JP2005102471A - 車両用突入電流制限型電源スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】回路構成の複雑化を抑止しつつ必要な電流検出機能を有する車両用突入電流制限型電源スイッチ回路を提供すること。
【解決手段】バッテリ１から負荷側回路３００との間に配置されて負荷側回路３００への電流を断続する主電源スイッチ２と並列に突入電流制限回路が接続され、この突入電流制限回路は、副電源スイッチ８と突入電流制限抵抗器４とを直列してなる。この発明では、特に、突入電流制限のためのこの抵抗器４を副電源スイッチ８の劣化検出などのためのセンサとして用いる。これにより、回路素子の増加を抑止しつつ信頼性に優れた突入電流制限型電源スイッチ回路を実現することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、バッテリから大容量コンデンサを含む車載電気負荷への給電を断続する車両用突入電流制限型電源スイッチ回路に関する。

近年、車両用電気系統はますます大型化しており、ハイブリッド車や二次電池車や燃料電池車の車両用電気系統では、二次電池や燃料電池などの直流電源が数十ｋW以上といった非常に大型の車載電気負荷に給電する。車載電気負荷のうちで最も大容量のものは、下記の特許文献１に示すよう交流モータとそれに給電するインバータ回路とを含むモータ回路である。インバータ回路は、直流電源から給電された直流電力を必要な周波数の交流電力に変換して交流モータに供給する。インバータ回路は、モータ制御のためにＰＷＭ制御方式などにより高速スイッチングされるので、図１０に示すように、交流モータＭを駆動するインバータ回路７０と並列に平滑コンデンサ６を接続するのが通常である。平滑コンデンサ６は、インバータ回路７０のスイッチングにより生じる電流変化の高周波成分を吸収する。インバータ回路７０のスイッチング電流は、配線インダクタンスを通じて電源電圧にスイッチングノイズ電圧を重畳させるうえ、電磁波ノイズを発生させるので、平滑コンデンサ６の正負端子は、インバータ回路７０の正負直流電源端子に近接して接続されるのが通常である。このような平滑コンデンサは、モータ駆動用のインバータ回路の他、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路にも同様に採用される。

また、バッテリ１やインバータ回路７０などの安全点検や修理交換などのために、図１０に示すように、バッテリ（直流電源）１と電気負荷７との間には主電源スイッチ２又は５を設けるが、バッテリ１の両側に主電源スイッチ２、５を個別に配置する方式（図１０参照）が安全性に優れている。

更に、電気負荷７と並列に大容量の平滑コンデンサ６が接続されている場合、主電源スイッチ２，５をオンした瞬間にバッテリ１から平滑コンデンサ６へ大きな突入電流が流れてしまうので、突入電流制限抵抗器４と、この突入電流制限抵抗器４と直列接続された副電源スイッチ８とからなる突入電流制限回路を主電源スイッチ２又は５と並列接続するのが好適である（図１０参照）。

この突入電流制限回路の動作を、図１０を参考として説明すると、バッテリ１から電気負荷であるモータ回路７およびそれと並列接続された平滑コンデンサ６に給電を開始する場合、まず主電源スイッチ５と副電源スイッチ８とをオンする。これにより、平滑コンデンサ６は突入電流制限抵抗器４を通じてゆっくりと充電され、平滑コンデンサ６の端子電圧が十分に上昇した段階にて主電源スイッチ２をオンして、バッテリ１からインバータ回路７０に給電する。副電源スイッチ８はリレーなどでもよい。
特許２９５９６４０号公報

しかしながら、図１０に示す半導体スイッチ８は、リレーなどよりも故障確率は低いものの、それでもまれに運用中に遮断不良故障を生じるという可能性があった。半導体スイッチ８に遮断不良故障が生じても、主電源スイッチ５がオフしている限り、電流遮断機能は確保することができる。しかし、主電源スイッチ５の故障確率は当然０ではないため、半導体スイッチ８と主電源スイッチ５とが同時に故障する確率があり、そのための対策を考慮しておくことが要望される。

本発明は上記問題に鑑みなされたものであり、回路構成の複雑化を抑止しつつ副電源スイッチの性能低下を予測可能な車両用突入電流制限型電源スイッチ回路を提供することを、その目的としている。

本発明は、大きな入力静電容量をもつ電気負荷と直流電源とを接続する主電源スイッチと、前記主電源スイッチと並列接続される突入電流制限回路とを備え、前記突入電流制限回路は、前記直流電源から前記電気負荷へ電流を給電するに際して前記主電源スイッチに先行して導通される副電源スイッチと、前記副電源スイッチと直列接続される突入電流制限抵抗器とを有しているので、電気負荷へ大きな突入電流を流すことなく、電気負荷への給電を実現することができる。

本発明では更に、前記主電源スイッチがオフし、かつ、前記副電源スイッチがオフしている時の前記突入電流制限抵抗器の電圧降下が所定しきい値を超えるかどうかを判定し、超える場合に副電源スイッチの不良と判定する。

つまり、この発明では、上記した突入電流制限用の抵抗器を、副電源スイッチの漏れ電流検出素子として用いるので、主電源スイッチおよび副電源スイッチがオフしている際に、既設の突入電流制限抵抗器の電圧降下を監視するという簡単な回路構成により、副電源スイッチの異常を正確に判定することができる。

好適な態様において、前記副電源スイッチは、半導体スイッチング素子により構成されるので、小型化と消費電力低減とを実現することができる。ただし、半導体スイッチング素子は遮断不良故障を発生する確率がある。しかし、通常において半導体スイッチの遮断が不良となる故障（遮断不良故障）は、それに先行してオフ状態の半導体スイッチの漏れ電流が経時的に増大する段階をもつ。

そこで、この態様では、主電源スイッチと副電源スイッチ（半導体スイッチ）とがオフ状態の状態にて、突入電流制限抵抗器の電圧降下の増大を検出すれば、上記漏れ電流の増大が許容段階を超えたかどうかを判別でき、近い将来の半導体スイッチの遮断不良事故の発生を予め予測し、それに対処することができる。

また、漏れ電流が突然増大する半導体スイッチの遮断不良パターンもまれにではあるが、存在する。この場合でも、半導体スイッチのオフと主電源スイッチのオフとが指令されている状態にて突入電流制限抵抗器の電圧降下が異常に大きければ半導体スイッチすなわち副電源スイッチの遮断不良であると判定することができるわけである。

好適な態様において、前記副電源スイッチ８と前記突入電流制限抵抗器４との接続点をＸ、前記副電源スイッチ８と前記主電源スイッチ２又は５との接続点をＹ、前記主電源スイッチと前記突入電流制限抵抗器４との接続点をＺとする時、前記判定回路は、前記接続点Ｘの電位が入力抵抗素子２６を通じて−入力端に入力され、前記接続点Ｚの電位が＋入力端に入力されるオペアンプ２８を有する反転電圧増幅回路２５と、前記反転電圧増幅回路２５の出力電圧と所定しきい値電圧Ｖｔｈとを比較して前記副電源スイッチ８の漏れ電流不良を判定するコンパレータ２９と、負極端が前記反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９の負の電源端子に接続され、正極端が前記反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９の正の電源端子に接続される制御電源２４とを有する。このようにすれば、判定回路を構成する回路素子を駆動する制御電源の構成を簡素化することができる。この態様の判定回路の具体的構成と機能については実施例にて説明するものとする。

好適な態様において、前記副電源スイッチ８をなすＮチャンネルＭＯＳトランジスタの一つの主電極端子は、前記直流電源の一対の電極端子の一方と前記主電源スイッチの一端との接続点に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの他の一つの主電極端子は、前記突入電流制限抵抗器４を通じて前記主電源スイッチの他端に接続される。このようにすれば、副電源スイッチ８の駆動が簡単、良好となり、副電源スイッチ８の小型化も実現することができる。

好適な態様において、前記反転電圧増幅回路２５の非反転入力端子（＋入力端子）の電位を前記接続点Ｚの電位よりも所定のオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔだけオフセットさせるオフセット回路３２、３３を有している。ただし、オフセットは、前記接続点Ｚの電位から前記制御電源２４の出力電圧範囲で行われる。このようにすれば、オペアンプ２８の非反転入力端子（＋入力端子）の電位をオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔだけオフセットさせた分だけ、オペアンプ２８の出力電圧範囲の下限値又は上限値を所定電位だけシフトすることができるので、前記オペアンプ２８の電源端子への入力電位の近傍に前記＋入力端子の電位を設定する場合に比較して、出力電圧精度を向上することができる。

好適な態様において、前記副電源スイッチ８及び前記突入電流制限抵抗器４と直列接続された定電圧降下素子５０を有し、前記判定回路は、前記突入電流制限抵抗器４及び前記定電圧降下素子５０の電圧降下の合計を読み込んで前記突入電流制限抵抗器の電圧降下の大小を判定する。このようにすれば、副電源スイッチ８に漏れ電流が発生する時に前記判定回路に入力される信号電圧Ｖｘのレベルをほぼ前記定電圧降下素子５０の電圧降下分だけレベルシフトすることができるので、判定回路へ入力される信号電圧Ｖｘの電位を判定回路の高精度の信号処理たとえば電圧増幅処理にとって好適範囲とすることができ、その分だけは、汎用判定回路であっても判定を高精度に行うことができる。

なお、発明の理解を容易化するために特許請求の範囲には参考番号が付されているが、この番号が請求範囲を制限するものではないことはもちろんである。

本発明の好適態様を以下の実施例により具体的に説明する。

（回路説明）
実施例１の突入電流制限型電源スイッチ回路を図１を参照して説明する。

１はバッテリ（直流電源）、２は第１の主電源スイッチ（本発明で言う主電源スイッチ）、４は突入電流制限抵抗器、５は第２の主電源スイッチ、８はＭＯＳトランジスタからなる副電源スイッチ、１００は判定回路、３００は負荷側回路（本発明で言う電気負荷）である。負荷側回路３００は平滑コンデンサ６を含んでいる。

バッテリ１の正極端子は主電源スイッチ２を通じて負荷側回路３００に接続され、バッテリ１の負極端子は主電源スイッチ５を通じて負荷側回路３００に接続されている。副電源スイッチ８および突入電流制限抵抗器４は直列接続されて本発明で言う突入電流制限回路を構成し、この突入電流制限回路は主電源スイッチ２と並列に接続されている。突入電流制限抵抗器４の電圧降下ΔＶは判定回路１００に入力され、判定回路１００は、入力された突入電流制限抵抗器４の電圧降下に基づいて判定を行う。判定の詳細は、後述する。

負荷側回路３００に給電するには、まず、主電源スイッチ５と副電源スイッチ８とをオンし、突入電流制限抵抗器４を通じて平滑コンデンサ６を所定レベルまで充電した後、主電源スイッチ２をオンする。これにより、回路に大きな突入電流が流れるのを防止することができる。

なお、図１では、副電源スイッチ８および突入電流制限抵抗器４はバッテリ１の正極端子側に配置されているが、バッテリ１の負極端子側に配置してもよい。また、副電源スイッチ８は、図１に示すＭＯＳトランジスタの他、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ更には電磁リレーなどでもよい。更に、判定回路１００は、後述するように、オペアンプを用いたアナログ回路により構成できる他、デジタル回路やマイコン回路などにて処理することもできる。
（判定動作の説明）
判定回路１００の判定動作を以下に説明する。

主電源スイッチ５がオンし、主電源スイッチ２がオフし、副電源スイッチ８がオフしている状態において、突入電流制限抵抗器４の電圧降下ΔＶが所定のしきい値電圧Ｖthより大きいかどうかを判定し、大きければ副電源スイッチ８の漏れ電流が異常に大きいと判定する。この副電源スイッチ８の漏れ電流の異常増大は副電源スイッチ８の遮断不良故障につながることが多いので、判定結果に基づいて副電源スイッチ８の交換要求の表示などの対策を取ることができる。
（判定回路１００の具体的な構成例とその動作）
判定回路１００の具体例を図２を参照して説明する。ただし、上述した突入電流制限回路は、副電源スイッチ８と突入電流制限抵抗器４とを直列接続して構成されている。図２において、Ｘは副電源スイッチ８と突入電流制限抵抗器４との接続点、Ｙは副電源スイッチ８とバッテリ１と主電源スイッチ２との接続点、Ｚは突入電流制限抵抗器４と主電源スイッチ２との接続点である。

判定回路１００は、反転電圧増幅回路２５とコンパレータ２９とからなり、反転電圧増幅回路２５は、入力抵抗２６、帰還抵抗２７およびオペアンプ２８からなるオペアンプ式反転電圧増幅回路により構成されている。

副電源スイッチ８と突入電流制限抵抗器４との接続点Ｘの電位（信号電位）Ｖxは入力抵抗２６を通じてオペアンプ２８のー入力端に入力され、オペアンプ２８の＋入力端は接続点Ｚに接続されている。コンパレータ２９のー入力端にはオペアンプ２８が出力する信号電圧Ｖｓが入力され、コンパレータ２９の＋入力端にはしきい値電圧Ｖｔｈが入力される。反転電圧増幅回路２５の電圧増幅率は、入力抵抗２６と帰還抵抗２７との抵抗比により規定される。

図２に示す判定回路１００の判定動作を説明する。以下、簡単のために、接続点Ｚの電位を０Ｖと仮定するものとする。主電源スイッチ２をオンし、主電源スイッチ５および副電源スイッチ８をオフした状態にて、接続点Ｘの電位Ｖxを入力抵抗２６を通じてオペアンプ２８の−入力端に読み込む。接続点Ｚの電位を０Ｖと仮定しているので、接続点Ｘの電位は相対的に負となり、オペアンプ２８の信号電圧Ｖｓは＋となる。

コンパレータ２９はこの信号電圧Ｖｓとしきい値電圧Ｖｔｈとを比較して信号電圧Ｖｓがしきい値電圧Ｖｔｈより大きい場合に副電源スイッチ８の漏れ電流が異常に大きいことを示すローレベル電位（たとえば０Ｖ）を出力し、そうでない場合にハイレベル電位（正電位）を出力する。なお、図２では、しきい値電圧Ｖｔｈは、制御電源２４の電圧を抵抗３０、３１からなる分圧回路により分圧して構成している。

図２の回路において注目すべきことは、まず接続点Ｘの電位Ｖxが、接続点Ｚの電位すなわちオペアンプ２８の非反転増幅入力端子（＋入力端子）の電位よりも相対的に負電位となっており、反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９の電源電圧範囲よりも負側に逸脱していることである。しかし、この実施例では、オペアンプ２８を用いた反転電圧増幅回路２５を用いているので、上記したように負電位である接続点Ｘの電位Ｖxを問題なく電圧増幅することができる。つまり、判定回路１００の信号電位Ｖｘが負電位（接続点Ｚを０Ｖとする時）であるにもかかわらず、オペアンプ２８の−入力端の電位は仮想接地されているとみなすことができ、かつ、反転電圧増幅回路２５の出力電圧Ｖｓは正側に振れるため、反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９に制御電源２４から０〜所定の正電位Ｖdの範囲の電源電圧を印加すればよい。つまり、単一の制御電源２４の負側の出力端子を接続点Ｚに接続し、正側の出力端子を反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９の正側電源端子２８０、２８２に接続して電源電圧Ｖｄを印加するという簡単な制御電源の構成を採用することができる。

更に詳しく説明すると、制御電源２４は、オペアンプ２８の正側電源端子２８０に所定の＋電位を印加し、オペアンプ２８の負側電源端子２８１に０Ｖを印加しているので、オペアンプ２８は特別の回路構成を採用しない限り正電位の信号電圧しか出力できない。同様に、コンパレータ２９の正側電源端子２８２に所定の＋電位を印加し、コンパレータ２９の負側電源端子２８３に０Ｖを印加しているので、コンパレータ２９の入力端には正電位の信号電圧しか入力できない。そこで、この実施例では、オペアンプ２８を反転電圧増幅回路として用いることにより、オペアンプ２８の出力レベルを正電位（接続点Ｚを０Ｖとした場合）に維持することにより、信号電圧Ｖsが反転電圧増幅回路２５の動作可能出力電圧範囲およびコンパレータ２９の動作可能入力電圧範囲に維持している。これにより、単一の制御電源２４を用いるにもかかわらず、この制御電源２４の出力電圧範囲より負に振れている信号電位Ｖｘを問題なく増幅、比較処理することができる。

更に、図２の回路では、制御電源２４は、判定回路１００の電源をなすとともに、過電圧判定回路２００の電源も構成している。この過電圧判定回路２００は、トランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９（モータ駆動用インバータ回路としてもよい）に印加される直流電源電圧が所定の最大許容電圧値を超えたかどうかを判定する回路であって、抵抗１８、１９からなる分圧回路、抵抗２１、２２からなる分圧回路、及びコンパレータ２３により構成されている。

バッテリ１の電圧は、抵抗１８、１９からなる分圧回路により分圧されてコンパレータ２３の＋入力端に入力される。制御電源２４の出力電圧は抵抗２１、２２からなる分圧回路により分圧されてコンパレータ２３のー入力端に入力される。コンパレータ２３は、バッテリ１の電圧が所定しきい値電圧を超える場合にインバータ停止を指令するべくハイレベルとなる。このコンバータ停止信号は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９（本発明で言う電気負荷）に印加される直流電圧が所定レベルを超える過電圧である場合にＤＣ−ＤＣコンバータ回路９の停止を指令する指令信号である。

なお、図２におけるトランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９はトランス一次側に設けられた単相インバータ回路だけが図示されており、トランス二次側に設けられた整流回路や平滑回路やこの単相インバータ回路のスイッチング素子にＰＷＭ制御電圧を出力するＰＷＭ制御回路の図示は省略されている。もちろん、トランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９をモータ駆動用の三相インバータ回路に置換してもよい。
（変形態様１）
図２に示す回路の変形態様を図３を参照して説明する。この回路は、副電源スイッチ８と突入電流制限抵抗器４とからなる突入電流制限回路を主電源スイッチ２側に配置した場合における判定回路１００および過電圧判定回路２００を示す。図３に示す判定回路１００および過電圧判定回路２００は、図２に示すそれらと本質的に同じであり、効果も同じである。

ただし、図３に示す回路構成では、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタである副電源スイッチ８がソースホロワ動作となるため、図２に示すソース接地動作可能な副電源スイッチ８の方が性能が優れている。
（変形態様２）
図３に示す回路の変形態様を図４を参照して説明する。

図４に示す回路は、図３に示す回路においてコンパレータ２９、２３のしきい値電圧Ｖｔｈを発生するための分圧回路に、制御電源２４ではなく専用の定電圧電源２０から電源電圧を与える構成とした点をその特徴としている。なお、図３、図４において、抵抗３０、２１を定電圧ダイオードに変更してもよい。
（変形態様３）
図２に示す回路の変形態様を図５を参照して説明する。図５に示す回路は、図２に示す回路においてコンパレータ２９、２３のしきい値電圧Ｖｔｈを発生するための分圧回路に、制御電源２４ではなく専用の定電圧電源２０から電源電圧を与える構成とした点をその特徴としている。なお、図２、図５において、抵抗３１、２２を定電圧ダイオードに変更してもよい。
（変形態様４）
なお、上記各図においては、副電源スイッチ８はＭＯＳトランジスタにより構成されたが、それに限定されないことは当然である。
（変形態様５）
図４に示す回路の変形態様を図６を参照して説明する。

図６に示す回路は、図４に示す回路において反転電圧増幅回路２５のオペアンプ２８の一対の電源電圧端子（図２で言えば正側電源端子２８０及び負側電源端子２８１）と−入力端子との間にそれぞれダイオード１０、１１を接続したものである。これにより、−入力端子に入力される電圧がなんらかの要因により異常に高くなったり、異常に低くなったりするのを防止することができる。なお、図６では、図２で示したトランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９のうち単相インバータ回路９ａだけが図示され、トランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９の他の回路部分は図示省略されている。
（変形態様６）
図５に示す回路の変形態様を図７を参照して説明する。

図７に示す回路は、図５に示す回路において反転電圧増幅回路２５のオペアンプ２８の一対の電源電圧端子（図２で言えば正側電源端子２８０及び負側電源端子２８１）と−入力端子との間にそれぞれダイオード１０、１１を接続したものである。これにより、−入力端子に入力される電圧がなんらかの要因により異常に高くなったり、異常に低くなったりするのを防止することができる。なお、図７では、図２で示したトランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９のうち単相インバータ回路９ａだけが図示され、トランス型降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９の他の回路部分は図示省略されている。
（変形態様７）
図７に示す回路の変形態様を図８を参照して説明する。

図８に示す回路は、図７に示す回路において反転電圧増幅回路２５のオペアンプ２８の一対の入力端子のうち、非反転入力端子（＋入力端子）の電位を、上記０Ｖよりも所定のオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔだけ＋方向にオフセットしたものである。

具体的に説明すると、定電圧電源２０が出力する電圧は、抵抗３２、３３により構成される抵抗分圧回路により分圧されて、オペアンプ２８の非反転入力端子（＋入力端子）にオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔを印加する。

このようにすれば、オペアンプ２８の非反転入力端子（＋入力端子）の電位をオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔだけ持ち上げた分だけ、オペアンプ２８の出力電圧範囲の下限値を０Ｖより所定電位だけ持ち上げることができる。これにより、０Ｖ近傍にて出力電圧精度が低下する汎用オペアンプを採用しても精度を確保することができる。

なお、この変形態様と同様に、図６の回路においても抵抗３２、３３により構成される抵抗分圧回路によりオペアンプ２８の＋入力端にオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔを印加することができ、同様の効果を奏することはもちろんである。
（変形態様８）
図８に示す回路の変形態様を図９を参照して説明する。

図９に示す回路は、図８に示す回路において漏れ電流検出用の抵抗４と直列にダイオード５０を接続したものである。このようにすれば、副電源スイッチ８に漏れ電流が発生する時に、信号電圧Ｖｘをダイオード５０の順方向電圧降下（約０．６〜０．７Ｖ）だけ負方向にオフセットすることができる。その結果、副電源スイッチ８をオンして副電源スイッチ８及び抵抗４を通じて流す電流を確保するため抵抗値ｒ４が比較的小さく設定される抵抗４を用いることにより、副電源スイッチ８の漏れ電流による抵抗４の電圧降下が小さい場合でも汎用のオペアンプ２８により高精度でそれを検出することが可能となる。

すなわち、副電源スイッチ８に漏れ電流Ｉｘが流れ、ダイオード５０に順方向電圧降下ΔＶｆが生じる場合、信号電圧Ｖｘは抵抗４の電圧降下ｒ４・Ｉｘ＋ΔＶｆとなって、図２の場合よりもΔＶｆだけ負となる。これは、実質的に漏れ電流がΔＶｆ／ｒ４だけ増加したことに相当し、その分だけオペアンプの出力電圧Ｖｓは正にアップする。したがって、オフセット電流やオフセット電圧のばらつきにより、小さい漏れ電流の検出が困難な汎用オペアンプを用いても高精度で副電源スイッチ８の漏れ電流検出が可能となるわけである。これに対して、漏れ電流が実質的に０とみなせるような状況では、ダイオード５０の順方向電圧降下も略０Ｖと見なすことができ、オペアンプ２８の出力電圧Ｖｓは図８と同様に小さい値となる。すなわち、このダイオード５０は、漏れ電流の小電流域にて漏れ電流による信号電圧Ｖｘを非線形増幅する効果を有している。

なお、ダイオード５０は、複数直列接続して漏れ電流が流れる場合におけるその電圧ドロップ量を更に大きくしてもよく、ダイオード５０としてＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードやツェナーダイオードやショットキーダイオードを採用しても良い。また、抵抗４とダイオード５０とは図９に示す場合と逆に接続してもよい。更に、ダイオード５０を、図３の回路において抵抗４と直列に設けてもよく、この場合には、ダイオード５０の向きは逆方向となる。

（実施例効果）
なお、上記した実施例及び各変形態様における副電源スイッチ８の漏れ電流検出は、主電源スイッチ２をオンし主電源スイッチ５をオフした状態又は主電源スイッチ５をオンし主電源スイッチ２をオフした状態、すなわち、副電源スイッチ８側の主電源スイッチをオフし、他方の主電源スイッチをオンした状態にて行われる。この時、副電源スイッチ８の漏れ電流は、電源１、主電源スイッチ２、抵抗１８、１９、抵抗４（ダイオード５０を用いる場合はダイオード５０を含める）、副電源スイッチ８、電源１の順に流れか、もしくは、電源１、副電源スイッチ８、抵抗４（ダイオード５０を用いる場合はダイオード５０を含める）、抵抗１８、１９、主電源スイッチ５、電源１の順に流れる。つまり、過電圧を検出するための過電圧判定回路２００の直流電源電圧分圧用の分圧回路の抵抗１８、１９が、副電源スイッチ８の漏れ電流検出時における漏れ電流通電回路の一部を兼ねており、その分だけ回路構成が簡素とすることができている。

また、漏れ電流検出時には、インバータ回路９ａの各スイッチング素子はオフされていることが好ましい。従って、この状態においては、実際には０Ｖとみなした接続点Ｚの電位は実際には、直流電源１の負極端子からみた場合、相当に＋電位となっていることに注意されたい。

実施例１の突入電流制限型電源スイッチ回路を示す回路図である。 図１の判定回路の具体構成を示す回路図である。 図２の変形態様を示す回路図である。 図３の変形態様を示す回路図である。 図２の変形態様を示す回路図である。 図４の変形態様を示す回路図である。 図５の変形態様を示す回路図である。 図７の変形態様を示す回路図である。 図８の変形態様を示す回路図である。 従来の突入電流制限型電源スイッチ回路の一例を示す回路図である。

符号の説明

１ バッテリ（直流電源）
２ 第１主電源スイッチ（主電源スイッチ）
４ 突入電流制限抵抗器
５ 第２主電源スイッチ（主電源スイッチ）
６ 平滑コンデンサ
８ 副電源スイッチ
９ コンバータ回路
１８ 抵抗
２０ 定電圧電源
２１ 抵抗
２３ コンパレータ
２４ 制御電源
２５ 反転電圧増幅回路
２６ 入力抵抗
２７ 帰還抵抗
２８ オペアンプ
２９ コンパレータ
３０ 抵抗
３１ 抵抗
１００ 判定回路
２００ 過電圧判定回路
２８０ 正側電源端子
２８１ 負側電源端子
２８２ 正側電源端子
２８３ 負側電源端子
３００ 負荷側回路（電気負荷）

Claims (6)

1. 大きな入力静電容量をもつ電気負荷と直流電源とを接続する主電源スイッチと、前記主電源スイッチと並列接続される突入電流制限回路とを備え、前記突入電流制限回路は、前記直流電源から前記電気負荷へ電流を給電するに際して前記主電源スイッチに先行して導通される副電源スイッチと、前記副電源スイッチと直列接続される突入電流制限抵抗器とを有する車両用突入電流制限型電源スイッチ回路において、
   前記主電源スイッチがオフし、かつ、前記副電源スイッチがオフしている時の前記突入電流制限抵抗器の電圧降下が所定しきい値を超えるかどうかを判定し、超える場合に副電源スイッチの不良と判定する判定回路を有することを特徴とする車両用突入電流制限型電源スイッチ回路。
2. 請求項１記載の車両用突入電流制限型電源スイッチ回路において、
   前記副電源スイッチは、半導体スイッチング素子からなることを特徴とする車両用突入電流制限型電源スイッチ回路。
3. 請求項２記載の車両用突入電流制限型電源スイッチ回路において、
   前記副電源スイッチ８と前記突入電流制限抵抗器４との接続点をＸ、前記副電源スイッチ８と前記主電源スイッチ２又は５との接続点をＹ、前記主電源スイッチと前記突入電流制限抵抗器４との接続点をＺとする時、
   前記判定回路は、
   前記接続点Ｘの電位が入力抵抗素子２６を通じて−入力端に入力され、前記接続点Ｚの電位が＋入力端に入力されるオペアンプ２８を有する反転電圧増幅回路２５と、
   前記反転電圧増幅回路２５の出力電圧と所定しきい値電圧Ｖｔｈとを比較して前記副電源スイッチ８の漏れ電流不良を判定するコンパレータ２９と、
   負極端が前記反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９の負の電源端子に接続され、正極端が前記反転電圧増幅回路２５およびコンパレータ２９の正の電源端子に接続される制御電源２４と、
   を有することを特徴とする車両用突入電流制限型電源スイッチ回路。
4. 請求項３記載の車両用突入電流制限型電源スイッチ回路において、
   前記副電源スイッチ８をなすＮチャンネルＭＯＳトランジスタの一つの主電極端子は、前記直流電源の一対の電極端子の一方と前記主電源スイッチの一端との接続点に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの他の一つの主電極端子は、前記突入電流制限抵抗器４を通じて前記主電源スイッチの他端に接続されていることを特徴とする車両用突入電流制限型電源スイッチ回路。
5. 請求項３記載の車両用突入電流制限型電源スイッチ回路において、
   前記反転電圧増幅回路２５の非反転入力端子の電位を前記接続点Ｚの電位よりも所定のオフセット電位Ｖｏｆｆｓｅｔだけオフセットさせるオフセット回路３２、３３を有していることを特徴とする車両用突入電流制限型電源スイッチ回路。
6. 請求項２記載の車両用突入電流制限型電源スイッチ回路において、
   前記副電源スイッチ８及び前記突入電流制限抵抗器４と直列接続された定電圧降下素子５０を有し、
   前記判定回路は、前記突入電流制限抵抗器４及び前記定電圧降下素子５０の電圧降下の合計を読み込んで前記突入電流制限抵抗器の電圧降下の大小を判定することを特徴とする車両用突入電流制限型電源スイッチ回路。

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