JP2005073455A - 可変脈流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電磁騒音及びスイッチングノイズの発生防止し、負荷電力を木目細かく制御することができる可変脈流電源装置を提供する。
【解決手段】 通電制御可能な整流素子に印加される電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に該通電制御可能な整流素子が通電制御されると、順方向電圧を脈流電圧として出力する整流回路と、交流電圧の周波数に同期して、前記通電制御可能な整流素子を第１の期間通電制御する通電制御手段と、第１の期間の終了後、前記通電制御可能な整流素子の通電制御を第２の期間停止させる遮断制御手段とを有し、第１の期間による通電制御と前記第２の期間による通電制御の停止とが交互に繰り返され、第１の期間と第２の期間の双方又は何れか一方を任意に設定することにより負荷に供給する脈流電力を木目細かく制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は交流電力から脈流電力を得る可変脈流電源装置に関する。

交流電力を整流して脈流電力あるいは脈流電力を平滑した直流電力（以下、これらを「脈流電力」と表示する。）を得る場合において、負荷に供給する脈流電力を制御するときには、整流回路をサイリスタ等の通電制御可能な整流素子で構成し、それらサイリスタ等の通電期間を連続的に制御する可変脈流電源装置が一般的に使用される。しかしサイリスタ等の通電期間を連続的に制御すると、電磁石などの電磁負荷や電源トランスなどから電磁騒音が生じ（特許文献１、段落０００４）、また点弧（通電開始）のタイミングで生じるスイッチングノイズが可変脈流電源装置の入出力の電源ラインなどを介して拡散されるという問題がある。

そこで、図１２（ａ）に示すように、交流電圧波形を全波整流して得られる連続脈流電圧波形（図１２（ｂ））を構成する導通角１８０度の脈流電圧波形を単位とし、連続脈流電圧波形の数の整数分の１（整数Ｎ＝１，２，３，４，５・・）の脈流電圧波形を負荷に出力することにより（図１２（ｂ）〜（ｆ））、電磁騒音とスイッチングノイズの発生を防止しつつ、負荷に供給する電力を制御する可変脈流電源装置が用いられている（特許文献１）。
特開２００２−１３６１４６号公報

しかし、特許文献１のように、連続脈流電圧波形の数を整数分の１とする従来の可変脈流電源装置では、負荷に供給される脈流電力（負荷電力）は、Ｎ＝１のとき１００％、Ｎ＝２のとき５０％、Ｎ＝３のとき３３．３％、Ｎ＝４のとき２５％、Ｎ＝５のとき１２．５％、・・となり、負荷電力は非連続的に制御され、負荷電力制御の分解能の最大値は５０％にもなって、例えば電磁石など吸引力を木目細かく制御することができない。即ち、従来の可変脈流電源装置では、電磁騒音及びスイッチングノイズの発生防止と、負荷電力を木目細かく制御することとは両立しない。

本発明は上記問題を解決することを目的としたものであり、電磁騒音及びスイッチングノイズの発生を防ぎ、且つ負荷電力を木目細かく制御できる可変脈流電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明によれば、交流電圧を整流して負荷に電力を供給する可変脈流電源装置であって、通電制御可能な整流素子を有して、前記整流素子に印加される電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に、前記整流素子が通電制御されると（通電状態とされると）前記順方向電圧を整流して脈流電圧出力とする整流回路と、前記交流電圧の周波数に同期して、前記整流素子を第１の期間通電制御する通電制御手段と、前記交流電圧の周波数に同期して、前記第１の期間の終了後、前記整流素子の通電制御を第２の期間停止させる遮断制御手段とを有し、前記第１の期間による通電制御と前記第２の期間による通電制御の停止とが交互に繰り返され、前記第１の期間と前記第２の期間の双方又は何れか一方を任意に設定することができる可変脈流電源装置が提供される。

上記本発明に係る可変脈流電源装置によれば、印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に通電制御される通電制御可能な整流素子により、整流回路は順方向の電圧を脈流電圧として出力するので、電磁騒音及びスイッチングノイズを生じることがなく、また、通電制御可能な整流素子が通電状態に制御される期間と遮断状態とされる期間との双方又は何れか一方を任意に設定することができるため、負荷電力を広範囲に亘って木目細かく制御するとこができるという可変脈流電源装置として極めて有用な効果を奏することができる。

以下、図面を参照して、本発明に係る可変脈流電源装置を説明する。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態に係る可変脈流電源装置は、単相交流電圧を入力として整流回路が有する通電制御可能な整流素子に印加される交流電圧が逆方向から順方向に変化する時に、該通電制御可能な整流素子が通電制御されると、整流回路が単相交流電圧を全波整流し脈流電圧波形を出力するものであり、整流回路は、通電制御手段で制御され脈流電圧波形（導通角１８０度）を任意数だけ（第１の期間）連続して出力したのちに、遮断制御手段により通電制御を停止され脈流電圧波形を任意の数（第２の期間）連続して遮断する。該可変脈流電源装置は整流回路において上記の通電・遮断を繰り返すことにより負荷電力を制御するものである。

図１〜図３に示す第１の実施形態における一実施例（実施例１）の可変脈流電源装置１は電源入力端子Ｒ，Ｓに入力される単相交流電圧を全波整流する整流回路１０、変極点検出器２０、通電制御手段３１、遮断制御手段３２、計数制御回路４０及び通電駆動回路５１，５２を有している。
整流回路１０は、負荷ＲＬ側に正電圧を出力するダイオードＤ１１、Ｄ１２と、負荷ＲＬ側から可変脈流電源装置１に戻る電流を通電制御するサイリスタＳＣＲ１１、ＳＣＲ１２（通電制御可能な整流素子）を有するブリッジ整流回路である。整流回路１０は、サイリスタＳＣＲ１１，ＳＣＲ１２の何れかの印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する点（時点）において、該サイリスタＳＣＲ１１又はＳＣＲ１２が点弧されると整流動作状態となり、負荷ＲＬ側に脈流電圧波形を出力する。

整流回路１０において、サイリスタＳＣＲ１１、ＳＣＲ１２の印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する点は、電源入力端子Ｒ，Ｓ間電圧（以下「ＲＳ間電圧」）の極性が変化する点（変極点）と一致する。変極点検出器２０が有する第１の検出回路２１及び第２の検出回路２２はＲＳ間電圧の変極点を検出する。
図１及び図２に示すように、フォトカプラＰＣ２１を有する第１の検出回路２１では、図２（ｃ）及び図３（ａ）に示すＲＳ間電圧が正極性（電源入力端子Ｒが正電圧）から負極性（電源入力端子Ｒが負電圧）に変化する変極点Ｐｎの直前にて、フォトカプラＰＣ２１のフォトダイオードが消灯し、フォトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタが導通状態から遮断状態へと変化する。すると、上記フォトトランジスタの出力は、ローレベル（Ｌ）からハイレベル（Ｈ）へと変化し（図２（ｄ））、第１の検出回路２１は、エッジ生成回路２１ａにて、図２（ｅ）及び図３（ｄ）に示すように変極点Ｐｎの前後に亘って僅かな幅を有するパルス信号Ｐ１ｎを出力端子２１ｂから出力する。

第１の検出回路２１と同様に構成される第２の検出回路２２は、ＲＳ間電圧が負極性から正極性に変化する変極点Ｐｐの前後に亘って僅かな幅を有するパルス信号Ｐ１ｐを出力端子２２ｂから出力する（図２（ｆ）、図３（ｅ）参照）。
変極点検出器２０が有する論理和回路（以下、ＯＲ回路）２３はパルス信号Ｐ１ｎ，Ｐ１ｐ（図３（ｄ）及び（ｅ））からクロックパルスＣｐを得る（図３（ｆ））。６０ヘルツの商用交流電源では、クロックパルスＣｐの周波数は１２０ヘルツとなる。

脈流電圧波形を任意の数だけ（第１の期間）連続して出力するための通電制御手段３１はカウンタであり、入力端子３１ａに入力されるクロックパルスＣｐの立ち上がりエッジでカウント動作をする。通電制御手段３１は、カウント数設定手段（図示せず）で設定されたカウント数に達すると、出力端子３１ｂから通電状態終了信号Ｐｔを出力し（図３（ｇ））、計数制御回路４０によって、エナーブル端子３１ｃがＬ入力とされてカウント動作を停止する。

脈流電圧波形を任意の数だけ（第２の期間）連続して遮断するための遮断制御手段３２もカウンタであり、入力端子３２ａに入力されるクロックパルスＣｐの立ち上がりエッジでカウント動作をする。遮断制御手段３２は、カウント数設定手段（図示せず）で設定されたカウント数に達すると、出力端子３２ｂから遮断状態終了信号Ｐｓを出力し（図３（ｈ））、計数制御回路４０によって、エナーブル端子３２ｃがＬ入力とされてカウント動作を停止する。

計数制御回路４０は、通電制御手段３１、遮断制御手段３２の何れか一方をカウント動作状態とするため、通電制御手段３１、遮断制御手段３２の夫々のエナーブル端子３１ｃ、３２ｃの入力信号を制御する。計数制御回路４０は、例えばセット・リセット型フィリップ・フロップ回路で構成され、リセット端子４１、セット端子４２、Ｑ出力端子４３、反転Ｑ出力端子４４を有している。Ｑ出力端子４３は通電制御手段３１のエナーブル端子３１ｃへ、反転Ｑ出力端子４４は遮断制御手段３２のエナーブル端子３２ｃへ接続されている。

計数制御回路４０は、通電制御手段３１の通電状態終了信号Ｐｔでリセットされると通電制御手段３１のカウント動作を停止させると共に遮断制御手段３２のカウント動作を開始させ、遮断制御手段３２の遮断状態終了信号Ｐｓでセットされると通電制御手段３１のカウント動作を開始させると共に遮断制御手段３２のカウント動作を停止させる。
通電駆動回路５１では、計数制御回路４０のＱ出力と第１の検出回路２１が出力するパルス信号Ｐ１ｎとの論理積（ＡＮＤ）信号Ｐ１１ａ（図３（ｊ））にて駆動回路５１ａがサイリスタＳＣＲ１１を点弧（通電制御）する。通電駆動回路５２では、計数制御回路４０のＱ出力と第２の検出回路２２が出力するパルス信号Ｐ１ｐとの論理積信号Ｐ１２ａ（図３（ｋ））にて駆動回路５２ｂがサイリスタＳＣＲ１２を点弧する。

例えば通電制御手段３１のカウント数が２、遮断制御手段３２のカウント数が３に設定されているとき、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ０におけるＲＳ間電圧の電圧上昇方向の変極点Ｐｐでカウント動作状態となった通電制御手段３１は、時刻ｔ０以後の２つのクロックをカウントすると、２カウント目のクロックの立ち上がり（時刻ｔ１）の直後に、出力端子３１ｂから通電状態終了信号Ｐｔ（図３（ｇ））を出力する。すると計数制御回路４０はリセットされ、通電制御手段３１のカウント動作が停止し、遮断制御手段３２がカウント動作状態となる。通電制御手段３１のカウント動作期間中、計数制御回路４０のＱ出力端子４３がＨ出力なので、サイリスタＳＣＲ１１はＰ１１ａで、サイリスタＳＣＲ１２はＰ１２ａで夫々点弧される（通電状態とされる）。

カウント状態となった遮断制御手段３２は、時刻ｔ１以後の３つのクロックをカウントすると、３カウント目のクロックの立ち上がり（時刻ｔ２）の直後に、出力端子３２ｂから遮断状態終了信号Ｐｓ（図３（ｈ））を出力する。すると計数制御回路４０がセットされ、再び通電制御手段３１がカウント動作状態となり、遮断制御手段３２のカウント動作が停止する。こうして通電制御手段３１及び遮断制御手段３２は、交互にカウント動作を繰り返す。遮断制御手段３２がカウント動作をしている期間中、計数制御回路４０のＱ出力端子４３はＬ出力なのでサイリスタＳＣＲ１１，ＳＣＲ１２は何れも点弧されない。

通電制御手段３１、遮断制御手段３２が、上述のようにカウント数を夫々設定されていると、図３（ｍ）に示すように、時刻ｔ０において、サイリスタＳＣＲ１２が点弧信号Ｐ１２ａで最初に点弧されて、図３（ｂ）に示す半波整流電流Ｉ１２（サイリスタＳＣＲ１２に流れる電流）に対応する脈流電圧波形を一つ出力し、引き続きサイリスタＳＣＲ１１が点弧信号Ｐ１１ａで点弧されて、図３（ｃ）に示す半波整流電流Ｉ１１に対応する脈流電圧波形を一つ出力したのち、１周期半に亘り脈流電圧波形三つを連続遮断することになる。

なお各サイリスタＳＣＲ１１、ＳＣＲ１２の導通制御をより確実にするため、例えば通電駆動回路５１は、計数制御回路４０のＱ出力とＰ１ｎの論理積信号を得た後、この論理積信号の前縁から、交流電圧周波数の半周期（位相角１８０度）の幅を有するパルスを生成し、このパルスでサイリスタＳＣＲ１１ａを通電制御しても良い。通電駆動回路５２についても同様である。

こうして可変脈流電源装置１は、通電制御手段３１及び遮断制御手段３２のカウント数を適宜設定することにより、負荷ＲＬに出力される脈流電圧波形を制御して、負荷電力を木目細かく設定・制御できる。また各サイリスタの点弧はその印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に行われるため、可変脈流電源装置１は電磁騒音及びスイッチングノイズを生じない。

ここで、可変脈流電源装置１が脈流電圧波形（全波整流波形）を連続的に負荷ＲＬに供給する場合の負荷電力を１００％とすると、負荷電力のパーセンテージは、（脈流電圧波形の出力数）／（（脈流電圧波形の出力数）＋（脈流電圧波形の遮断数））から求めることができる。
例えば、通電制御手段３１のカウント数（脈流電圧波形の出力数）が１００のときに遮断制御手段３２のカウント数（脈流電圧波形の遮断数）を０とし、通電制御手段３１のカウント数が９９のときに遮断制御手段３２のカウント数を１とし、・・、通電制御手段３１のカウント数が０のときに遮断制御手段３２のカウント数を１００とすることで、負荷電力を１００％〜０％の制御範囲に亘り１％の分解能で制御することができる。

また、通電制御手段３１のカウント数を０〜９０の範囲で設定可能とし、遮断制御手段３２のカウント数を１０とした場合、負荷電力を０％，９．１％，１６．７％，２３．１％，・・，８９．９％，９０％と制御することができる。このように通電制御手段３１のカウント数のみを変更することによっても、負荷電力を広範囲に亘り木目細かく制御することができ、負荷電力を大電力にするほど、負荷電力の制御の分解能が向上する。

一方、遮断制御手段３２のカウント数を０〜９０の範囲で設定可能とし、通電制御手段３１のカウント数を１０とした場合、負荷電力を１００％，９０．９％，８３．３％，・・，１０．１％，１０％と制御することができる。このように遮断制御手段３２のカウント数のみを変更することによっても、負荷電力を広範囲に亘り木目細かく制御可能であり、負荷電力を小電力にするほど、負荷電力の制御の分解能が向上する。

以上、全波整流の可変脈流電源装置１を一実施例として、本発明の第１の実施形態に係る可変脈流電源装置を説明したが、可変脈流電源装置１において、整流回路１０をサイリスタＳＣＲ１１のみの半波整流回路とし、変極点検出器２０を第１の検出回路２１のみで構成（クロックパルスＣｐは電源周波数と同じ周波数になる）すると、第１の実施形態に係る可変脈流電源装置を半波整流にて実現できる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る可変脈流電源装置は、三相交流電圧をトランスにより各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に分離し、各相に設けられた整流回路が有する通電制御可能な整流素子に印加される交流電圧が逆方向から順方向に変化する時に、該通電制御可能な整流素子が通電制御されると、該通電制御可能な整流素子を有する整流回路が交流電圧を全波整流し脈流電圧波形を出力するものであり、各整流回路は、通電制御手段で制御され脈流電圧波形を任意数だけ（第１の期間）連続して出力したのちに、遮断制御手段により通電制御を停止され脈流電圧波形を任意の数（第２の期間）連続して遮断する。以上のように該可変脈流電源装置は整流回路の通電・遮断を繰り返すことにより負荷電力を制御するものである。

図４〜図６により、第２の実施形態における一実施例（実施例２）の可変脈流電源装置２を説明する。なお第１の実施形態と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
図４に示すように、三相交流はトランスＴｕ，Ｔｖ，Ｔｗの図示しない一次側コイルに印加され、トランスＴｕの二次側出力端子Ｕｈ，Ｕｃ間にはＵ相交流電圧が現れ、トランスＴｖの二次側出力端子Ｖｈ，Ｖｃ間にはＶ相交流電圧が現れ、トランスＴｗの二次側出力端子Ｗｈ，Ｗｃ間にはＷ相交流電圧が現れる。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相交流電圧は、可変脈流電源装置２の各整流回路１０ａ〜１０ｃで夫々全波整流される。

各整流回路１０ａ〜１０ｃは整流回路１０と同様に構成され、整流回路１０ａはダイオードＤ１１ａ、Ｄ１２ａ、サイリスタＳＣＲ１１ａ、ＳＣＲ１２ａを有し、整流回路１０ｂはダイオードＤ１１ｂ、Ｄ１２ｂ、サイリスタＳＣＲ１１ｂ、ＳＣＲ１２ｂを有し、整流回路１０ｃはダイオードＤ１１ｃ、Ｄ１２ｃ、サイリスタＳＣＲ１１ｃ、ＳＣＲ１２ｃを有している。ダイオードＤ１１ａ、Ｄ１２ａ、Ｄ１１ｂ、Ｄ１２ｂ、Ｄ１１ｃ及びＤ１２ｃのカソードは夫々接続され、負荷ＲＬに正電圧を出力し、サイリスタＳＣＲ１１ａ、ＳＣＲ１２ａ、ＳＣＲ１１ｂ、ＳＣＲ１２ｂ、ＳＣＲ１１ｃ及びＳＣＲ１２ｃのアノードは夫々接続され、負荷ＲＬからの戻り電流が流入する。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相交流電圧の変極点検出器２０ａ〜２０ｃは変極点検出器２０と同様の機能を有し（但しＯＲ回路を有していない。）、変極点検出器２０ａはＵ相電圧（図５（ａ））からパルス信号Ｐ１ｐ、Ｐ１ｎ（図５（ｄ）及び（ｅ））を、変極点検出器２０ｂはＶ相電圧（図５（ｂ））からパルス信号Ｐ２ｐ、Ｐ２ｎ（図５（ｆ）及び（ｇ））を、変極点検出器２０ｃはＷ相電圧（図５（ｃ））からパルス信号Ｐ３ｐ、Ｐ３ｎ（図５（ｈ）及び（ｊ））を夫々発生する。ＯＲ回路２３ａがパルス信号Ｐ１ｎ、Ｐ１ｐ、Ｐ２ｎ、Ｐ２ｐ、Ｐ３ｎ、Ｐ３ｐの論理和からクロックパルスＣｐ（図５（ｋ））を出力する。

６０ヘルツの商用交流電圧では、クロックパルスＣｐの周波数は、６０ヘルツの６倍の３６０ヘルツとなり、各整流回路１０ａ〜１０ｃのサイリスタ６個を個々に点弧して、１サイクル当たり６個の脈流電圧波形のすべてを個々に導通又は遮断することができる。
ここで、サイリスタＳＣＲ１２ａに流れる電流Ｉ１２ａ（Ｕ相）を図６（ｂ）に、サイリスタＳＣＲ１１ａに流れる電流Ｉ１１ａ（Ｕ相）を図６（ｃ）に、サイリスタＳＣＲ１２ｂに流れる電流Ｉ１２ｂ（Ｖ相）を図６（ｄ）に、サイリスタＳＣＲ１１ｂに流れる電流Ｉ１１ｂ（Ｖ相）を図６（ｅ）に、サイリスタＳＣＲ１２ｃに流れる電流Ｉ１２ｃ（Ｗ相）を図６（ｆ）に、そしてサイリスタＳＣＲ１１ｃに流れる電流Ｉ１１ｃ（Ｗ相）を図６（ｇ）に示す。

第１の実施例と同様に構成される通電制御手段３１、遮断制御手段３２及び計数制御回路４０を有する通電・遮断制御手段３０は、その入力端子３０ａが通電制御手段３１の入力端子３１ａと遮断制御手段３２の入力端子３２ａとに接続され、通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂは計数制御回路４０のＱ出力端子４３に接続されている。
通電駆動回路５３〜５６は通電駆動回路５１，５２と同様に構成され、通電駆動回路５１は計数制御回路４０のＱ出力とパルス信号Ｐ１ｎとの論理積信号Ｐ１１ａでサイリスタＳＣＲ１１ａを点弧し、通電駆動回路５２は計数制御回路４０のＱ出力とパルス信号Ｐ１ｐとの論理積信号Ｐ１２ａでサイリスタＳＣＲ１２ａを点弧し、通電駆動回路５３は計数制御回路４０のＱ出力とパルス信号Ｐ２ｎとの論理積信号Ｐ１１ｂでサイリスタＳＣＲ１１ｂを点弧し、通電駆動回路５４は計数制御回路４０のＱ出力とパルス信号Ｐ２ｐとの論理積信号Ｐ１２ｂでサイリスタＳＣＲ１２ｂを点弧し、通電駆動回路５５は計数制御回路４０のＱ出力とパルス信号Ｐ３ｎとの論理積信号Ｐ１１ｃでサイリスタＳＣＲ１１ｃを点弧し、通電駆動回路５６は計数制御回路４０のＱ出力とパルス信号Ｐ３ｐとの論理積信号Ｐ１２ｃでサイリスタＳＣＲ１２ｃを点弧する。

例えば通電制御手段３１のカウント数が４、遮断制御手段３２のカウント数が８に設定されているとき、図６（ａ）に示すように、Ｕ相電圧の変極点Ｐｐ（時刻ｔ０）でカウント動作状態となった通電制御手段３１は４カウント目のクロックをカウントするとカウント動作を停止し（時刻ｔ１）、代わって遮断制御手段３２がカウント動作状態となる。
通電制御手段３１のカウント動作期間中には、通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂはＨ出力なので（図５（ｊ））パルス信号Ｐ１ｐ、Ｐ３ｎ、Ｐ２ｐ及びＰ１ｎ（図５（ｄ）、（ｊ）、（ｆ）及び（ｅ））が通電駆動回路５２，５５，５４，５１によってサイリスタＳＣＲ１２ａ、ＳＣＲ１１ｃ、ＳＣＲ１２ｂ及びＳＣＲ１１ａを点弧する（通電状態とする）。

すると、サイリスタＳＣＲ１２ａに流れる電流Ｉ１２ａ（図６（ｂ））、サイリスタＳＣＲ１１ｃに流れる電流Ｉ１１ｃ（図６（ｇ））、サイリスタＳＣＲ１２ｂに流れる電流Ｉ１２ｂ（図６（ｄ））及びサイリスタＳＣＲ１１ａに流れる電流Ｉ１１ａ（図６（ｃ））に対応する脈流電圧波形が出力される（図６（ｋ）出力電圧）。
通電制御手段３１のカウント動作期間の後、遮断制御手段３２がクロックパルスＣｐを８カウントする期間中、すべてのサイリスタＳＣＲ１１ａ〜１１ｃ，ＳＣＲ１２ａ〜１２ｃは点弧されない（図６（ｊ）時刻ｔ１〜ｔ２）。遮断制御手段３２がクロックパルスＣｐを８カウントし終わると再び通電制御手段３１のカウント動作が行われ脈流電圧波形が出力される（図６（ｊ）時刻ｔ２〜ｔ３）。

なお各サイリスタＳＣＲ１１〜ＳＣＲ１１ｃ、ＳＣＲ１２ａ〜ＳＣＲ１２ｃの導通制御をより確実にするため、例えば通電駆動回路５１は、通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂの出力とＰ１ｎの論理積信号を得た後、この論理積信号の前縁から、三相交流電圧周波数の半周期（位相角１８０度）の幅を有するパルスを生成し、このパルスでサイリスタＳＣＲ１１ａを通電制御しても良い。通電駆動回路５２〜５６についても同様である。

こうして可変脈流電源装置２は、通電制御手段３１及び遮断制御手段３２のカウント数を適宜設定することにより、負荷ＲＬに出力される脈流電圧波形を制御して、負荷電力を木目細かく設定・制御できる。また各サイリスタはその印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に点弧されるため、可変脈流電源装置２は電磁騒音及びスイッチングノイズを生じない。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態に係る可変脈流電源装置は、商用三相交流電圧を全波整流する整流回路を有し、この整流回路が有する通電制御可能な整流素子に印加される交流電圧が逆方向から順方向に変化する時に、該通電制御可能な整流素子が通電制御されると三相交流電圧を全波整流し脈流電圧波形を出力するものであり、整流回路は、通電制御手段で制御され脈流電圧波形を任意数だけ（第１の期間）連続して出力したのちに、遮断制御手段により通電制御を停止され脈流電圧波形を任意の数（第２の期間）連続して遮断する。該可変脈流電源装置は整流回路の上記通電・遮断を繰り返すことにより負荷電力を制御するものである。

図７，８により、第３の実施形態における一実施例（実施例３）の可変脈流電源装置３を説明する。可変脈流電源装置３は全波整流回路を構成する整流素子をすべて導通制御可能な整流素子とするものである。なお実施例１，２と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
図７に示すように、電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔには三相交流電圧が入力される（その波形を図８（ａ）に示す。電源入力端子Ｒの電圧波形は実線、電源入力端子Ｓの電圧波形は破線、電源入力端子Ｔの電圧波形は一点鎖線で示す）。ここで、電源入力端子Ｒ，Ｓ間電圧（ＲＳ間電圧）をＵ相電圧、電源入力端子Ｓ，Ｔ間電圧（ＳＴ間電圧）をＶ相電圧、電源入力端子Ｔ，Ｒ間電圧（ＴＲ間電圧）をＷ相電圧とする。

三相ブリッジ整流回路（整流回路１０ｄ）を構成するサイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃのアノードは夫々電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃのカソードは相互に接続されて負荷ＲＬに正電圧を出力する。サイリスタＳＣＲ１２ａ〜ＳＣＲ１２ｃのカソードは夫々電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、サイリスタＳＣＲ１２ａ〜ＳＣＲ１２ｃのアノードは相互に接続され負荷ＲＬからの戻り電流が流入するようになっている。

サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃ，ＳＣＲ１２ａ〜ＳＣＲ１２ｃがすべて点弧されると、電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに入力された三相交流電圧は全波整流され、６０度の位相差で山（ピーク）を有する正極性の脈流電圧波形が出力される（図８（ｂ））。なお、負荷ＲＬに脈流電流を流すためには、サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃの何れか１つのサイリスタが点弧して電流を負荷ＲＬ側に流し出し、且つサイリスタＳＣＲ１２ａ〜ＳＣＲ１２ｃの何れか１つサイリスタが点弧して負荷ＲＬ側からの戻り電流を流さなければならない。

各サイリスタの印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に当該各サイリスタの点弧を行うため、図７に示すように、変極点検出器２０ａはＵ相電圧からパルス信号Ｐ１ｐ、Ｐ１ｎを、変極点検出器２０ｂはＶ相電圧からパルス信号Ｐ２ｐ、Ｐ２ｎを、変極点検出器２０ｃはＷ相電圧からパルス信号Ｐ３ｐ、Ｐ３ｎを夫々出力する。ＯＲ回路２３ａはパルス信号Ｐ１ｎ、Ｐ１ｐ、Ｐ２ｎ、Ｐ２ｐ、Ｐ３ｎ、Ｐ３ｐの論理和からクロックパルスＣｐ（交流電圧周波数の６倍）を得ている。

図８（ａ）（ｃ）は各Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧からパルス信号Ｐ１ｎ、Ｐ１ｐ、Ｐ２ｎ、Ｐ２ｐ、Ｐ３ｎ、Ｐ３ｐを得る様子を説明する位相図である。Ｕ相電圧（ＲＳ間電圧）が負極性から正極性に変化する変極点Ｐｐ１は、電源入力端子Ｒの電圧波形（実線）が電源入力端子Ｓの電圧波形（破線）と交差して電源入力端子Ｓの電圧より高くなる点である。Ｕ相電圧が正極性から負極性に変化する変極点Ｐｎ１は、電源入力端子Ｒの電圧波形が電源入力端子Ｓの電圧波形と交差して電源入力端子Ｓの電圧より低くなる点である。

Ｖ相電圧（ＳＴ間電圧）の変極点Ｐｐ２は、電源入力端子Ｓの電圧波形（破線）が電源入力端子Ｔの電圧波形（一点鎖線）と交差して電源入力端子Ｔの電圧より高くなる点である。Ｖ相電圧の変極点Ｐｎ２は、電源入力端子Ｓの電圧波形が電源入力端子Ｔの電圧波形と交差して電源入力端子Ｔの電圧より低くなる点である。
Ｗ相電圧（ＴＲ間電圧）の変極点Ｐｐ３は、電源入力端子Ｔの電圧波形（一点鎖線）が電源入力端子Ｒの電圧波形（実線）と交差して電源入力端子Ｒの電圧より高くなる点である。Ｗ相電圧の変極点Ｐｎ３は、電源入力端子Ｔの電圧波形が電源入力端子Ｒの電圧波形と交差して電源入力端子Ｒの電圧より低くなる点である。図８（ｃ）に示すように、クロックパルスＣｐは、パルス信号Ｐ３ｎ、Ｐ２ｐ、Ｐ１ｎ、Ｐ３ｐ、Ｐ２ｎ、Ｐ１ｐ、Ｐ３ｎの順で並んだパルスとなる（図８（ｃ））。

図７に示すように、ＯＲ回路６１はパルス信号Ｐ１ｎ、Ｐ３ｐに基づく通電駆動回路５１，５６の論理和信号（Ｒｎ）をえてサイリスタＳＣＲ１２ａを駆動し、ＯＲ回路６２はパルス信号Ｐ１ｐ、Ｐ３ｎに基づく通電駆動回路５２，５５の論理和信号（Ｒｐ）をえてサイリスタＳＣＲ１１ａを駆動し、ＯＲ回路６３はパルス信号Ｐ２ｎ、Ｐ１ｐに基づく通電駆動回路５３，５２の論理和信号（Ｓｎ）をえてサイリスタＳＣＲ１２ｂを駆動し、ＯＲ回路６４はパルス信号Ｐ２ｐ、Ｐ１ｎに基づく通電駆動回路５４，５１の論理和信号（Ｓｐ）をえてサイリスタＳＣＲ１１ｂを駆動し、ＯＲ回路６５はパルス信号Ｐ３ｎ、Ｐ２ｐに基づく通電駆動回路５５，５４の論理和信号（Ｔｎ）をえてサイリスタＳＣＲ１２ｃを駆動し、ＯＲ回路６６はパルス信号Ｐ３ｐ、Ｐ２ｎに基づく通電駆動回路５６，５３の論理和信号（Ｔｐ）をえてサイリスタＳＣＲ１１ｃを駆動する。

通電制御手段３１のカウント数を４とし、遮断制御手段３２のカウント数を３と設定した場合において、パルス信号Ｐ３ｎの前縁（立ち上がりエッジ、時刻ｔ０）で通電制御手段３１がカウント動作状態となるとき、通電制御手段３１はパルス信号Ｐ２ｐ、Ｐ１ｎ、Ｐ３ｐ、Ｐ２ｎによるクロックパルスＣｐをカウントしてその動作を停止する。引き続き遮断制御手段３２がパルス信号Ｐ１ｐ、Ｐ３ｎ、Ｐ２ｐによるクロックパルスＣｐをカウントしてその動作を停止する。そして再び通電制御手段３１がカウント動作を行う。

図８（ｄ）は通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂの出力を示す。時刻ｔ０に通電制御手段３１がカウント動作を始めると、パルス信号Ｐ３ｎに基く通電駆動回路５５の信号が入力されるＯＲ回路６２の出力（Ｒｐ）及びＯＲ回路６５の出力（Ｔｎ）がサイリスタＳＣＲ１１ａ、ＳＣＲ１２ｃを夫々点弧する（図８（ｅ）、（ｆ））。時刻ｔ１では、パルス信号Ｐ２ｐに基く通電駆動回路５４の信号が入力されるＯＲ回路６４の出力（Ｓｐ）及びＯＲ回路６５の出力（Ｔｎ）がサイリスタＳＣＲ１１ｂ、ＳＣＲ１２ｃを点弧する（図８（ｆ）、（ｇ））。こうして二つのサイリスタの点弧が４回連続して（４カウント）行われ、時刻ｔ０から、整流回路１０ｄは６０度の位相差がある４つの山を有する脈流電圧波形を出力する（図８（ｋ））。

通電制御手段３１のカウント動作停止後、遮断制御手段３２が３カウントのカウント動作を停止するまで、整流回路１０ｄが有する何れのサイリスタも点弧されない。遮断制御手段３２のカウント動作が終了すると、時刻ｔ２から通電制御手段３１が再び４カウントのカウント動作を開始し前述（時刻ｔ０からの脈流電圧波形）と同じように脈流電圧波形が負荷ＲＬに印加される（図８（ｋ））。

なお各サイリスタＳＣＲ１１〜ＳＣＲ１１ｃ、ＳＣＲ１２ａ〜ＳＣＲ１２ｃの導通制御をより確実にするため、例えば通電駆動回路５１は、通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂの出力とＰ１ｎの論理積信号を得た後、この論理積信号の前縁から、三相交流電圧周波数の半周期（位相角１８０度）の幅を有するパルスを生成し、このパルスでサイリスタＳＣＲ１２ａ、およびＳＣＲ１１ｂを通電制御しても良い。通電駆動回路５２〜５６についても同様である。

こうして可変脈流電源装置３は、通電制御手段３１及び遮断制御手段３２のカウント数を適宜設定することにより、負荷ＲＬに出力される脈流電圧波形を制御して、負荷電力を木目細かく設定・制御できる。また各サイリスタはその印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に点弧されるため、可変脈流電源装置３は電磁騒音及びスイッチングノイズを生じない。

図９，図１０により、第３の実施形態における他の実施例（実施例４）の可変脈流電源装置４を説明する。可変脈流電源装置４は三相全波整流回路が負荷に正電圧を出力する整流素子を導通制御可能な整流素子とするものである。なお実施例１〜３と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
図９、図１０（ａ）に示すように、電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔには三相交流電圧が入力される。実施例３と同じくＲＳ間電圧をＵ相電圧、ＳＴ間電圧をＶ相電圧、ＴＲ間電圧をＷ相電圧とする。三相ブリッジ整流回路（整流回路１０ｅ）では、サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃが負荷ＲＬに正電圧を出力し、負荷ＲＬからの戻り電流はダイオードＤ１２ａ〜Ｄ１２ｃに流入する。ダイオードＤ１２ａ〜Ｄ１２ｃのカソードは夫々電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されている。

サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃがすべて点弧されると、電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに入力された三相交流電圧は全波整流され、６０度の位相差で山を有する正極性の脈流電圧波形が連続的に出力される（図１０（ｂ））。従って全波整流出力電圧波形は１周期のあいだに６個の山を有している。即ち、サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃは、夫々連続して２個の山を有する全波整流出力電圧波形を出力している。サイリスタＳＣＲ１１ａ〜ＳＣＲ１１ｃの何れか一つのサイリスタが点弧すれば、負荷ＲＬへ流れる整流電流はダイオードＤ１２ａ，１２ｂ，１２ｃの何れかに戻り、整流回路１０ｅは脈流電流を流すことができる。

各サイリスタの印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に当該各サイリスタの点弧を行うため、図９に示すように、変極点検出器２０ａはＵ相電圧からパルス信号Ｐ１ｎを、変極点検出器２０ｂはＶ相電圧からパルス信号Ｐ２ｎを、変極点検出器２０ｃはＷ相電圧からパルス信号Ｐ３ｎを夫々出力する。ＯＲ回路２３ｂはパルス信号Ｐ１ｎ、Ｐ２ｎ、Ｐ３ｎの論理和からクロックパルスＣｐ（交流電圧周波数の３倍）を得ている。クロックパルスＣｐは、パルス信号Ｐ３ｎ、Ｐ１ｎ、Ｐ２ｎ、Ｐ３ｎといった順で並んだパルスとなる（図１０（ｃ））。

図９に示すように、Ｕ相電圧（ＲＳ間電圧）の変極点Ｐｎ１において通電駆動回路５１は電源入力端子Ｓに接続されたサイリスタＳＣＲ１１ｂを駆動し、Ｖ相電圧（ＳＴ間電圧）の変極点Ｐｎ２において通電駆動回路５３は電源入力端子Ｔに接続されたサイリスタＳＣＲ１１ｃを駆動し、そしてＷ相電圧（ＴＲ間電圧）の変極点Ｐｎ３において通電駆動回路５５は電源入力端子Ｒに接続されたサイリスタＳＣＲ１１ａを駆動する。なお、図９中、通電駆動回路５１，５３，５４の出力をＳｐ，Ｔｐ，Ｒｐで表示する。

通電制御手段３１のカウント数を２とし、遮断制御手段３２のカウント数を２と設定した場合において、パルス信号Ｐ３ｎの前縁（立ち上がりエッジ、時刻ｔ０）で通電制御手段３１がカウント動作状態となるとき、通電制御手段３１はパルス信号Ｐ１ｎ、Ｐ２ｎの２つのパルスによるクロックパルスＣｐをカウントしてその動作を停止する。引き続き遮断制御手段３２がパルス信号Ｐ３ｎ、Ｐ１ｎの２つのパルスによるクロックパルスＣｐをカウントしてその動作を停止する。そして再び通電制御手段３１がカウント動作を行う。

図１０（ｄ）は通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂの出力を示す。時刻ｔ０に通電制御手段３１がカウント動作を始めるときパルス信号Ｐ３ｎ（時刻ｔ０）のタイミングでサイリスタＳＣＲ１１ａが点弧され（図１０（ｅ））、次のパルス信号Ｐ１ｎ（時刻ｔ１）のタイミングでサイリスタＳＣＲ１１ｂが点弧される（図１０（ｆ））。
すると点弧された（通電状態とされた）サイリスタＳＣＲ１１ａは時刻ｔ０から連続する２個の山を有する全波整流電圧波形を出力し、サイリスタＳＣＲ１１ｂは時刻ｔ１から連続する２個の山を有する全波整流電圧波形を出力する。従って、点弧された二つのサイリスタＳＣＲ１１ａ，ＳＣＲ１１ｂは時刻ｔ０から連続する４個の山を有する全波整流出力電圧波形を出力する（図１０（ｈ））。

通電制御手段３１のカウント動作停止後、遮断制御手段３２が２カウントのカウント動作を停止するまで、整流回路１０ｅが有する何れのサイリスタも点弧されない。遮断制御手段３２によるカウント動作が終了すると通電制御手段３１が２カウントのカウント動作を再開し（時刻ｔ２）、再び整流電流波形が負荷ＲＬに流れる（図１０（ｈ））。
なお各サイリスタＳＣＲ１１ａ、ＳＣＲ１１ｂ、ＳＣＲ１１ｃの導通制御をより確実にするため、例えば通電駆動回路５１は、通電・遮断制御手段３０の出力端子３０ｂの出力とＰ１ｎの論理積信号を得た後、この論理積信号の前縁から、位相角２４０度の幅を有するパルスを生成し、このパルスでサイリスタＳＣＲ１１ａを通電制御しても良い。通電駆動回路５３，５４についても同様である。

こうして可変脈流電源装置４は、通電制御手段３１及び遮断制御手段３２のカウント数を適宜設定することにより、負荷ＲＬに出力される脈流電圧波形を制御して、負荷電力を木目細かく設定・制御できる。また各サイリスタはその印加電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に点弧されるため、可変脈流電源装置４は電磁騒音及びスイッチングノイズを生じない。

上記、可変脈流電源装置４は負荷に正電圧を出力する整流素子に導通制御可能な整流素子を使用するが、負荷ＲＬからの戻り電流を導通制御可能な整流素子で制御する可変脈流電源装置も構成可能である。
なお、何れの実施形態においても負荷は電磁負荷に限定さず、例えば二次電池などでもよい。また図１１（ａ）に示すように容量性負荷（例えば抵抗ＲとコンデンサＣの並列接続負荷）の場合には、整流回路と負荷との間にコイルＬを介在させ、いわゆるチョークインプット型平滑回路を構成して整流回路の出力電圧を平滑するとともに、容量性負荷の影響を受けることなく整流回路１０ｆの出力電圧波形を脈流電圧波形（図１１（ｂ））に維持することができる。

また、通電制御可能な整流素子はサイリスタに限定されない。通電制御手段は通電制御可能な整流素子を通電する期間を定めるものであり、遮断制御手段は通電制御可能な整流素子を遮断する期間を定めるものであり、この趣旨を逸脱しない範囲で変形して実施することができる。

本発明の第１の実施形態における可変脈流電源装置の概略構成を示す図である（実施例１）。 （ａ）及び（ｂ）は図１の可変脈流電源装置が有する変極点検出器の概略構成を示し、（ｃ）〜（ｆ）は変極点検出の様子を示す波形図である。 図１に示す可変脈流電源装置による負荷電力制御の様子を示す図である。 本発明の第２の実施形態における可変脈流電源装置の概略構成を示す図である（実施例２）。 図４に示す可変脈流電源装置における変極点を示す図である。 図４に示す可変脈流電源装置による負荷電力制御の様子を示す図である。 第３の実施形態における一実施例の可変脈流電源装置の概略構成を示す図である（実施例３）。 図７に示す可変脈流電源装置による負荷電力制御の様子を示す図である。 第３の実施形態における他の実施例の可変脈流電源装置の概略構成を示す図である（実施例４）。 図９に示す可変脈流電源装置による負荷電力制御の様子を示す図である。 本発明に係る可変脈流電源装置が有する整流回路に対する容量性負荷の影響を軽減する概略構成例を示す図である。 従来の可変脈流電源装置による負荷電力制御の様子を示す図である。

符号の説明

１，２，３，４ 可変脈流電源装置
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ，１０ｅ 整流回路
ＳＣＲ１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ サイリスタ（通電制御可能な整流素子）
ＳＣＲ１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ サイリスタ（通電制御可能な整流素子）
３１ 通電制御手段
３２ 遮断制御手段
Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗ トランス

Claims (3)

1. 交流電圧を整流して負荷に電力を供給する可変脈流電源装置であって、
   通電制御可能な整流素子を有して、前記整流素子に印加される電圧が逆方向電圧から順方向電圧に変化する時に、前記整流素子が通電制御されると前記順方向電圧を整流して脈流電圧出力とする整流回路と、
   前記交流電圧の周波数に同期して、前記整流素子を第１の期間通電制御する通電制御手段と、
   前記交流電圧の周波数に同期して、前記第１の期間の終了後、前記整流素子の通電制御を第２の期間停止させる遮断制御手段とを有し、
   前記第１の期間による通電制御と前記第２の期間による通電制御の停止とが交互に繰り返され、前記第１の期間と前記第２の期間の双方又は何れか一方を任意に設定し得ることを特徴とする可変脈流電源装置。
2. 前記交流電圧はトランスにより各相毎に分離された三相交流電圧であり、前記整流回路は前記各相毎に設けられたものであることを特徴とする請求項１に記載の可変脈流電源装置。
3. 前記交流電圧は商用三相交流電圧であり、前記整流回路は三相全波整流回路であることを特徴とする請求項１に記載の可変脈流電源装置。

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