JP2005080401A - 変化量サンプリング方式 - Google Patents

Abstract

【課題】複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式において、実発振周波数が定格周波数と大幅に異なる低性能発振器を使用した場合でも、サンプリング同期をとることを可能にする。
【解決手段】差動リレ−のように、主局１、従局２のような複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器１１，２１の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式において、少なくとも一方の前記サンプリングの周期Ｔｊを対応発振器の発振周波数の固有の誤差Δｆに対応して変更する。
【選択図】図２

Description

この発明は、複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式に関するものである。

電流差動リレ−等においては、複数地点の電流（電気的変化量の信号）を、各地点の発振器の発振周波数から得られるクロック信号に基づき各地点において同期してサンプリングし、同じ時点でサンプリングした各地点の電流から内部故障時に動作出力を出す。

例えば、特開平１−２４０１４号公報（特許文献１）の図１に見られるような、母線間の送電線の内部故障を判別し内部故障の送電線を切り離す電流差動リレ−システムにおいては、送電線両端で電流（電気的変化量の信号）を検出し、当該両端の電流から内部故障であると各端の継電装置（リレ−）が判断した場合、当該送電線の各端の継電装置（リレ−）は送電線両端の遮断器をトリップさせて内部故障のある送電線を切り離す。

各端の継電装置（リレ−）は、自端の電流（電気的変化量の信号）を相手端の継電装置（リレ−）に送る。各端の継電装置（リレ−）は、自端の電流（電気的変化量の信号）と相手端から送られてきた電流（電気的変化量の信号）とから内部故障であるかどうか判断し、内部故障であると判断した場合に遮断器をトリップさせる為の動作出力を出す。

内部故障であるかどうか判断する為の自端の電流（電気的変化量の信号）と相手端から送られてきた電流（電気的変化量の信号）とは同じ時点でサンプリングされた電流（電気的変化量の信号）である必要があるため、サンプリングの基準となる自端のクロック信号と相手端のクロック信号とが同期していなければならない。

サンプリングの基準となる自端のクロック信号と相手端のクロック信号とが同期するように、各端の継電装置（リレ−）の発振器は、各端が同一発振周波数となるように定格周波数が同一の高性能発振器が使用される。また、自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）が零となるようにサンプリング同期機能が採用されている。

自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）を零にするサンプリング同期方法として、例えば特公昭６４−８９０号公報（特許文献２）のように、一方端の継電装置（リレ−）（通称「主局」）のクロック信号を基準として他方端の継電装置（リレ−）（通称「従局」）のクロック信号の発生時点を調整する方法がある。

特開平１−２４０１４号公報（図１及びその説明） 特公昭６４−８９０号公報（「発明の概要」の欄）

差動リレ−のように、複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式においては、前述のように、各端が同一発振周波数となるように定格周波数が同一の高性能発振器が使用され、また、自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）が零となるようなサンプリング同期機能が採用されている。このような変化量サンプリング方式において、例えば、高性能発振器に代え、価格が数分の一から数十分の一の低性能発振器を使用することを試みたところ、このような低性能発振器では、その実発振周波数が定格発振周波数と１０％前後も異なることが分かった。また、このような低性能発振器を使用した場合、最悪の場合は、サンプリング同期がとれないことが分かった。

この発明は、前述のような実情に鑑みてなされたもので、実発振周波数が定格周波数と大幅に異なる低性能発振器を使用した場合でも、サンプリング同期をとることを可能にすることを目的とするものである。

この発明に係る変化量サンプリング方式は、複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式において、少なくとも一方の前記サンプリングの周期を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更するものである。

この発明は、複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式において、少なくとも一方の前記サンプリングの周期を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更するので、実発振周波数が定格周波数と大幅に異なる低性能発振器を使用した場合でも、サンプリング同期をとることが可能となる効果がある。

以下、この発明を差動リレ−に適用する場合の事例を、実施の形態１〜実施の形態４として説明する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１を図１〜図５により説明する。図１は差動リレ−システムの概略構成の一例を示す接続図、図２は図１における一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図、図３は前記主局（差動リレ−装置１）及び前記従局（差動リレ−装置２）が共に高性能発振器である従来装置における従前から行っているサンプリング同期機能の説明図、図４は前記主局（差動リレ−装置１）及び前記従局（差動リレ−装置２）が共に高性能発振器である従来装置において従前から行っているサンプリング同期機能により自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）が零となっている状態の一例を示す図、図５は前記主局（差動リレ−装置１）で高性能発振器を使用し、前記従局（差動リレ−装置２）では低性能発振器を使用する場合において、サンプリングの周期を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更する機能（この発明の特徴点）の一例を説明する説明図である。

最初に図１により差動リレ−システムの概略構成及び機能を説明し、その後、図２により一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の詳細機能構成及び機能を説明する。

図１において、母線Ｂ１，Ｂ２間の送電線Ｌの両端（Ａ端，Ｂ端）に、内部故障時に前記送電線Ｌを前記母線Ｂ１，Ｂ２から切り離す遮断器ＣＢ１，ＣＢ２が設けられている。前記送電線ＬのＡ端には、前記遮断器ＣＢ１より前記母線Ｂ１寄りに変流器ＣＴ１が、前記送電線ＬのＢ端には、前記遮断器ＣＢ２より前記母線Ｂ２寄りに変流器ＣＴ２が、それぞれ設けられている。

前記変流器ＣＴ１の出力、即ち前記送電線ＬのＡ端における電流、を差動リレ−装置（主局）１が入力する。前記変流器ＣＴ２の出力、即ち前記送電線ＬのＢ端における電流、を差動リレ−装置（従局）２が入力する。

前記差動リレ−装置（主局）１は主としてリレ−機能部１ａと送受信機能部１ｂとから構成されている。前記差動リレ−装置（従局）２は主としてリレ−機能部２ａと送受信機能部２ｂとから構成されている。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記送受信機能部１ｂは、自端（Ａ端）のサンプリングした送電線電流信号を前記差動リレ−装置（従局）２の前記送受信機能部１ｂに送信すると共に、前記差動リレ−装置（従局）２の前記送受信機能部１ｂから送信された相手端（Ｂ端）のサンプリングした送電線電流信号を受信する。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記送受信機能部１ｂは、自端（Ｂ端）のサンプリングした送電線電流信号を前記差動リレ−装置（主局）１の前記送受信機能部１ｂに送信すると共に、前記差動リレ−装置（主局）１の前記送受信機能部１ｂから送信された相手端（Ａ端）のサンプリングした送電線電流信号を受信する。

前記差動リレ−装置（主局）１及び前記差動リレ−装置（従局）２においては、各々の前記リレ−機能部１ａが、前記自端のサンプリングした送電線電流信号と前記送信された相手端のサンプリングした送電線電流信号とから周知の差動電流要素（図示省略）と抑制電流要素（図示省略）と波形判別要素等の外部故障検出要素（図示省略）とから、内部故障であるかどうかを判定し、内部故障であると判定すると、前記差動リレ−装置（主局）１は対応する前記遮断器ＣＢ１をトリップさせ、前記差動リレ−装置（従局）２は対応する前記遮断器ＣＢ２をトリップさせる。これら遮断器ＣＢ１および前記遮断器ＣＢ２の双方のトリップにより前記送電線Ｌは前記母線Ｂ１，Ｂ２から切り離される。

前記リレ−機能部１ａが内部故障であるかどうかを判定する場合に使用される前記自端のサンプリングした送電線電流信号と相手端のサンプリングした送電線電流信号とは、同時刻にサンプリングした送電線電流信号である必要があることから、サンプリングの基準となる自端のクロック信号と相手端のクロック信号とが同期していなければならない。従って自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）が零となるように機能する従前のサンプリング同期機能を有している。

自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）を零にするサンプリング同期方法は、前記差動リレ−装置（主局）１のクロック信号を基準として、前記差動リレ−装置（従局）２のクロック信号の発生時点を調整する事例を採用してあり、そのための機能構成、及びサンプリングの周期自体を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更する機能（この発明の特徴点）の構成を図２に示してある。

図２において、前記差動リレ−装置（主局）１は、発振器１１と、分周機能１２と、Ａ／Ｄ変換機能１３と、送信デ−タ保存エリア１４と、送信デ−タＰ→Ｓ変換機能１５と、受信デ−タＳ→Ｐ変換機能１６と、受信デ−タ保存エリア１７と、同期誤差計測機能（Ｔｍ）１８と、同期フラグ返送機能１１０と、時計機能１１１とを有している。

前記差動リレ−装置（従局）２は、発振器２１と、分周機能２２と、Ａ／Ｄ変換機能２３と、送信デ−タ保存エリア２４と、送信デ−タＰ→Ｓ変換機能２５と、受信デ−タＳ→Ｐ変換機能２６と、受信デ−タ保存エリア２７と、同期誤差計測機能（Ｔｓ）２８と、同期用調整量算出機能（ΔＴ）２９と、時計機能２１１と、固定誤差補償機能（Δｔ）２１２と、自局発振器誤差デ−タ２１３とを有している。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記発振器１１は、メガヘルツ（ＭＨｚ）レベルの定格発振周波数を有し、実発振周波数が定格発振周波数と同じ高性能発振器で、水晶発振器等が使用される。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記分周機能１２は、前記発振器１１の出力を入力し、前記差動リレ−装置（主局）１における送電線電流信号（前記ＣＴ１の出力）のサンプリングが所定のサンプリング周期となるように、前記発振器１１の出力周波数より低い周波数に分周してクロック信号（サンプリングタイミングを決定する信号）を出力する。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記Ａ／Ｄ変換機能１３は、前記分周機能１２からのクロック信号によって決まるサンプリングタイミングに送電線電流信号（前記ＣＴ１の出力）をサンプリングし、当該サンプリングした電流デ−タ等をＡ／Ｄ変換（アナログ／ディジタル変換）した後、ディジタル電流デ−タ等を前記送信デ−タ保存エリア１４に一時的に保存させる。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記送信デ−タＰ→Ｓ変換機能１５は、前記送信デ−タ保存エリア１４に保存されているＡ端側のディジタル電流デ−タ等がコンピュ−タで扱えるビットパラレル（バイト列）の形態であることから、当該ビットパラレル形態のディジタル電流デ−タ等を時系列のビット列（シリアル信号）に変換し、当該時系列のビット列（シリアル信号）形態のディジタル電流デ−タ等を、相手端の前記差動リレ−装置（従局）２へ送信する。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記受信デ−タＳ→Ｐ変換機能１６は、相手端の前記差動リレ−装置（従局）２から送信された時系列ビットデ−タを、コンピュ−タで扱えるビットパラレル（バイト列）の形態に変換して前記受信デ−タ保存エリア１７に一時的に保存させる。

前記差動リレ−装置（主局）１の同期誤差計測機能（Ｔｍ）１８は、自端のサンプリングタイミングと、相手端の前記差動リレ−装置（従局）２から送信された時系列ビットデ−タに同期フラグが含まれる時間Ｔｍとを計算し、その結果を、相手端の前記差動リレ−装置（従局）２へ送信するために、前記送信デ−タ保存エリア１４に一時的に保存させる。

前記差動リレ−装置（主局）１の前記同期フラグ返送機能１１０は、相手端の前記差動リレ−装置（従局）２から送信された時系列ビットデ−タに含まれる同期フラグを、相手端の前記差動リレ−装置（従局）２へ返送するために、前記送信デ−タ保存エリア１４に一時的に保存させる。

なお、前記差動リレ−装置（主局）１でのサンプリングタイムは変更しないので、前記差動リレ−装置（主局）１の分周機能１２がサンプリング周期がＴとなるクロック信号を発信するように、当該分周機能１２にはサンプリング周期Ｔに相当する時間信号の固定値が常時通知される。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記発振器２１は、前記差動リレ−装置（主局）１の発振器１１と同じ定格発振周波数の発振器で、前記差動リレ−装置（主局）１の発振器１１に比べその価格が数十分の一から数百分の一の低性能発振器であり、例えば、その実発振周波数が定格発振周波数と１０％前後異なるようなものである。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２は、前記発振器２１の出力を入力して当該出力をカウントし所定数カウント（以下「動作カウント数」と呼称する）すればパルスを発生する動作を繰り返すもので、周波数変換機能を有するものである。また、この分周機能２２は、後述の同期用調整量算出機能（ΔＴ）２９の出力により、前記差動リレ−装置（従局）２における送電線電流信号（前記ＣＴ２の出力）のサンプリングが前記差動リレ−装置（主局）１におけるサンプリングタイムと同じ時刻に行われ且つ前記差動リレ−装置（主局）１におけるサンプリング周期と同じサンプリング周期となるように、前記発振器２１の出力周波数より低い周波数に分周して所定のクロック信号（所定のサンプリングタイミングを決定する信号）を出力する。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記Ａ／Ｄ変換機能２３は、前記分周機能２２からのクロック信号によって決められるサンプリングタイミングに送電線電流信号（前記ＣＴ２の出力）をサンプリングし、当該サンプリングした電流デ−タ等をＡ／Ｄ変換（アナログ／ディジタル変換）した後、ディジタル電流デ−タ等を前記送信デ−タ保存エリア２４に一時的に保存させる。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記送信デ−タＰ→Ｓ変換機能２５は、前記送信デ−タ保存エリア２４に保存されているＢ端側のディジタル電流デ−タ等がコンピュ−タで扱えるビットパラレル（バイト列）の形態であることから、当該ビットパラレル形態のディジタル電流デ−タ等を時系列のビット列（シリアル信号）に変換し、当該時系列のビット列（シリアル信号）形態のディジタル電流デ−タ等を、相手端の前記差動リレ−装置（主局）１へ送信する。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記受信デ−タＳ→Ｐ変換機能２６は、相手端の前記差動リレ−装置（主局）１から送信された時系列ビットデ−タを、コンピュ−タで扱えるビットパラレル（バイト列）の形態に変換して前記受信デ−タ保存エリア２７に一時的に保存させる。

前記差動リレ−装置（従局）２の同期誤差計測機能（Ｔｓ）２８は、自端のサンプリングタイミングと、相手端の前記差動リレ−装置（主局）１から送信された時系列ビットデ−タに同期フラグが含まれる時間Ｔｓとを計算し、その結果を、相手端の前記差動リレ−装置（主局）１へ送信するために、前記送信デ−タ保存エリア２４に一時的に保存させる。

前記差動リレ−装置（従局）２の同期用調整量算出機能（ΔＴ）２９は、前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２に対し、当該分周機能２２のクロック信号発生間隔（所定サンプリング周期Ｔ）を決める所定サンプリング周期Ｔ指定信号を出力する（前記分周機能２２の前記動作カウント数を通知する）ものである。また、この同期用調整量算出機能（ΔＴ）２９は、従前の同期方式を司る機能も有しており、前記受信デ−タ保存エリア２７に保存された前記差動リレ−装置（主局）１からの受信デ−タ中の前記時間Ｔｍと前記自端の時間Ｔｓとから、前記差動リレ−装置（主局）１のクロック信号の発生時刻（前記分周機能１２のサンプリングタイミング発生時刻）と前記差動リレ−装置（従局）２のクロック信号の発生時刻（前記分周機能２２のサンプリングタイミング発生時刻）との差、即ち同期誤差ΔＴ、を導出し、同期誤差ΔＴが在れば、当該同期誤差ΔＴが零となるように、前記分周機能２２へクロック発生時刻調整信号を出力し、前記同期誤差ΔＴが零となれば、或いは元々前記同期誤差ΔＴが零であれば、前記分周機能２２に対し、前記差動リレ−装置（主局）１の分周機能１２への所定サンプリング周期Ｔ指定信号と同じ所定サンプリング周期Ｔ指定信号を出力する。

つまり、図３（ａ）に示すように、前記差動リレ−装置（主局）１のクロック信号の発生時刻（前記分周機能１２のサンプリングタイミング発生時刻）と前記差動リレ−装置（従局）２のクロック信号の発生時刻（前記分周機能２２のサンプリングタイミング発生時刻）との差、即ち同期誤差ΔＴがあれば（ΔＴ＝α）、当該同期誤差ΔＴが零となるように、即ち図３（ｂ）に示す状態となるように、前記分周機能２２への信号を調整し、前記同期誤差ΔＴが零となれば、或いは元々前記同期誤差ΔＴが零であれば（元々図３（ｂ）に示す状態であれば）、前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２に対し、前記差動リレ−装置（主局）１の分周機能１２への時間信号Ｔと同じ時間信号Ｔが供給され、前記差動リレ−装置（主局）１および前記差動リレ−装置（従局）２は、共に同じサンプリング周期Ｔで、同じサンプリングタイミング（t11＝t21，t12＝t22，t13＝t23，・・・）で、対応送電線電流（対応ＣＴ１，ＣＴ２の出力）のサンプリングが行われる。

前記同期誤差ΔＴの導出方法は、周知であるが、前記差動リレ−装置（従局）２の送信デ−タが前記差動リレ−装置（主局）１へ到達するまでの上り（Ｆ０）の伝送遅延時間と前記差動リレ−装置（主局）１の送信デ−タが前記差動リレ−装置（従局）２へ到達するまでの下り（Ｆ１）の伝送遅延時間とが等しく、共に時間Ｔｄであることを前提として、次のように表される。
Ｔｄ＝Ｔｍ＋ΔＴ＋ｉＴ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（式１）
Ｔｄ＝Ｔｓ−ΔＴ＋ｊＴ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（式２）
２ΔＴ＝Ｔｓ−Ｔｍ＋（ｊ−ｉ）Ｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・（式３）
ΔＴ＝（Ｔｓ−Ｔｍ）／２・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（式４）
但し、ｉ：整数（図３（ａ）の場合は、ｉ＝１）
ｊ：整数（Ｔｓ＜Ｔｍの時：ｊ＝ｉ＋１、Ｔｓ≧Ｔｍ時：ｊ＝ｉ）

前記式１と前記式２との差をとりΔＴについて整理すれば、前記式３となり、更にＴｓ＜Ｔｍの時はＴｓ＋Ｔを新たにＴｓとすると、前記式３の（ｊ−ｉ）Ｔの項（即ちＴの倍数）は消去でき、前記式３は、前記式４と表すことができる。従って、前記差動リレ−装置（従局）２において、前記式４を計算し、前記同期誤差ΔＴが零となるように前記差動リレ−装置（従局）２のサンプリングタイミングt21，t22，・・・をずらしていく（分周機能２２の出力クロック信号の発生時点をずらしていく）ことで、各々独立してサンプリングする前記差動リレ−装置（主局）１のサンプリングと前記差動リレ−装置（従局）２のサンプリングとが同期する。

前記同期誤差ΔＴが零である状態を示す図３（ｂ）に示されるように、前記差動リレ−装置（従局）２は、送信デ−タ中に含ませたサンプリング同期フラグを送出してから前記差動リレ−装置（主局）１の同期フラグ返送機能１１０によって返送されてくるまでの時間Ｔ０を測定し、この時間Ｔ０と、先に測定した前記時間Ｔｓおよび前記サンプリング周期Ｔとから、伝送遅延時間Ｔｄを、以下の式５により算出する。
Ｔｄ＝Ｔ０／２−Ｔ＋Ｔｓ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（式５）

前記式５で伝送遅延時間Ｔｄを算出することにより、前記差動リレ−装置（主局）１及び前記差動リレ−装置（従局）２の各々において、相手端の差動リレ−装置から送られてくるデ−タが自端の差動リレ−装置のサンプリング時刻に対し、どの程度遅れたデ−タであるか判明するため、同一時刻にサンプリングした自端のサンプリングデ−タと相手端のサンプリングデ−タとを使用した差動リレ−演算（差動電流、抑制電流、波形検出などの演算）が可能となる。

一方、前記差動リレ−装置（従局）２の前記発振器２１は、前述のように、前記差動リレ−装置（主局）１の発振器１１と同じ定格発振周波数の発振器で、前記差動リレ−装置（主局）１の発振器１１に比べその価格が数十分の一から数百分の一の低性能発振器であり、例えば、その実発振周波数が定格発振周波数と１０％前後異なるようなものである。

また、前記差動リレ−装置（従局）２の前記自局発振器誤差デ−タ２１２は、前記発振器２１の定格発振周波数と実発振周波数との差Δｆ（前記発振器２１の発振周波数の固有の誤差）が固定値（差周波数、％（実発振周波数／定格発振周波数）、或いはＰＰＭ（パ−ツ・パ−・メガヘルツ））として保存されるものである。なお、前記発振器２１の定格発振周波数と実発振周波数との差Δｆは、前記発振器２１を前記差動リレ−装置（従局）２に搭載する前に測定しておくか、搭載後に測定する。

前記差動リレ−装置（従局）２の前記固定誤差補償機能（Δｔ）２１３は、前記自局発振器誤差デ−タ２１２に保存の前記Δｆに対応する固定値により、前記発振器２１の定格発振周波数と実発振周波数との差Δｆの影響が無くなるように、即ち、前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２の出力クロック信号の周期が、前記発振器２１の定格発振周波数を対象とした論理上の出力クロック信号の周期と同じになるように、換言すれば、前記差動リレ−装置（主局）１の前記分周機能１２の出力クロック信号の周期と同じになるように、前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２への前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を、前記発振器２１の定格発振周波数に対して所定サンプリング周期となるように設定する前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を、前記発振器２１の定格発振周波数と実発振周波数との差Δｆを加算（実発振周波数が定格発振周波数より高い場合は減算）した所定サンプリング周期Ｔ指定信号に固定的に変更する。

換言すれば、前記差動リレ−装置（従局）２の分周機能２２の出力である前記クロック信号の周期（前記サンプリング周期）は、前記差動リレ−装置（従局）２の前記発振器２１の実発振周波数に依存するので、前記発振器２１の定格発振周波数と実発振周波数との差Δｆの影響が無くなるように、前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２の出力クロック信号の周期が、前記差動リレ−装置（主局）１の前記分周機能１２の出力クロック信号の周期と同じになるように、前記差動リレ−装置（従局）２の前記分周機能２２への前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を固定的に変更しなければ、前記差動リレ−装置（従局）２の前記発振器２１を、その定格発振周波数が前記差動リレ−装置（主局）１の前記発振器１１の定格発振周波数と同じものとしてあっても、前記差動リレ−装置（従局）２の分周機能２２の出力である前記クロック信号の周期（前記サンプリング周期）は、前記差動リレ−装置（主局）１の分周機能１２の出力クロック信号の周期（前記差動リレ−装置（主局）１側の前記サンプリング周期）と同じにはならない。

前記差動リレ−装置（従局）２の分周機能２２への前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を固定的に変更する必要性の概念を、図４及び図５により以下に説明する。

図４は、前記主局（差動リレ−装置１）及び前記従局（差動リレ−装置２）が共に高性能発振器を使用してあり（従来装置）、サンプリング同期機能（従前から行っているサンプリング同期機能）により自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差が零（同期誤差ΔＴ＝０）となっている状態を示してある。

図４に示されているように、主局（差動リレ−装置１）のサンプリング時刻ｔ11，ｔ12，ｔ13，・・・ｔ1ｍ1，ｔ1ｍ2，ｔ1ｍ3・・・と、従局（差動リレ−装置２）のサンプリング時刻ｔ21，ｔ22，ｔ23，・・・ｔ2ｍ1，ｔ2ｍ2，ｔ2ｍ3・・・との時間的関係は、前記ｔ11＝ｔ21，ｔ12＝ｔ22，ｔ13＝ｔ23，・・・ｔ1ｍ1＝ｔ2ｍ1，ｔ1ｍ2＝ｔ2ｍ2，ｔ1ｍ3＝ｔ2ｍ3となっている。

また、主局（差動リレ−装置１）のサンプリング周期Ｔｍと従局（差動リレ−装置２）のサンプリング周期Ｔｊとの時間的関係は、Ｔｍ＝Ｔｊである。

従って、図４において、主局（差動リレ−装置１）のサンプリング時刻ｔ11と従局（差動リレ−装置２）のサンプリング時刻ｔ21とが同期し、これら時刻ｔ11，ｔ21間に差が無い場合、即ちこれら時刻ｔ11，ｔ21において同期誤差ΔＴ＝０の場合、前記サンプリング時刻ｔ13，ｔ23の後、或る任意時間経過後、主局（差動リレ−装置１）のサンプリング時刻ｔ1ｍ1と従局（差動リレ−装置２）のサンプリング時刻ｔ2ｍ1とは同期したままであり、同期誤差ΔＴ＝０を維持している。

一方、前記従局（差動リレ−装置２）の前記発振器２１を安価な低性能発振器とした場合、その定格発振周波数を対象にして、前記分周機能２２に対し、前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期）と同じにするために、前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を与えると（前記分周機能２２の前記動作カウント数を与えると）、前記従局（差動リレ−装置２）の安価な低性能発振器２１の実発振周波数はその定格発振周波数と異なるので、前記従局（差動リレ−装置２）の前記分周機能２２の実際の出力パルスの周期（サンプリング周期）は、前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期）とは異なる周期となる。

図５（ａ）に、前記従局（差動リレ−装置２）の前記発振器２１として定格発振周波数より実発振周波数の方が可成り高い安価な低性能発振器を使用した場合において、前述のように、定格発振周波数を対象にして、前記分周機能２２に対し、前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期）と同じにするために、前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を与えた場合（前記分周機能２２の前記動作カウント数を与えた場合）の、前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング周期Ｔｍと、前記従局（差動リレ−装置２）側の実サンプリング周期Ｔｊとの関係を示してある。

図５（ａ）に示すように、前記主局（差動リレ−装置１）側においては、各サンプリング時刻ｔ11，ｔ12，ｔ13，・・・ｔ1ｍ1，ｔ1ｍ2，ｔ1ｍ3間の各時間（サンプリング周期）Ｔｍは何れも同じである。

一方、前記従局（差動リレ−装置２）側においては、定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻ｔ2ｔ2（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔ12と同じ時刻）に対し、実発振周波数による実サンプリング時刻ｔ2ｊ2は、Δｔ1だけ早い。更に、定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻ｔ2ｔ3（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔ13と同じ時刻）に対しては、実発振周波数による実サンプリング時刻ｔ2ｊ3は、Δｔ2早く、しかもΔｔ2＞Δｔ1となる。つまり、サンプリング回数が進むにつれ、定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻と実発振周波数による実サンプリング時刻との差（Δｔ）は累積されていく。

従って、前記従局（差動リレ−装置２）の前記発振器２１として定格発振周波数と実発振周波数との差が大きい発振器（可成り安価な可成り低性能な発振器）を使用した場合、
図５（ａ）に示すように、数秒間後における前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔ1ｍ2の時点においては、前記従局（差動リレ−装置２）側の定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻ｔ2ｔｍ2に対し、実発振周波数による実サンプリング時刻ｔ2ｊｍ2はΔｔｍ2も進む。更に、前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔ1ｍ3の時点においては、前記従局（差動リレ−装置２）側の定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻ｔ2ｔｍ3に対し、実発振周波数による実サンプリング時刻ｔ2ｊｍ3はΔｔｍ3も進む。そして前記Δｔｍ2と前記Δｔｍ3との時間の関係は、Δｔｍ2＜Δｔｍ3となる。また、前記従局（差動リレ−装置２）側の実際のサンプリング周期Ｔｊと前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング周期Ｔｍとの時間的関係は、前記従局（差動リレ−装置２）の前記発振器２１の実発振周波数が定格周波数より高いので、図５（ａ）においてはＴｊ＜Ｔｍとなっている。

従来のサンプリング同期方式では、前記同期誤差ΔＴが一定値を越えた場合に、同期はずれ状態として、実サンプリング周期Ｔｊを、例えば一定のサンプリング間隔でＴｊ＋αに変更して、同期誤差ΔＴを零としようとしている。低性能の発信器を用いた場合は、図５のΔｔｍ2，Δｔｍ3，Δｔｍ4・・・の増加スピ−ドが速いと、実サンプリング周期Ｔｊを、一定のサンプリング間隔でＴｊ＋αに変更しても、サンプリング同期がとれない場合が発生する。また、たとえサンプリング同期がとれる範囲のΔｔｍ2，Δｔｍ3，Δｔｍ4・・・の増加スピ−ドであったとしても、高頻度で同期はずれ状態となり、また同期状態に戻るのに時間がかかることになる。なお、前述の電流作動リレ−装置では、同期はずれ状態では基本的に装置として機能しないよう別途シ−ケンスロジック処理を実施していることから、低性能な発信器を使用することは、事実上不可能になる。

従って、この発明の実施の形態１においては、図５（ａ）における前記定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻と前記実発振周波数による実サンプリング時刻との差であるΔｔ1，Δｔ2・・・Δｔｍ2，Δｔｍ3が生じないようにするため、図５（ｂ）に示すように、前記定格発振周波数と前記実発振周波数との差（前記差周波数、％、ＰＰＭなど）による前記誤差補償を前記分周機能２２に対して行い、前記分周機能２２の出力パルスに依る実サンプリング周期を、図５（ａ）における実サンプリング周期Ｔｊから、図５（ｂ）における実サンプリング周期Ｔｊｔに変更するものである。

なお、前記実サンプリング周期Ｔｊｔへの変更により、前記Ｔｊｔ＞前記Ｔｊとし、また、前記Ｔｊｔ＝対応発振器の定格発振周波数、前記Ｔｊｔ＝前記Ｔｍ、或いは前記Ｔｊｔ≒前記Ｔｍとするものである。また、前記Δｔ1＝０，Δｔ2＝０，・・・Δｔｍ2＝０，Δｔｍ3＝０となり、前記同期誤差ΔＴは、サンプリング時刻ｔ21において０であれば、サンプリング時刻ｔ2ｊ2，ｔ2ｊ3においてもΔＴ＝０となる。

また、安価な低性能な発振器は、周囲温度による実発振周波数の変動幅も大きいので、例えば１３時〜１４時になり外気温が上昇し発振器の周囲温度があがると、例えば８時頃や２１時頃と実発振周波数が可成り変わる。図５（ｂ）は、１３時〜１４時になり外気温が上昇し発振器の周囲温度があがると、例えば７時頃や２１時頃に比べ実発振周波数が高くなる場合を例示してある。

図５（ｂ）において、例えば７時頃のサンプリング時刻ｔ2ｊ3，ｔ2ｔ3に比べ、所定時間後の例えば１４時頃の実サンプリング時刻ｔ2ｊｇ2においては、実発振周波数が高くなっていることから、定格発振周波数による仮想のサンプリング時刻ｔ2ｔｇ2（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔｇｍ2）よりもΔｔｊｇ2だけ進み、実サンプリング時刻ｔ2ｊｇ2と実サンプリング時刻ｔ2ｊｇ3との間の時間（実サンプリング周期）は、Ｔｊｇ（Ｔｊｇ＜Ｔｊｔ）となる。前記同期誤差ΔＴ（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔｇｍ2と前記従局（差動リレ−装置２）側の実サンプリング時刻ｔ2ｊｇ2との差）もΔＴ≠０となる。ΔＴ≠０は前述の従前の同期方式（サンプリング時刻の同期制御）の機能により、そのうち、ΔＴ＝０となる。即ち、前記サンプリング時刻の同期制御が可能な範囲に入るように、前記サンプリングの周期を、対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更してある。

図５（ｂ）において、更に所定時間経過し２１時頃になると、つまりサンプリング時刻ｔ2ｊｋ2になると、実発振周波数は前述の７時頃の実発振周波数に戻っており、そのサンプリング周期も、前記Ｔｊｇから前記Ｔｊｔに戻る。２１時頃になる直前に前述の従前の同期方式の機能により同期誤差ΔＴがΔＴ＝０となっておれば、前記サンプリング時刻ｔ2ｊｋ2における同期誤差ΔＴもΔＴ＝０となり、前記サンプリング時刻ｔ2ｊｋ2とそのときの前記定格発振周波数による仮想サンプリング時刻ｔ2ｔｋ2は同時刻となっており、それらサンプリング時刻の差ｔ2ｔｋ2−ｔ2ｊｋ2、即ちΔｔ1、は０となる。

前記１４時頃前後における前記Δｔｊｇ2は、前述のように前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻に対しては時間の経過と共に（サンプリング毎に）累積されていくので、前述の従前の同期方式では前記同期誤差ΔＴ（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻と前記従局（差動リレ−装置２）側の実サンプリング時刻との差）を０にすることが出来ない場合が生じる。

また、観点を変えると、前記安価な低性能発振器２１の定格発振周波数が、例えば２ＧＨｚ（ギガヘルツ）の場合、その実発振周波数が例えば１．８ＧＨｚ（周波数差：０．２ＧＨｚ、周波数差％：１０％、ＰＰＭ：０．１）の場合は、図２の前記固定誤差補償機能（Δｔ）２１３における固定値での前記サンプリング周期の変更は、前記加算（減算）の因子が前記周波数差０．２ＧＨｚ或いは周波数差１０％或いは０．１ＰＰＭなど奇麗な数値であるので正確に行える。

しかし、現実には実発振周波数は、例えば１．８０５ＧＨｚ（周波数差：０．１９５ＧＨｚ、周波数差％：９．７５％、ＰＰＭ：０．０９７５）のように前記加算（減算）の因子が奇麗な数値にならない場合があり、このような場合は、前記固定誤差補償機能（Δｔ）２１３における固定値での前記サンプリング周期の変更は、必ずしも正確には行われない。

例えば、図５（ｃ）において、前記従局（差動リレ−装置２）における実サンプリング時刻ｔ2ｊ2が、前記固定発振周波数による仮想実サンプリング時刻ｔ2ｔ2より、若干早くなり（前記実発振周波数が前記固定発振周波数より低い場合は若干遅くなる）、両サンプリング時刻に若干の差Δｔ1が発生する。前記実サンプリング時刻ｔ2ｊ2の次の実サンプリング時刻ｔ2ｊ3においては、前記差Δｔ1は前述のように前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング時刻ｔ13に対して累積された２Δｔ1の差Δｔ2となる。前記従局（差動リレ−装置２）側におけるサンプリングが繰り返し行われることにより前記差Δｔ1の累積値は無視できなく値になる場合も考えられる。

このような場合には、例えば最初の１時間は、例えばサンプリング周期変更対象の周波数差：０．１９５ＧＨｚ、周波数差％：９．７５％、ＰＰＭ：０．０９７５より所定値だけ小さい数値、例えば周波数差：０．１９ＧＨｚ、周波数差％：９．７％、ＰＰＭ：０．０９７を対象に変更（以下「過小変更モ−ド」と呼称する）し、次の一時間は、例えばサンプリング周期変更対象の周波数差：０．１９５ＧＨｚ、周波数差％：９．７５％、ＰＰＭ：０．０９７５より前記所定値だけ大きな数値、例えば周波数差：０．２ＧＨｚ、周波数差％：９．８％、ＰＰＭ：０．０９８を対象に変更（以下「過大変更モ−ド」と呼称する）するというように、前記「過小変更モ−ド」での前記サンプリング周期変更と前記「過大変更モ−ド」での前記サンプリング周期変更を交互に行うようにすれば、前記差Δｔ1が累積されることなく、ト−タルとしてサンプリング周期変更対象の周波数差：０．１９５ＧＨｚ、周波数差％：９．７５％、ＰＰＭ：０．０９７５に対応して変更したことになる。

図５（ｃ）に示すように、例えば最初に前記「過小変更モ−ド」を実行し、次いで前記「過大変更モ−ド」を実行した場合、前記「過小変更モ−ド」の領域では、前記実サンプリング時刻と前記固定発振周波数による仮想実サンプリング時刻との差Δｔ1のサンプリング毎の変化は、Δｔ11＜Δｔ12＜・・・となり、前記「過大変更モ−ド」の領域では、前記差Δｔ1のサンプリング毎の変化は、・・・Δｔ12＞Δｔ11＞となる。従って、前記差Δｔ1が累積されることなく、ト−タルとしてサンプリング周期変更対象の周波数差：０．１９５ＧＨｚ、周波数差％：９．７５％、ＰＰＭ：０．０９７５に対応して変更したことになる。

前記「過小変更モ−ド」「過大変更モ−ド」実行開始の一方式として、例えば０時を基準にして、最初の１時間は「過小変更モ−ド」を実行し、次の１時間は「過大変更モ−ド」を実行する等、所定時間毎に実行する方式や、他の方式として、例えば、前記従局（差動リレ−装置２）内の時計機能２１１（図２）を利用し、例えば７時，９時など奇数時に「過小変更モ−ド」を実行し、８時，１０時など偶数時に「過大変更モ−ド」を実行する等、所定時刻に行う方式、等を採用する。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２を図６及び図７により説明する。図６は差動リレ−システムにおける一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図、図７は使用する時間帯／周波数誤差対応テ−ブルの一例及び周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブルの一例を示す図である。なお、図６及び図７において、前述の図２〜図６と同一または相当する部分には同一符号を付し、図２〜図６と同一または相当する部分についての説明は割愛し、図２〜図６と異なる部分について重点的に説明する。

前述のこの発明の実施の形態１における図５（ｂ）の説明でも記載したように、安価な低性能な発振器は、周囲温度による実発振周波数の変動幅も大きいので、例えば１３時〜１４時になり外気温が上昇し発振器の周囲温度があがると、例えば８時頃や２１時頃と実発振周波数が可成り変わる。

この発明の実施の形態２は、１日のうちでも時間帯によって前記従局（差動リレ−装置２）の安価な低性能な発振器２１の実発振周波数が周囲温度に依存して変わる点に着眼して、前記発振器２１の実発振周波数に依存する分周機能２２の出力パルス周期（前記サンプリング周期）を、発振器２１の周囲温度に応じて変更することにより、前述のこの発明の実施の形態１に比べより正確に前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリングと前記従局（差動リレ−装置２）側のサンプリングとの同期がとれるようにしたものである。

具体的には、図７（ａ）に示す時間帯／周波数誤差対応テ−ブル、図７（ｂ）に示す周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブル等の、一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タを、一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１４に保存し、この一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１４に保存された前記一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タにより、スケジュ−ル誤差補償機能２１５が、前記分周機能２２に対し、前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期）と同じにするために、前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を与え、前記発振器２１の定格発振周波数に対する前記実発振周波数の誤差に基づく前記分周機能２２の出力パルス周期（前記サンプリング周期）の前記定格発振周波数に対応する仮想サンプリング周期（前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期））との誤差を補償する。

前記図７（ａ）に示す時間帯／周波数誤差対応テ−ブルは、一例として、図示のように、時間帯Ａ（０時〜６時）における前記定格発振周波数に対する前記実発振周波数の周波数誤差１（％／秒）、時間帯Ｂ（７時〜１０時）における前記定格発振周波数に対する前記実発振周波数の周波数誤差２（％／秒）、更に時間帯Ｃ（１１時〜１５時）〜時間帯Ｅ（２１時〜２３時）の各定格発振周波数に対する前記実発振周波数の周波数誤差（％／秒）が、図示時間帯／周波数誤差対応テ−ブルの形式で前記一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１４に保存される。

図７（ｂ）に示す周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブルは、一例として、図示のように、周波数誤差１〜１０（％／秒）の各々における周期誤差補償量Δt０１〜Δt１０が、図示周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブルの形式で前記一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１４に保存される。

前記図７（ｂ）に示す周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブルの周波数誤差１〜１０（％／秒）と前記図７（ａ）に示す時間帯／周波数誤差対応テ−ブルの周波数誤差１〜４（％／秒）とはリンクをはり、例えば１４時の場合は、スケジュ−ル誤差補償機能２１５が、時計機能２１１から１４時の時刻情報を得て、当該１４時の時刻情報を元に、前記図７（ａ）の時間帯／周波数誤差対応テ−ブルの時間帯Ｃ（１１時〜１５時）に対応する周波数誤差４（％／秒）、更に前記図７（ｂ）の周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブルの周波数誤差４（％／秒）に対応する周期誤差補償量Δt０４を得て、当該周期誤差補償量Δt０４を見込んだ前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を前記分周機能２２に与え、その結果、１４時における時間帯依存の誤差は排除され、前記分周機能２２の出力パルスの周期（実サンプリング周期）は、定格発振周波数に対応する仮想サンプリング周期（前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期））と同じになり、サンプリングの繰り返しによる前記同期誤差ΔＴの発生は殆ど無くなる。前記時間帯Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｅについても、前期時間帯Ｃの場合と同様にして、前記時間帯依存の誤差は排除され、前記分周機能２２の出力パルスの周期（実サンプリング周期）は、定格発振周波数に対応する仮想サンプリング周期（前記主局（差動リレ−装置１）の前記分周機能１２の出力パルスの周期（サンプリング周期））と同じになり、サンプリングの繰り返しによる前記同期誤差ΔＴの発生は殆ど無くなる。

なお、前述のこの発明の実施の形態２においては、前記時間帯Ａ〜Ｅ毎に前記分周機能１２の出力パルスの周期（実サンプリング周期）を変更する事例を示したが、所定の各時刻０時，１時，２時，・・・２３時に、前記分周機能２２の出力パルスの周期（サンプリング周期）を変更するようにしてもよい。

また、日本のように夏季と冬季がある国では、同じ時刻や時間帯であっても前記発振器２１の周囲温度は室温を一定にする制御をしていなければ可成りの差があるので、夏季用の前記テ−ブル、冬季用の前記テ−ブル、春秋用の前記テ−ブル、等、数種類の前記テ−ブルを、前記前記一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１４に保存しておけば、より正確な前記サンプリング周期の前記変更ができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３を図８及び図９により説明する。図８は差動リレ−システムにおける一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図、図９は使用する温度/周期誤差補償量対応テ−ブルの一例を示す図である。なお、図８及び図９において、前述の図２〜図７と同一または相当する部分には同一符号を付し、図２〜図７と同一または相当する部分についての説明は割愛し、図２〜図７と異なる部分について重点的に説明する。

前述のこの発明の実施の形態１及び実施の形態２においては、前記サンプリング周期の前記変更を、所定時間毎に行う場合や、所定時刻に行う場合の事例を例示したが、この発明の実施の形態３は、前記発振器２１の温度に対応して、前記サンプリング周期の前記変更を行うことにより、より簡単なテ−ブルで、より正確に前記サンプリング周期の前記変更を行うことを可能にするものである。

具体的には、図８に示すように、前記発振器２１の温度を検出する、或いは前記発振器２１の周囲温度から前記発振器２１の温度を等価的に検出する温度センサ２１６と、温度／周期誤差補償量対応テ−ブル（図９に一例を図示）を保存する温度毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１７と、温度誤差補償機能２１８とを設け、前記温度センサ２１６により検出された前記発振器２１の温度により、前記温度毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１７に保存された温度／周期誤差補償量対応テ−ブル（図９に一例を図示）に基づいて、前記温度誤差補償機能２１８が、前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を前記分周機能２２に与えることにより、前記サンプリング周期の前記変更を行うものである。

前記温度毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１７に保存の前記温度／周期誤差補償量対応テ−ブルは、図９にその一例が図示されているように、前記発振器２１の温度（℃）の５℃単位で、１〜５５℃に亘って、前記従局（差動リレ−装置２）側のサンプリング周期の周期誤差補償量（Δt）をΔｔ０１〜Δｔ１０を対応させたテ−ブルである。

前記温度誤差補償機能２１８が、前記温度センサ２１６の温度情報を得て、当該温度情報に対応する前記図９の周期誤差補償量Δtを得て、当該周期誤差補償量Δtを見込んだ前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を前記分周機能２２に与え、その結果、温度依存の誤差は排除される。

例えば、前記温度センサ２１６の温度情報が２０℃であった場合、前記温度誤差補償機能２１８は、前記温度毎の自局発振器誤差デ−タエリア２１７から、図９の前記温度／周期誤差補償量対応テ−ブルにおける前記温度情報２０℃に対応の周期誤差補償量Δt０４を取り出し、当該周期誤差補償量Δt０４を見込んだ前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を前記分周機能２２に与え、その結果、２０℃における前記分周機能２２の出力パルスの周期（前記サンプリング周期）は、前記発振器２１の定格発振周波数による仮想サンプリング周期（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング周期）となり、温度依存の周期誤差は排除される。

実施の形態４．
この発明の実施の形態５を図１０及び図１１により説明する。図１０は差動リレ−システムにおける一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図、図１１は使用する温度/周期誤差補償量対応テ−ブルの一例を示す図である。なお、図１０及び図１１において、前述の図２〜図９と同一または相当する部分には同一符号を付し、図２〜図９と同一または相当する部分についての説明は割愛し、図２〜図９と異なる部分について重点的に説明する。

前述のこの発明の実施の形態３においては、前記サンプリング周期の前記変更を、発振器の温度に対応して行う場合の事例を例示したが、この発明の実施の形態４は、所定時間毎に前記発振器２１の実発振周波数を検出し、当該実発振周波数に対応して、前記サンプリング周期の前記変更を行うことにより、温度センサを使うことなく、正確に前記サンプリング周期の前記変更を行うことを可能にするものである。

具体的には、図１０に示すように、定格発振周波数での仮想サンプリング周期（Ｔｔ）２１９と、実発振周波数検出機能２２０の出力実発振周波数から得られた実発振周波数での実サンプリング周期周期（Ｔｊ）２２１とから、固定誤差補償機能２２２により、前記定格発振周波数での仮想サンプリング周期（Ｔｔ）と実発振周波数での実サンプリング周期周期（Ｔｊ）との差Δｔ（Δｔ＝Ｔｔ−Ｔｊ）を求め、所定時間毎に、或いは前記差Δｔが所定値になれば、当該周期誤差補償量Δt０４を見込んだ前記所定サンプリング周期Ｔ指定信号を前記分周機能２２に与え、その結果、それまでの前記分周機能２２の出力パルスの周期（前記サンプリング周期）は、前記発振器２１の定格発振周波数による仮想サンプリング周期（前記主局（差動リレ−装置１）側のサンプリング周期）となり、前述のこの発明の実施の形態３のような温度センサを設けなくても、正確に前記サンプリング周期の前記変更を行うことが可能になる。

前記サンプリング周期の前記変更を行う方式は、前述の図５（ｃ）における「過小変更モ−ド」「過大変更モ−ド」の概念を利用し、発振器２１の周波数が「実発振周波数＜定格発振周波数」の場合は例えば、図１１（ａ）に示すように、前記固定誤差補償機能２２２により前記定格発振周波数での仮想サンプリング周期（Ｔｔ）と実発振周波数での実サンプリング周期周期（Ｔｊ）との差Δｔ（Δｔ＝Ｔｔ−Ｔｊ）を導出した後、前述の「過大変更モ−ド」の概念により、前記Δｔ（Δｔ＝Ｔｔ−Ｔｊ）を漸次減少させて０にする。

前述とは逆に、前記発振器２１の周波数が「実発振周波数＞定格発振周波数」の場合は、図１１（ｂ）に示すように、前記固定誤差補償機能２２２により前記定格発振周波数での仮想サンプリング周期（Ｔｔ）と実発振周波数での実サンプリング周期周期（Ｔｊ）との差Δｔ（Δｔ＝Ｔｔ−Ｔｊ）を導出した後、前述の「過小変更モ−ド」の概念により、前記Δｔ（Δｔ＝Ｔｔ−Ｔｊ）を漸次減少させて０にする。

なお、前述のこの発明の実施の形態４における前記Δｔに代えて、前述の従来の同期方式で求める同期誤差ΔＴを使用しても、前述のこの発明の実施の形態４と同等の機能を持たせることができる。

また、前述のこの発明の実施の形態１〜４において、前記主局（差動リレ−装置１）の前記発振器１１にも安価な低性能発振器を使用し、前記主局（差動リレ−装置１）側においても前述のこの発明の実施の形態１〜４における前記サンプリング周期を行うようにしても前述のこの発明の実施の形態１〜４と同等の機能を持たせることができる。

前述のこの発明の実施の形態１〜４は、何れもこの発明を差動リレ−に適用した場合を例示したが、例えば、電力潮流の監視制御や水道水の監視制御等にも適用して、前述のこの発明の実施の形態１〜４と同等の機能を持たせることができる。

この発明における実施の形態１を示す図で、差動リレ−システムの概略構成の一例を示す接続図である。 この発明における実施の形態１を示す図で、図１における一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図である。

主局（差動リレ−装置１）及び従局（差動リレ−装置２）が共に高性能発振器である従来装置における従前から行っているサンプリング同期機能の説明図である。 主局（差動リレ−装置１）及び従局（差動リレ−装置２）が共に高性能発振器である従来装置において従前から行っているサンプリング同期機能により自端のクロック信号の発生時刻と相手端のクロック信号の発生時刻との差（ΔＴ）が零となっている状態の一例を示す図である。

この発明における実施の形態１を示す図で、主局（差動リレ−装置１）で高性能発振器を使用し、従局（差動リレ−装置２）では低性能発振器を使用する場合において、サンプリングの周期を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更する機能（この発明の特徴点）の一例を説明する説明図である。

この発明における実施の形態２を示す図で、差動リレ−システムにおける一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図である。 この発明における実施の形態２を示す図で、使用する時間帯／周波数誤差対応テ−ブルの一例及び周波数誤差／周期誤差補償量対応テ−ブルの一例を示す図である。

この発明における実施の形態３を示す図で、差動リレ−システムにおける一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図である。 この発明における実施の形態３を示す図で、使用する温度/周期誤差補償量対応テ−ブルの一例を示す図である。

この発明における実施の形態４を示す図で、差動リレ−システムにおける一方端の差動リレ−装置（主局）及び他方端の差動リレ−装置（従局）の機能構成の一例を示すブロック図である。 この発明における実施の形態４を示す図で、使用する温度/周期誤差補償量対応テ−ブルの一例を示す図である。

符号の説明

１ 主局（差動リレ−装置）、
２ 従局（差動リレ−装置）、
１１，２１ 発振器、
２１２ 自局発振器誤差デ−タエリア、
２１３ 固定誤差補償機能（Δｔ）、
２１４ 一日の時間帯毎の自局発振器誤差デ−タエリア、
２１５ スケジュ−ル誤差補償機能、
２１６ 温度センサ、
２１７ 温度毎の自局発振器誤差デ−タエリア、
２１８ 温度誤差補償機能、
２１９ 定格発振周波数での周期（Ｔｔ）、
２２０ 実発振周波数検出機能、
２２１ 実発振周波数での周期（Ｔｊ）、
２２２ 固定誤差補償機能（Δｔ＝Ｔｔ−Ｔｊ）（所定時間毎）、
Δｆ 発振器２１の発振周波数の固有の誤差
Ｔｊ 変更対象のサンプリングの周期。

Claims (6)

1. 複数地点の電気的変化量の信号を、各地点の発振器の発振周波数に基づき各地点が同期してサンプリングする変化量サンプリング方式において、少なくとも一方の前記サンプリングの周期を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更することを特徴とする変化量サンプリング方式。
2. 請求項１に記載の変化量サンプリング方式において、前記変更を所定時間毎に行うことを特徴とする変化量サンプリング方式。
3. 請求項１に記載の変化量サンプリング方式において、前記変更を所定時刻に行うことを特徴とする変化量サンプリング方式。
4. 請求項１に記載の変化量サンプリング方式において、前記変更を、対応発振器の温度に対応して行うことを特徴とする変化量サンプリング方式。
5. 請求項１に記載の変化量サンプリング方式において、前記変更を、対応発振器の定格発振周波数と実発振周波数との差に対応して行うことを特徴とする変化量サンプリング方式。
6. 請求項１〜５の何れか一に記載の変化量サンプリング方式において、前記サンプリング時刻の同期制御が可能な範囲に入るように、少なくとも一方の前記サンプリングの周期を対応発振器の発振周波数の固有の誤差に対応して変更することを特徴とする変化量サンプリング方式。

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