JP2001218469A - 電源装置 - Google Patents
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動
に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従する
ことができる電源装置を提供する。 【解決手段】 比較器２０では、基準正弦波出力回路１
３から出力された基準正弦波と、出力電圧検出回路５に
よって検出された出力電圧との差分が取られ、振幅制御
回路１２に出力される。この差分および上記演算され出
力された制御関数に応じて、振幅制御回路１２では、目
標波出力回路１４が出力すべき目標波の振幅を制御する
ための制御信号が生成され、目標波出力回路１４から
は、この制御信号に応じて目標波が出力される。この目
標波は、比較器１６により、出力電圧検出回路５からの
検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より高い
場合には、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択
される。
に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従する
ことができる電源装置を提供する。 【解決手段】 比較器２０では、基準正弦波出力回路１
３から出力された基準正弦波と、出力電圧検出回路５に
よって検出された出力電圧との差分が取られ、振幅制御
回路１２に出力される。この差分および上記演算され出
力された制御関数に応じて、振幅制御回路１２では、目
標波出力回路１４が出力すべき目標波の振幅を制御する
ための制御信号が生成され、目標波出力回路１４から
は、この制御信号に応じて目標波が出力される。この目
標波は、比較器１６により、出力電圧検出回路５からの
検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より高い
場合には、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される電源装置に関する。
相交流電源として使用される電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、非常用電源や屋外作業、レジャー
等に使用される電源装置として、たとえば小型エンジン
と同期発電機とを組み合わせたものが多く使用されてい
る。
等に使用される電源装置として、たとえば小型エンジン
と同期発電機とを組み合わせたものが多く使用されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のエン
ジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存す
るので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（または６
０Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３０
００ｒｐｍ（または３６００ｒｐｍ）に保持することが
必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率が
あまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ない
ため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題が
あった。
ジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存す
るので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（または６
０Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３０
００ｒｐｍ（または３６００ｒｐｍ）に保持することが
必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率が
あまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ない
ため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題が
あった。
【０００４】これに対して近年では、エンジン回転数が
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている（この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特公平７−６７２２９号公報や特開平４−３５５６７
２号公報記載のものがある）。
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている（この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特公平７−６７２２９号公報や特開平４−３５５６７
２号公報記載のものがある）。
【０００５】しかし、上記インバータ式発電機において
は、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との２つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなるという問題があっ
た。
は、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との２つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなるという問題があっ
た。
【０００６】この問題を解決するために、前記発電機か
ら得られた高出力の交流電力（この交流電力を発生させ
る交流電流の周波数は、エンジン回転数が比較的高い回
転数のところで発電機が運転されているので、商用周波
数より高い）を、直流電力に変換せずに、そのまま商用
周波数の交流に変換する、いわゆるサイクロコンバータ
式発電機も製品化されている。
ら得られた高出力の交流電力（この交流電力を発生させ
る交流電流の周波数は、エンジン回転数が比較的高い回
転数のところで発電機が運転されているので、商用周波
数より高い）を、直流電力に変換せずに、そのまま商用
周波数の交流に変換する、いわゆるサイクロコンバータ
式発電機も製品化されている。
【０００７】ところで、かかる従来のサイクロコンバー
タ式発電機では、上述のように、発電機からの交流電力
を直流電力に変換することなくそのまま所定周波数（商
用周波数）の交流出力に変換するので、出力容量が比較
的小さい発電機を使用した場合に避けられない大きな入
力電圧変動、具体的には、無負荷状態と負荷状態とを切
り換えたときに生ずる大きな入力電圧変動に応じて発生
する出力電圧変動を迅速に減衰させるためには、すなわ
ち出力電圧変動率を小さくするためには、非常に大きな
フィードバックゲインを必要としていた。
タ式発電機では、上述のように、発電機からの交流電力
を直流電力に変換することなくそのまま所定周波数（商
用周波数）の交流出力に変換するので、出力容量が比較
的小さい発電機を使用した場合に避けられない大きな入
力電圧変動、具体的には、無負荷状態と負荷状態とを切
り換えたときに生ずる大きな入力電圧変動に応じて発生
する出力電圧変動を迅速に減衰させるためには、すなわ
ち出力電圧変動率を小さくするためには、非常に大きな
フィードバックゲインを必要としていた。
【０００８】したがって、上記従来のサイクロコンバー
タ式発電機に通常の制御方法、具体的には、単に出力電
圧波形をフィードバックすることで、出力電圧変動率を
抑制しようとする制御方法を適用した場合には、非常に
大きなフィードバックゲインが必要となるために、安定
した制御が難しいという問題があった。
タ式発電機に通常の制御方法、具体的には、単に出力電
圧波形をフィードバックすることで、出力電圧変動率を
抑制しようとする制御方法を適用した場合には、非常に
大きなフィードバックゲインが必要となるために、安定
した制御が難しいという問題があった。
【０００９】この問題に対して、所定周期に亘る出力電
圧の実効値を検出し、この実効値電圧に基づいてフィー
ドバック制御することで、フィードバックゲインの値を
減少させて、より安定したフィードバック制御を行うこ
とができるように、上記従来のサイクロコンバータ式発
電機を改良することも考えられる。
圧の実効値を検出し、この実効値電圧に基づいてフィー
ドバック制御することで、フィードバックゲインの値を
減少させて、より安定したフィードバック制御を行うこ
とができるように、上記従来のサイクロコンバータ式発
電機を改良することも考えられる。
【００１０】しかし、このように改良したサイクロコン
バータ式発電機は、上記無負荷状態と負荷状態とを切り
換えたときに生ずる大きな入力電圧変動に応じて発生す
る出力電圧に対して十分追従することができるものの、
変動エンジン回転数が比較的高い回転数のところで運転
して発電機から得られた高出力かつ高周波数の交流電力
を、そのまま所定周波数（商用周波数）の交流出力に変
換するようにしている以上、エンジンの回転変動に起因
する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対し
ては十分追従することができない。これは、上記所定周
期をたとえ１周期に限定したとしても、１周期間の出力
電圧の実効値を検出するために要する時間が、エンジン
回転変動に起因する入力電圧変動が発生する時間に比べ
て、かなり長いからである。具体的には、４サイクルの
単気筒エンジンを３６００ｒｐｍで回転させて発電機を
駆動し、定格負荷を接続した場合、エンジンの爆発行程
時における回転変動は約±１５０ｒｐｍであり、その回
転変動が生ずる時間は約５ｍｓｅｃであるのに対して、
サイクロコンバータ式発電機の交流出力の周波数を商用
周波数、すなわち５０Ｈｚとすると、１周期間の出力電
圧の実効値を検出するために要する時間は２０ｍｓｅｃ
である。このように、意味のあるフィードバック制御を
行うためのファクタを検出したときには、その被制御対
象である回転変動は終了しているため、この回転変動に
起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に
対しては、１周期間の出力電圧の実効値を検出する方法
では十分に追従することができないこととなる。
バータ式発電機は、上記無負荷状態と負荷状態とを切り
換えたときに生ずる大きな入力電圧変動に応じて発生す
る出力電圧に対して十分追従することができるものの、
変動エンジン回転数が比較的高い回転数のところで運転
して発電機から得られた高出力かつ高周波数の交流電力
を、そのまま所定周波数（商用周波数）の交流出力に変
換するようにしている以上、エンジンの回転変動に起因
する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に対し
ては十分追従することができない。これは、上記所定周
期をたとえ１周期に限定したとしても、１周期間の出力
電圧の実効値を検出するために要する時間が、エンジン
回転変動に起因する入力電圧変動が発生する時間に比べ
て、かなり長いからである。具体的には、４サイクルの
単気筒エンジンを３６００ｒｐｍで回転させて発電機を
駆動し、定格負荷を接続した場合、エンジンの爆発行程
時における回転変動は約±１５０ｒｐｍであり、その回
転変動が生ずる時間は約５ｍｓｅｃであるのに対して、
サイクロコンバータ式発電機の交流出力の周波数を商用
周波数、すなわち５０Ｈｚとすると、１周期間の出力電
圧の実効値を検出するために要する時間は２０ｍｓｅｃ
である。このように、意味のあるフィードバック制御を
行うためのファクタを検出したときには、その被制御対
象である回転変動は終了しているため、この回転変動に
起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に
対しては、１周期間の出力電圧の実効値を検出する方法
では十分に追従することができないこととなる。
【００１１】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、フィードバックゲインの値を減少させて、より安定
したフィードバック制御を行うことができるとともに、
エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発
生する出力電圧変動に対しても十分追従することができ
る電源装置を提供することを目的とする。
で、フィードバックゲインの値を減少させて、より安定
したフィードバック制御を行うことができるとともに、
エンジンの回転変動に起因する入力電圧変動に応じて発
生する出力電圧変動に対しても十分追従することができ
る電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、この電源装置が出力した前記単相交
流の電圧の実効値を検出する実効値電圧検出手段と、こ
の電源装置が出力した前記単相交流の電圧を検出する電
圧検出手段と、この電源装置が出力すべき基準実効値電
圧を出力する基準実効値電圧出力手段と、この電源装置
が出力すべき基準波形の電圧を出力する基準波形電圧出
力手段と、前記実効値電圧検出手段により検出された単
相交流の出力電圧の実効値が前記基準実効値電圧出力手
段により出力された基準実効値電圧に近づくように、前
記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作さ
せるとともに、前記電圧検出手段により検出された単相
交流の電圧が前記基準波形電圧出力手段により出力され
た基準波形の電圧に近づくように、前記１組の可変制御
ブリッジ回路を交互に切り換え動作させる制御手段とを
有することを特徴とする。
め、本発明は、３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、この電源装置が出力した前記単相交
流の電圧の実効値を検出する実効値電圧検出手段と、こ
の電源装置が出力した前記単相交流の電圧を検出する電
圧検出手段と、この電源装置が出力すべき基準実効値電
圧を出力する基準実効値電圧出力手段と、この電源装置
が出力すべき基準波形の電圧を出力する基準波形電圧出
力手段と、前記実効値電圧検出手段により検出された単
相交流の出力電圧の実効値が前記基準実効値電圧出力手
段により出力された基準実効値電圧に近づくように、前
記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作さ
せるとともに、前記電圧検出手段により検出された単相
交流の電圧が前記基準波形電圧出力手段により出力され
た基準波形の電圧に近づくように、前記１組の可変制御
ブリッジ回路を交互に切り換え動作させる制御手段とを
有することを特徴とする。
【００１３】また、好ましくは、前記実効値電圧検出手
段は、この電源装置が出力した前記単相交流の電圧の所
定周期の実効値電圧を検出することを特徴とする。
段は、この電源装置が出力した前記単相交流の電圧の所
定周期の実効値電圧を検出することを特徴とする。
【００１４】さらに、好ましくは、前記３相発電機は永
久磁石回転子を有する磁石発電機であることを特徴とす
る。
久磁石回転子を有する磁石発電機であることを特徴とす
る。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。
に基づいて詳細に説明する。
【００１６】図１は、本発明の実施の一形態に係る電源
装置の概略構成を示すブロック図である。
装置の概略構成を示すブロック図である。
【００１７】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」とい
う）であり、２は３相副出力巻線（以下、「３相サブコ
イル」という）である。
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」とい
う）であり、２は３相副出力巻線（以下、「３相サブコ
イル」という）である。
【００１８】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。なお、回転子Ｒは、エンジンのフライホ
イールを兼用している。
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。なお、回転子Ｒは、エンジンのフライホ
イールを兼用している。
【００１９】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Cycloconve
rter）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Cycloconve
rter）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。
【００２０】図３は、図１のサイクロコンバータＣＣ部
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳ
ＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１
２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳ
ＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバ
ータ」という）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、
残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッ
ジ回路（以下、「負コンバータ」という）ＢＣ２は、主
として負の電流を出力する。
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳ
ＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１
２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳ
ＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバ
ータ」という）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、
残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッ
ジ回路（以下、「負コンバータ」という）ＢＣ２は、主
として負の電流を出力する。
【００２１】前述のように、２４極（このうち３極は、
サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを制御する同期信号を
生成するために用いられる）の３相発電機の３相交流出
力がサイクロコンバータＣＣに入力された場合には、ク
ランク軸１回転につき８サイクルの交流が得られる。そ
して、エンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐ
ｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）
に設定した場合には、上記３相交流出力の周波数は、エ
ンジン回転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。
サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを制御する同期信号を
生成するために用いられる）の３相発電機の３相交流出
力がサイクロコンバータＣＣに入力された場合には、ク
ランク軸１回転につき８サイクルの交流が得られる。そ
して、エンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐ
ｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）
に設定した場合には、上記３相交流出力の周波数は、エ
ンジン回転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。
【００２２】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
【００２３】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の一周期の実効値電圧を演算して出力する一周期の
実効値電圧演算回路８に接続され、一周期の実効値電圧
演算回路８の出力側は、比較器９の負側入力端子に接続
されている。比較器９の正側入力端子には、本電源装置
の基準実効値電圧を出力する基準実効値電圧出力回路１
０が接続され、比較器９の出力側には、この比較結果に
応じた制御関数（たとえば比例関数等）を演算して出力
する制御関数演算回路１１が接続されている。
電圧の一周期の実効値電圧を演算して出力する一周期の
実効値電圧演算回路８に接続され、一周期の実効値電圧
演算回路８の出力側は、比較器９の負側入力端子に接続
されている。比較器９の正側入力端子には、本電源装置
の基準実効値電圧を出力する基準実効値電圧出力回路１
０が接続され、比較器９の出力側には、この比較結果に
応じた制御関数（たとえば比例関数等）を演算して出力
する制御関数演算回路１１が接続されている。
【００２４】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、目標波出力回路１４から出力される目標波の振幅を
制御する振幅制御回路１２の入力側に接続され、振幅制
御回路１２のもう一方の入力側には、基準正弦波出力回
路１３から出力される、たとえば商用周波数５０Ｈｚま
たは６０Ｈｚの正弦波と、出力電圧検出回路５によって
検出された出力電圧との差分（または差分に応じた値）
を出力する比較器２０の出力側が接続されている。振幅
制御回路１２は、制御関数演算回路１１から出力された
制御関数および比較器２０から出力された差分に応じ
て、目標波の振幅を制御するための振幅制御信号を出力
する。
は、目標波出力回路１４から出力される目標波の振幅を
制御する振幅制御回路１２の入力側に接続され、振幅制
御回路１２のもう一方の入力側には、基準正弦波出力回
路１３から出力される、たとえば商用周波数５０Ｈｚま
たは６０Ｈｚの正弦波と、出力電圧検出回路５によって
検出された出力電圧との差分（または差分に応じた値）
を出力する比較器２０の出力側が接続されている。振幅
制御回路１２は、制御関数演算回路１１から出力された
制御関数および比較器２０から出力された差分に応じ
て、目標波の振幅を制御するための振幅制御信号を出力
する。
【００２５】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣ
Ｒｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣ
Ｒｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
【００２６】導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
【００２７】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
【００２８】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。
【００２９】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
【００３０】前記３相サブコイル２の出力側は、同期信
号形成回路１８に接続されている。
号形成回路１８に接続されている。
【００３１】図４は、同期信号形成回路１８の一例を示
す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成
回路１８は、６個のフォトカプラＰＣｋ（ｋ＝１，…，
６）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）とによ
り構成されている。
す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成
回路１８は、６個のフォトカプラＰＣｋ（ｋ＝１，…，
６）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）とによ
り構成されている。
【００３２】３相サブコイル２から得られる３相電流
（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流）は、フォトカプラＰ
Ｃｋの各１次側発光ダイオード（ＬＥＤ）とダイオード
Ｄｋとにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路
ＦＲに供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって
全波整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変
換され、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側
光センサ（図示せず）により電流に変換される。すなわ
ち、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電
流に応じた電流が２次側光センサにより取り出される。
そして、この取り出された電流は、後述するように、各
サイリスタＳＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する同期
信号（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられ
る。
（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流）は、フォトカプラＰ
Ｃｋの各１次側発光ダイオード（ＬＥＤ）とダイオード
Ｄｋとにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路
ＦＲに供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって
全波整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変
換され、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側
光センサ（図示せず）により電流に変換される。すなわ
ち、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電
流に応じた電流が２次側光センサにより取り出される。
そして、この取り出された電流は、後述するように、各
サイリスタＳＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する同期
信号（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられ
る。
【００３３】図５は、図３または４のＵ相、Ｖ相および
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。
【００３４】各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図５のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図５のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。
【００３５】また、図５には、サイリスタＳＣＲｋ±の
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
【００３６】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。
【００３７】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。
【００３８】図６は、導通角α＝１２０°，６０°で正
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。
【００３９】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。
【００４０】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
６（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図６（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
６（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図６（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。
【００４１】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×８倍波×
３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚそして、正コンバー
タＢＣ１の導通角αを０°〜１２０°の範囲で変化させ
ることにより、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が
０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力す
ることができる。また、負コンバータＢＣ２の導通角α
も、同様に変化させることで、サイクロコンバータＣＣ
は、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電圧の範囲内の任意の
負電圧を出力することができる。
３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚそして、正コンバー
タＢＣ１の導通角αを０°〜１２０°の範囲で変化させ
ることにより、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が
０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力す
ることができる。また、負コンバータＢＣ２の導通角α
も、同様に変化させることで、サイクロコンバータＣＣ
は、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電圧の範囲内の任意の
負電圧を出力することができる。
【００４２】次に、導通角αの制御方法を説明する。
【００４３】図７は、導通角αを制御するために生成さ
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、前記図４のフォトカプラＰＣｋの２次側光セン
サで検出された電流に基づいて生成される。
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、前記図４のフォトカプラＰＣｋの２次側光セン
サで検出された電流に基づいて生成される。
【００４４】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギ
リ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２
＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に
対応する。
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギ
リ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２
＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に
対応する。
【００４５】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。
【００４６】このように、基準波形は、正および負コン
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タＳＣＲｋ±の導通角となる。
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タＳＣＲｋ±の導通角となる。
【００４７】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。
【００４８】図７では、導通角αの制御範囲を、図５で
説明した１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大
している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を
説明する。
説明した１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大
している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を
説明する。
【００４９】導通角αが１２０°〜０°の範囲で制御さ
れる場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳ
ＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。
れる場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳ
ＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。
【００５０】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図８に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比
較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
うちいずれか一方を選択している。
すると、図８に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比
較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
うちいずれか一方を選択している。
【００５１】図１に戻り、同期信号形成回路１８の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と
各ゲート制御部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続
ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その各信
号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂ
の各比較器に接続され、各比較器には、図７で説明した
タイミングのノコギリ波が供給される。
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と
各ゲート制御部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続
ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その各信
号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂ
の各比較器に接続され、各比較器には、図７で説明した
タイミングのノコギリ波が供給される。
【００５２】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
【００５３】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成した
が、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成した
が、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。
【００５４】以下、以上のように構成された電源装置の
動作を説明する。
動作を説明する。
【００５５】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、一周期の実効値電圧
演算回路８により、その一周期の実効値電圧が演算され
て出力される。
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、一周期の実効値電圧
演算回路８により、その一周期の実効値電圧が演算され
て出力される。
【００５６】この一周期の実効値電圧は、比較器９によ
り、基準実効値電圧出力回路１０から出力された基準実
効値電圧と比較され、その比較結果に応じて制御関数演
算回路１１により制御関数（比例関数）が演算されて出
力される。具体的には、制御関数演算回路１１は、比較
器９からの出力値が増大するに従って、すなわち基準電
圧出力回路１０からの基準電圧出力と一周期の実効値電
圧演算回路８からの一周期の実効値電圧との差が増大す
るに従って、比例係数が増大するような比例関数を演算
して出力する。
り、基準実効値電圧出力回路１０から出力された基準実
効値電圧と比較され、その比較結果に応じて制御関数演
算回路１１により制御関数（比例関数）が演算されて出
力される。具体的には、制御関数演算回路１１は、比較
器９からの出力値が増大するに従って、すなわち基準電
圧出力回路１０からの基準電圧出力と一周期の実効値電
圧演算回路８からの一周期の実効値電圧との差が増大す
るに従って、比例係数が増大するような比例関数を演算
して出力する。
【００５７】比較器２０は、基準正弦波出力回路１３か
ら出力された基準正弦波と、出力電圧検出回路５によっ
て検出された出力電圧との差分を、振幅制御回路１２に
出力する。
ら出力された基準正弦波と、出力電圧検出回路５によっ
て検出された出力電圧との差分を、振幅制御回路１２に
出力する。
【００５８】この差分および上記演算され出力された制
御関数に応じて、振幅制御回路１２は、目標波出力回路
１４が出力すべき目標波（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正
弦波の振幅）の振幅を制御するための制御信号を生成
し、目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて目標
波を出力する。
御関数に応じて、振幅制御回路１２は、目標波出力回路
１４が出力すべき目標波（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正
弦波の振幅）の振幅を制御するための制御信号を生成
し、目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて目標
波を出力する。
【００５９】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。
【００６０】正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
【００６１】図９は、本実施の形態の電源装置が実行す
る制御処理を視覚的に理解するための図であり、（ａ）
は、何らかの事情で出力電圧が１００Ｖから９０Ｖに低
下したときに、一周期の実効値電圧演算回路８により演
算されて出力された一周期の実効値電圧の推移を示し、
（ｂ）は、（ａ）の一周期の実効値電圧の推移に、基準
正弦波出力回路１３により出力される基準正弦波の推移
を追加したものを示し、（ｃ）は、（ｂ）の状況で、波
形フィードバック（図１のブロック５，１３および２０
を主として用いて行われるフィードバック制御処理）お
よび実効値フィードバック（図１のブロック８〜１１を
主として用いて行われるフィードバック制御処理）をそ
れぞれ別々に行った場合に、振幅制御回路１２に入力さ
れる各電圧波形を示している。
る制御処理を視覚的に理解するための図であり、（ａ）
は、何らかの事情で出力電圧が１００Ｖから９０Ｖに低
下したときに、一周期の実効値電圧演算回路８により演
算されて出力された一周期の実効値電圧の推移を示し、
（ｂ）は、（ａ）の一周期の実効値電圧の推移に、基準
正弦波出力回路１３により出力される基準正弦波の推移
を追加したものを示し、（ｃ）は、（ｂ）の状況で、波
形フィードバック（図１のブロック５，１３および２０
を主として用いて行われるフィードバック制御処理）お
よび実効値フィードバック（図１のブロック８〜１１を
主として用いて行われるフィードバック制御処理）をそ
れぞれ別々に行った場合に、振幅制御回路１２に入力さ
れる各電圧波形を示している。
【００６２】同図（ａ）に示すように、時刻０の時点
で、出力電圧が１００Ｖから９０Ｖに低下すると、一周
期の実効値電圧は、一周期（２０ｍｓｅｃ）遅れて低下
電圧に追従する。すなわち、フィードバック制御を開始
する時間が一周期遅れることになり、したがって、エン
ジンの回転変動や変化の速い負荷変動による出力電圧の
変動に対して、実効値フィードバックはあまり有効でな
いことが分かる（同図（ｃ）も参照）。
で、出力電圧が１００Ｖから９０Ｖに低下すると、一周
期の実効値電圧は、一周期（２０ｍｓｅｃ）遅れて低下
電圧に追従する。すなわち、フィードバック制御を開始
する時間が一周期遅れることになり、したがって、エン
ジンの回転変動や変化の速い負荷変動による出力電圧の
変動に対して、実効値フィードバックはあまり有効でな
いことが分かる（同図（ｃ）も参照）。
【００６３】これに対して、同図（ｂ）に示すように、
基準正弦波は出力電圧の低下に影響を受けないので、同
図（ｃ）に示すように、波形フィードバックでは、基準
正弦波と出力電圧との差がほぼリアルタイムにフィード
バックされるため、エンジンの回転変動や変化の速い負
荷変動による出力電圧の変動に対して、極めて有効であ
る。
基準正弦波は出力電圧の低下に影響を受けないので、同
図（ｃ）に示すように、波形フィードバックでは、基準
正弦波と出力電圧との差がほぼリアルタイムにフィード
バックされるため、エンジンの回転変動や変化の速い負
荷変動による出力電圧の変動に対して、極めて有効であ
る。
【００６４】一方、出力電圧の変動が遅いものまで、波
形フィードバックを適用しようとすると、非常に大きな
フィードバックゲインが必要となって、制御の安定性が
損なわれる。このため、出力電圧の変動が遅いものに対
しては、実効値フィードバックを適用し、フィードバッ
クゲインを抑えることで、制御の安定性を保つようにし
ている。
形フィードバックを適用しようとすると、非常に大きな
フィードバックゲインが必要となって、制御の安定性が
損なわれる。このため、出力電圧の変動が遅いものに対
しては、実効値フィードバックを適用し、フィードバッ
クゲインを抑えることで、制御の安定性を保つようにし
ている。
【００６５】このように、本実施の形態では、出力電圧
の変動に対して、実効値フィードバックと波形フィード
バックとを併用するようにしたので、フィードバックゲ
インの値を減少させて、より安定したフィードバック制
御を行うことができるとともに、エンジンの回転変動に
起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に
対しても十分追従することができる。
の変動に対して、実効値フィードバックと波形フィード
バックとを併用するようにしたので、フィードバックゲ
インの値を減少させて、より安定したフィードバック制
御を行うことができるとともに、エンジンの回転変動に
起因する入力電圧変動に応じて発生する出力電圧変動に
対しても十分追従することができる。
【００６６】また、３相発電機の出力周波数の大小に拘
わらず、この出力周波数をサイクロコンバータＣＣによ
り所定周波数に変換するようにしたので、すなわち前述
したインバータ式発電機と同様に、エンジン等の駆動源
の回転数に出力周波数が依存しないようにしたので、比
較的高い回転数で大きな出力を取り出すことができ、発
電機の小型軽量化を図ることが可能となる。
わらず、この出力周波数をサイクロコンバータＣＣによ
り所定周波数に変換するようにしたので、すなわち前述
したインバータ式発電機と同様に、エンジン等の駆動源
の回転数に出力周波数が依存しないようにしたので、比
較的高い回転数で大きな出力を取り出すことができ、発
電機の小型軽量化を図ることが可能となる。
【００６７】また、高い周波数の発電機出力を単相商用
周波数等の所定の低い交流周波数出力に直接変換して出
力することができるので、電力用回路部品を大幅に削減
することができ、これにより、製造コストを大幅に低減
させることができる。
周波数等の所定の低い交流周波数出力に直接変換して出
力することができるので、電力用回路部品を大幅に削減
することができ、これにより、製造コストを大幅に低減
させることができる。
【００６８】さらに、発電機として多極の磁石発電機を
用いた場合、無負荷時と負荷時でサイクロコンバータへ
の入力電圧変動が大きいため、出力電圧変動の抑制効果
が大きく、また、同期信号の取り出しが簡単になる。
用いた場合、無負荷時と負荷時でサイクロコンバータへ
の入力電圧変動が大きいため、出力電圧変動の抑制効果
が大きく、また、同期信号の取り出しが簡単になる。
【００６９】また、発電機の回転子Ｒをエンジンのフラ
イホイールと兼用したので、電源装置全体が一層小型コ
ンパクトになる。
イホイールと兼用したので、電源装置全体が一層小型コ
ンパクトになる。
【００７０】なお、本実施の形態では、一周期の実効値
電圧を算出するようにしたが、一周期に限定したのは、
出力電圧の変動に対してできるだけ迅速に追従するよう
に構成したからであり、これとは逆に、迅速な追従性よ
りも制御のさらなる安定性を求めるのであれば、複数周
期に亘って実効値電圧を算出するようにしてもよい。
電圧を算出するようにしたが、一周期に限定したのは、
出力電圧の変動に対してできるだけ迅速に追従するよう
に構成したからであり、これとは逆に、迅速な追従性よ
りも制御のさらなる安定性を求めるのであれば、複数周
期に亘って実効値電圧を算出するようにしてもよい。
【００７１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
実効値電圧検出手段により検出された単相交流の出力電
圧の実効値が基準実効値電圧出力手段により出力された
基準実効値電圧に近づくように、１組の可変制御ブリッ
ジ回路が交互に切り換え動作されるとともに、電圧検出
手段により検出された単相交流の電圧が基準波形電圧出
力手段により出力された基準波形の電圧に近づくよう
に、前記１組の可変制御ブリッジ回路が交互に切り換え
動作されるので、フィードバックゲインの値を減少させ
て、より安定したフィードバック制御を行うことができ
るとともに、エンジンの回転変動に起因する入力電圧変
動に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従す
ることが可能となる。
実効値電圧検出手段により検出された単相交流の出力電
圧の実効値が基準実効値電圧出力手段により出力された
基準実効値電圧に近づくように、１組の可変制御ブリッ
ジ回路が交互に切り換え動作されるとともに、電圧検出
手段により検出された単相交流の電圧が基準波形電圧出
力手段により出力された基準波形の電圧に近づくよう
に、前記１組の可変制御ブリッジ回路が交互に切り換え
動作されるので、フィードバックゲインの値を減少させ
て、より安定したフィードバック制御を行うことができ
るとともに、エンジンの回転変動に起因する入力電圧変
動に応じて発生する出力電圧変動に対しても十分追従す
ることが可能となる。
【図１】本発明の実施の一形態に係る電源装置の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】図１の交流発電機の断面図である。
【図３】図１のサイクロコンバータ部分のみを取り出し
た電気回路図である。
た電気回路図である。
【図４】同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図
である。
である。
【図５】図６または７のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。
【図６】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。
【図７】導通角を制御するために生成された基準ノコギ
リ波を示す図である。
リ波を示す図である。
【図８】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ず
る問題を説明するための図である。
る問題を説明するための図である。
【図９】図１の電源装置が実行する制御処理を視覚的に
理解するための図である。
理解するための図である。
１ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 出力電圧検出回路（電圧検出手段） ８ 一周期の実効値電圧演算回路（実効値電圧検出手
段） １０ 基準実効値電圧出力回路（基準実効値電圧出力手
段） １３ 基準正弦波出力回路（基準波形電圧出力手段） １４ 目標波出力回路（制御手段） １５ 導通角制御部（制御手段） １６ 比較器（制御手段） ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ
段） １０ 基準実効値電圧出力回路（基準実効値電圧出力手
段） １３ 基準正弦波出力回路（基準波形電圧出力手段） １４ 目標波出力回路（制御手段） １５ 導通角制御部（制御手段） １６ 比較器（制御手段） ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ
フロントページの続き (72)発明者 江口 博之 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H750 BA03 BA06 CC03 DD05 DD14 DD17 FF05
Claims (3)
- 【請求項１】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、 この電源装置が出力した前記単相交流の電圧の実効値を
検出する実効値電圧検出手段と、 この電源装置が出力した前記単相交流の電圧を検出する
電圧検出手段と、 この電源装置が出力すべき基準実効値電圧を出力する基
準実効値電圧出力手段と、 この電源装置が出力すべき基準波形の電圧を出力する基
準波形電圧出力手段と、 前記実効値電圧検出手段により検出された単相交流の出
力電圧の実効値が前記基準実効値電圧出力手段により出
力された基準実効値電圧に近づくように、前記１組の可
変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動作させるととも
に、前記電圧検出手段により検出された単相交流の電圧
が前記基準波形電圧出力手段により出力された基準波形
の電圧に近づくように、前記１組の可変制御ブリッジ回
路を交互に切り換え動作させる制御手段とを有すること
を特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記実効値電圧検出手段は、この電源装
置が出力した前記単相交流の電圧の所定周期の実効値電
圧を検出することを特徴とする請求項１に記載の電源装
置。 - 【請求項３】 前記３相発電機は永久磁石回転子を有す
る磁石発電機であることを特徴とする請求項１または２
のいずれかに記載の電源装置。
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|---|---|---|---|
| JP2000024412A JP3860378B2 (ja) | 2000-02-01 | 2000-02-01 | 電源装置 |
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| DE60109969T DE60109969T2 (de) | 2000-02-01 | 2001-01-26 | Leistungseinheit mit einem dreiphasigen Generator und einem Direktumrichter mit dreiphasiger Eingangsspannung und einphasiger Ausgangsspannung |
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| EP2715926A4 (en) * | 2011-05-26 | 2015-09-02 | Enphase Energy Inc | METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING SINGLE PHASE POWER FROM THREE-PHASE RESONANT POWER CONVERTER |
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| EP0215362B2 (en) * | 1985-09-09 | 1996-05-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | AC power supply device |
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2001
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- 2001-01-26 DE DE60109969T patent/DE60109969T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-01-29 US US09/771,544 patent/US6344988B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-01-30 KR KR1020010004285A patent/KR100673366B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-02-01 CN CNB011108215A patent/CN1196247C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-02-01 TW TW090102042A patent/TW504890B/zh not_active IP Right Cessation
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