上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが少なくとも巻装される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成された力率改善回路と、
上記電圧帰還用トランスの上記一次巻線と二次巻線とに直交する方向に巻装された制御巻線を備えて、この制御巻線に流す電流レベルを、上記商用交流電源のレベルに応じて可変することにより、上記電圧帰還用トランスにおける上記一次巻線及び二次巻線のインダクタンスを可変するように構成されたインダクタンス可変手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
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Cited By (2)
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WO2011114561A1 (ja) * | 2010-03-15 | 2011-09-22 | 株式会社ナナオ | 電源装置 |
CN107264079A (zh) * | 2016-03-30 | 2017-10-20 | 精工爱普生株式会社 | 印刷装置 |
-
2003
- 2003-12-04 JP JP2003406155A patent/JP2005168237A/ja active Pending
Cited By (3)
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JP2011193647A (ja) * | 2010-03-15 | 2011-09-29 | Nanao Corp | 電源装置 |
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