JP2005137072A - 過電流保護回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】電圧駆動型パワー半導体素子を用いた回路の過電流保護として、コレクタ電流検出用のセンス端子出力で前記パワー半導体素子のゲート電極の電位を制御する方法が知られている。この方法では、前記センス端子の特性がパワー半導体の物理構造で決定されているため急激な大電流変化に十分追従できなかった。このため、大電流変化に追従できる信頼性の高い保護回路の開発を目的とした。
【解決手段】電圧駆動型パワー半導体素子の接地部と、このパワー半導体制御回路の接地部とをツェナーダイオード等スイッチ素子で結合し、パワー半導体のエミッタ電圧が予め定められた電圧を超えた時にこの電圧駆動型パワー半導体素子のコレクタ電流とセンス電流との比を可変とすることによりコレクタ電流の急激な増大に対しても追従し得るようにした。
【選択図】図1
【解決手段】電圧駆動型パワー半導体素子の接地部と、このパワー半導体制御回路の接地部とをツェナーダイオード等スイッチ素子で結合し、パワー半導体のエミッタ電圧が予め定められた電圧を超えた時にこの電圧駆動型パワー半導体素子のコレクタ電流とセンス電流との比を可変とすることによりコレクタ電流の急激な増大に対しても追従し得るようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は大電流用半導体素子の過電流に対する保護回路に係る。
パワー半導体素子としてIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いた回路において、負荷が短絡状態となってこのパワー半導体素子に過電流が流れた場合、これを保護するためゲート電圧を下げることによりメイン電流を十分に小さくする制御を行う必要がある。このため、従来は例えば下記特許文献1において以下の方法が開示されている。すなわち、IGBTの電流検出用センス端子により検出した過電流を、このセンス端子とエミッタ端子間に挿入されているセンス抵抗に流すことにより発生する電圧を、当該IGBTのゲート側に設けられたゲート電圧抑制用トランジスタ(短絡保護トランジスタ)のベースに供給する構成としている。
しかしながら、このベース電流はIGBTの物理構造で決定している電流検出用センス端子からのセンス電流特性により制限されているため、短絡電流(過電流)が急激に大きくなる大電流システムの場合、センス端子出力がこの変化に追従し得ず短絡保護が行われない問題があった。
本発明においては、特殊な素子を用いることなく上記問題を解決し、短絡時等における過電流状態においても効果的な短絡保護が行われるような保護回路を提供することを目的とした。
電流検出用センス端子を有する電圧駆動型パワー半導体素子、例えばIGBTを用いてそのセンス端子出力として検出された過電流を、センス端子とエミッタ端子間に接続した抵抗に流すことにより発生した電圧をゲート電圧制御回路に設けられているゲート電圧抑圧用トランジスタのベース端子に接続した構成の過電流保護回路において、IGBTのエミッタ電圧が予め設定された電圧以上となった場合にIGBTのコレクタ端子電流に対するセンス端子電流の比を増大させる電流比増大手段を備えた過電流保護回路について規定している。
本発明により、IGBT等電圧駆動素子のエミッタ電圧が予め定められた電圧以上となった場合にIGBTのコレクタ端子電流に対するセンス端子電流の比を増大するように変化させることが可能となるため、負荷の短絡時等により過電流状態になった場合での制御範囲を広げることが出来、コレクタ電流急増を効果的に抑制することが可能となった。
本発明による電流検出用センス端子付き電圧駆動型パワー半導体の一つである絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(以下、IGBTと表記;Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いた過電流保護回路およびその制御回路の例を図1に示す。
IGBT(Q101)には、コレクタ端子Cと、エミッタメインセルに接続されたエミッタ端子Eと、制御回路102用に取り出された制御用制御用エミッタ端子ECと、エミッタ電流検出用セルに接続されたセンス端子Sとが設けられている。IGBT(Q101)は、駆動パルス108を入力としたドライバ回路107で駆動される構成となっており、このIGBT(Q101)のゲート端子Gとドライバ回路107の出力端子はゲート抵抗R109を介して接続されている。また、前記ドライバ回路107は制御回路電源Vccと制御回路の基準接地であるGNDCに接続されている。
IGBT(Q101)には、コレクタ端子Cと、エミッタメインセルに接続されたエミッタ端子Eと、制御回路102用に取り出された制御用制御用エミッタ端子ECと、エミッタ電流検出用セルに接続されたセンス端子Sとが設けられている。IGBT(Q101)は、駆動パルス108を入力としたドライバ回路107で駆動される構成となっており、このIGBT(Q101)のゲート端子Gとドライバ回路107の出力端子はゲート抵抗R109を介して接続されている。また、前記ドライバ回路107は制御回路電源Vccと制御回路の基準接地であるGNDCに接続されている。
IGBT(Q101)のコレクタ端子Cからエミッタ端子Eを流れるコレクタ電流Icは、負荷端子LからIGBTを経て接地となるP−GNDへ流れ出すように構成されている。前記センス端子Sは、制御回路102の制御入力端子となっているゲート電圧抑制用トランジスタQ105のベース端子に接続すると同時に、センス抵抗R104を介して制御回路102側接地GNDCに接続する。また、この接地GNDCとIGBT側の接地P−GNDとは予め定められた電圧が印加されると通電を開始する電圧動作型のスイッチ素子を介して接続している。これにより、IGBTのコレクタ電流とセンス電流との比を実質的に増大せしめ、この電圧動作型のスイッチ素子が前記コレクタ電流/センス電流比の増大手段としている。本実施の形態においては、このスイッチ素子としてツェナーダイオードZ106を用いている。なお、センス抵抗R104と調整抵抗R103は、R104>>R103の大小関係が成立するように設定する。また、調整抵抗R103はツェナーダイオードZ106に定格電流値以上の電流が流れることを防止するために挿入された抵抗で、この調整抵抗R103で発生する電圧降下は少ない方が望ましく、大きくとも制御回路側の電源電圧Vccの10%以内になるように設定することが好ましい。
IGBTを利用した過電流保護回路としては図2に示す回路が知られている(前記特許文献1)。この回路構成においては、IGBT(Q201)は、図1の場合と同様にコレクタ端子Cと、制御回路202用に取り出された制御用エミッタ端子ECと、エミッタ電流検出用セルに接続されたセンス端子Sとが設けられている。IGBT(Q201)は駆動パルス208を入力としたドライバ回路207で駆動され、このIGBT(Q201)のゲート端子Gとドライバ回路207の出力端子はゲート抵抗R209を介して接続されている。ドライバ回路207は電源Vccと接地GNDCとの間に接続され、このGNDCは制御回路202の基準電位となる。IGBT(Q201)のコレクタ端子Cからエミッタ端子Eに流れるコレクタ電流Icは、負荷端子Lから負荷側の接地P−GNDに流れ出すように構成されている。前記のセンス端子Sは、ゲート電圧抑制用トランジスタ205のベースに接続すると同時に、センス抵抗R204を介して接地GNDCに接続する。ここで、IGBT(Q201)の制御用エミッタ端子ECは、GNDCに接続し、P−GNDと同電位になるように構成する。
以上のような従来の回路構成においては、一般的な電流検出用センス端子付きIGBTが任意の動作状態にあるとき、IGBTのエミッタメインセルとエミッタ電流検出用セルとは、同じゲート電圧Vgeと、同じコレクタ−エミッタ間電圧Vceとがバイアスされている。このときエミッタメインセルとエミッタ電流検出用セルの出力電流が一定の関係になるように、各々セルサイズが形成されているため、任意にコレクタ電流Icに対して、センス電流Isとの電流比が一定となることがよく知られている。図3はこのような従来公知の例におけるIGBTのエミッタメインセルに流れ込むコレクタ電流Icと、エミッタ電流検出用セルから流れ出すセンス電流IsのI−V特性を示したものである。いま、任意の動作点aにおけるエミッタメインセルのコレクタ−エミッタ間電圧Vce1に対して、エミッタ電流検出用セルに印加されるコレクタ−エミッタ電圧をVces1とすると、コレクタ電流Ic1とセンス電流Is1の電流比が一定(式1)になるように以下の関係式(式2)が成立している。
Is1/Ic1 = 一定値(D) (1)
Vce1 = Vces1 + Is1×R204 (2)
これに対し、本発明においては図1に示したように負荷側の接地と制御回路102とはツェナーダイオードZ106を介して接続されている。このため、通常の動作範囲(過電流が発生しない場合)では図4に示すように、センス端子Sからの電流Isはセンス抵抗R104および調整抵抗R103を経由して制御用エミッタ端子ECに至る経路で流れる。図5は本発明におけるIGBTのエミッタメインセルへ流れ込むコレクタ電流Icと、エミッタ電流検出用セルから流れ出すセンス電流Isとに関するI−V特性を示すものである。過電流が流れていない通常の動作範囲(図6における期間T1の動作状態)である任意の動作点bでは、エミッタメインセルのコレクタ−エミッタ間電圧Vce1に対して、エミッタ電流検出用セルに印加されるコレクタ−エミッタ電圧をVces1とすると、コレクタ電流Icとセンス電流Isとの電流比(Is/Ic)が一定値になるように以下の関係式(3)が成立している。このような状態においては、図6の期間T1の部分で示す各部波形のように、ツェナーダイオードZ106には電流は流れていないため調整抵抗R103に流れる電流値Imとセンス抵抗R104に流れる電流値Isと等しくなる。
Vce1 = Vces1 + Is1×R204 (2)
これに対し、本発明においては図1に示したように負荷側の接地と制御回路102とはツェナーダイオードZ106を介して接続されている。このため、通常の動作範囲(過電流が発生しない場合)では図4に示すように、センス端子Sからの電流Isはセンス抵抗R104および調整抵抗R103を経由して制御用エミッタ端子ECに至る経路で流れる。図5は本発明におけるIGBTのエミッタメインセルへ流れ込むコレクタ電流Icと、エミッタ電流検出用セルから流れ出すセンス電流Isとに関するI−V特性を示すものである。過電流が流れていない通常の動作範囲(図6における期間T1の動作状態)である任意の動作点bでは、エミッタメインセルのコレクタ−エミッタ間電圧Vce1に対して、エミッタ電流検出用セルに印加されるコレクタ−エミッタ電圧をVces1とすると、コレクタ電流Icとセンス電流Isとの電流比(Is/Ic)が一定値になるように以下の関係式(3)が成立している。このような状態においては、図6の期間T1の部分で示す各部波形のように、ツェナーダイオードZ106には電流は流れていないため調整抵抗R103に流れる電流値Imとセンス抵抗R104に流れる電流値Isと等しくなる。
Vce1 = Vces1 + Is×R104 + Im×R103
R104>>R103 であり、かつ Is = Im であるから
Vce1 ≒ Vces1 + Is×R104 (3)
なお、Im×R103 の項は、厳密には0となるものではないが、R104>>R103の条件下では
Vce1の値の変化に影響するものではない。このことから式(3)は近似式で与えられることになる。
R104>>R103 であり、かつ Is = Im であるから
Vce1 ≒ Vces1 + Is×R104 (3)
なお、Im×R103 の項は、厳密には0となるものではないが、R104>>R103の条件下では
Vce1の値の変化に影響するものではない。このことから式(3)は近似式で与えられることになる。
また、図6における期間T2においては通常の電流域を大幅に越える過電流状態の各部の波形を示すものである。この場合は大きなコレクタ電流Icにより、IGBT(Q101)のエミッタ−P−GND間の配線等で生じる抵抗分あるいはインダクタンス分である寄生抵抗R110および寄生インダクタンスL111とによる寄生電圧Vpが生じる。この寄生電圧Vpは直列接続された調整抵抗R103とツェナーダイオードZ106の両端に印加されており、コレクタに大電流が流れることによりこの寄生電圧Vpが予め定められた電圧以上になるとツェナーダイオードが導通状態となり期間T2(時間ts)の時間だけ電流Izが発生する。これにより調整抵抗R103の両端に電圧が発生する。この時の電流の流れを図7に示す。
ツエナーダイオードZ106が動作するような過電流状態では、制御用エミッタ端子ECからの電流Imは変化してIm’となる。この電流Im’は、コレクタ過電流と寄生抵抗R110および寄生インダクタンスL111によって発生する寄生電圧Vpと、ツェナーダイオードZ106の両端電圧Vzと調整抵抗R103との間に以下の関係式が成立する。
Im’ = (Vp−Vz)/R103 (4)
この時の各端子EC,GNDC,P−GND,Sの電位関係を図8に示す。図8に示したように、過電流発生時においてはツェナー電圧Vzで電位が決定されている制御回路102の接地電位に、さらに変化した調整抵抗R103を流れる電流Im’による電圧が加算され、エミッタ端子の電位はセンス端子Sの電位を大きく上回ることになる。なお、図9に示す電位関係は式(3)の場合を比較のため示したもので、制御用エミッタ端子ECの電位はセンス端子Sの電位を上回ることはない。この場合の電流は図8の電位関係から図7に示すように流れ、過電流発生直後(図6の期間T2の開始点)においては下記に示す式(5)および式(4)の関係式が成立する。
この時の各端子EC,GNDC,P−GND,Sの電位関係を図8に示す。図8に示したように、過電流発生時においてはツェナー電圧Vzで電位が決定されている制御回路102の接地電位に、さらに変化した調整抵抗R103を流れる電流Im’による電圧が加算され、エミッタ端子の電位はセンス端子Sの電位を大きく上回ることになる。なお、図9に示す電位関係は式(3)の場合を比較のため示したもので、制御用エミッタ端子ECの電位はセンス端子Sの電位を上回ることはない。この場合の電流は図8の電位関係から図7に示すように流れ、過電流発生直後(図6の期間T2の開始点)においては下記に示す式(5)および式(4)の関係式が成立する。
Vce1’ = Vces1’ + Is×R104 + Im’×R103 (5)
Is2/Ic1 > Is1/Ic1 (6)
ここで、Ic1はIGBTのコレクタ電流、Is1はツェナーダイオード非動作時のセンス電流、Is2はツェナーダイオード動作時のセンス電流である。この時、エミッタメインセルのコレクタ−エミッタ間電圧Vce1は、IGBT(Q101)の素子特性で決定しているので変化しないため、電流検出用センスについてのみ、前記Vces1電圧がVces1’へ変化し、ツェナー電流Izと調整抵抗R103の積による電圧差だけエミッタ−コレクタ電圧Vce1はVce1’に変化したように振舞う。故に図5に示すように、コレクタ電流Icとセンス電流Isの電流比(Is/Ic)は、可変となり通常の一定値(D)に比べて大となる(Is2/Is1)。前記のセンス端子の電流Isは、前記ゲート抑制用トランジスタのベースに接続されているため、このセンス電流Isが大きくなることで、ゲート抑制用トランジスタによるゲートオフ電流Igoffが大きくなり、IGBT(Q101)のコレクタ電流を抑制できる。
Is2/Ic1 > Is1/Ic1 (6)
ここで、Ic1はIGBTのコレクタ電流、Is1はツェナーダイオード非動作時のセンス電流、Is2はツェナーダイオード動作時のセンス電流である。この時、エミッタメインセルのコレクタ−エミッタ間電圧Vce1は、IGBT(Q101)の素子特性で決定しているので変化しないため、電流検出用センスについてのみ、前記Vces1電圧がVces1’へ変化し、ツェナー電流Izと調整抵抗R103の積による電圧差だけエミッタ−コレクタ電圧Vce1はVce1’に変化したように振舞う。故に図5に示すように、コレクタ電流Icとセンス電流Isの電流比(Is/Ic)は、可変となり通常の一定値(D)に比べて大となる(Is2/Is1)。前記のセンス端子の電流Isは、前記ゲート抑制用トランジスタのベースに接続されているため、このセンス電流Isが大きくなることで、ゲート抑制用トランジスタによるゲートオフ電流Igoffが大きくなり、IGBT(Q101)のコレクタ電流を抑制できる。
以上述べた、過電流発生時の動作を図6の期間T2により説明する。電流比Is/Icは過電流発生直後に大きく変化している(式(6)参照)。IGBTの物理的構造で決定している電流検出用センス端子Sからのセンス電流特性を可変とすることが出来、過電流状態のコレクタ電流Icを効果的に抑制することが可能となる。なお、比較のため,図6におけるコレクタ電流波形において、従来の過電流状態のコレクタ電流Icを点線で示した。
以上のことから、電流検出両センス端子付き電圧駆動素子について、素子内の物理的構造で決定しているコレクタ電流とセンス電流の電流比を本発明より可変とすることが出来るようになり、負荷の短絡時等の過電流状態時に電圧駆動素子を破壊することなく保護し得るようになった。
以上のことから、電流検出両センス端子付き電圧駆動素子について、素子内の物理的構造で決定しているコレクタ電流とセンス電流の電流比を本発明より可変とすることが出来るようになり、負荷の短絡時等の過電流状態時に電圧駆動素子を破壊することなく保護し得るようになった。
102,202:制御回路 107,207:ドライバ回路
108,208:駆動パルス L111:寄生インダクタンス
Q101,Q201:電流検出用センス端子付きパワー半導体素子
Q105,Q205:ゲート電圧制御用トランジスタ
R103:調整抵抗 R104,R204:センス抵抗
R109,R209:ゲート抵抗 R110:寄生抵抗
Z106:ツェナーダイオード
108,208:駆動パルス L111:寄生インダクタンス
Q101,Q201:電流検出用センス端子付きパワー半導体素子
Q105,Q205:ゲート電圧制御用トランジスタ
R103:調整抵抗 R104,R204:センス抵抗
R109,R209:ゲート抵抗 R110:寄生抵抗
Z106:ツェナーダイオード
Claims (3)
- 電流検出用のセンス端子を有する電圧駆動型パワー半導体素子の該センス端子出力は、
第1の抵抗を介して前記電圧駆動型パワー半導体素子のゲート電圧制御回路の接地電位に保たれている第1の接地端子と、該ゲート電圧制御回路の制御入力端子とに接続され、
前記電圧駆動型パワー半導体素子のエミッタメインセル出力端子は前記ゲート電圧制御回路の接地電位に保たれている過電流保護回路において、
前記電圧駆動型パワー半導体素子のエミッタ電圧が予め設定された電圧以上となった場合に、前記電圧駆動型パワー半導体素子のコレクタ端子電流に対するセンス端子電流の比を増大させる電流比増大手段を備えたことを特徴とする過電流保護回路。 - 請求項1に記載の過電流保護回路において、
前記電流比増大手段は、カソード側が前記電圧駆動型パワー半導体素子の制御用エミッタ端子に接続され、アノード側が前記電圧駆動型パワー半導体素子のエミッタが接続された第2の接地端子に接続されているツェナーダイオードであることを特徴とする過電流保護回路。 - 請求項2に記載の過電流保護回路において、
前記ツェナーダイオードと電圧駆動型パワー半導体素子の制御用エミッタ端子との間にツェナーダイオードに流れる電流調整用として第2の抵抗が接続されていることを特徴とする過電流保護回路。
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