本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
図1は、この発明の実施の形態による負荷駆動装置の概略ブロック図である。図1を参照して、この発明の実施の形態による負荷駆動装置100は、直流電源B1と、システムリレーSR1,SR2と、電圧センサー10,16と、昇圧コンバータ11と、コンデンサ12と、インバータ20と、電流センサー24と、コモンモードコンデンサ27と、制御装置30と、漏電検出器70とを備える。
昇圧コンバータ11は、リアクトルL1と、NPNトランジスタQ1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。リアクトルL1は、その一方端が直流電源B1の正母線に接続され、他方端がNPNトランジスタQ1とNPNトランジスタQ2との中間点、すなわち、NPNトランジスタQ1のエミッタとNPNトランジスタQ2のコレクタとの間に接続される。
NPNトランジスタQ1,Q2は、インバータ20の正母線1と負母線2との間に直列に接続される。NPNトランジスタQ1は、コレクタが正母線1に接続され、エミッタがNPNトランジスタQ2のコレクタに接続される。NPNトランジスタQ2は、エミッタが負母線2に接続される。
また、各NPNトランジスタQ1,Q2のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1,D2がそれぞれ接続されている。
インバータ20は、U相アーム21と、V相アーム22と、W相アーム23とから成る。U相アーム21、V相アーム22、およびW相アーム23は、正母線1と負母線2との間に並列に設けられる。
U相アーム21は、直列に接続されたNPNトランジスタQ3,Q4から成り、V相アーム22は、直列に接続されたNPNトランジスタQ5,Q6から成り、W相アーム23は、直列に接続されたNPNトランジスタQ7,Q8から成る。また、各NPNトランジスタQ3〜Q8のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。
各相アームの中間点は、交流モータM1の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータM1は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、U相コイルの他端がNPNトランジスタQ3,Q4の中間点に、V相コイルの他端がNPNトランジスタQ5,Q6の中間点に、W相コイルの他端がNPNトランジスタQ7,Q8の中間点にそれぞれ接続されている。
コモンモードコンデンサ27は、負母線2と接地ノードGNDとの間に接続される。なお、負荷駆動装置100がハイブリッド自動車または電気自動車に搭載される場合、接地ノードGNDは、ハイブリッド自動車または電気自動車のボディである。
漏電検出器70は、カップリングコンデンサ15と、発振回路40と、抵抗50と、インピーダンス判定回路60とを含む。カップリングコンデンサ15は、直流電源B1のマイナス側(すなわち、負母線2)をノードN1と接続する。抵抗50は、ノードN1と発振回路40との間に接続される。
直流電源B1は、ニッケル水素あるいはリチウムイオン等の二次電池から成る。そして、直流電源B1は、直流電圧をシステムリレーSR1,SR2を介して昇圧コンバータ11へ供給する。
システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによってオン/オフされる。
電圧センサー10は、直流電源B1から出力される直流電圧Vbを検出し、その検出した直流電圧Vbを制御装置30へ出力する。
昇圧コンバータ11は、制御装置30からの信号PWMUに基づいて、直流電源B1からの直流電圧を昇圧してコンデンサ12に供給する。また、昇圧コンバータ11は、制御装置30からの信号PWMDに基づいて、インバータ20から供給された直流電圧を降圧して直流電源B1へ供給する。
コンデンサ12は、昇圧コンバータ11から供給された直流電圧を平滑化してインバータ20に供給する。すなわち、コンデンサ12は、負荷駆動装置100における高圧系のノイズを除去する。
電圧センサー16は、コンデンサ12の両端の電圧Vmを検出し、その検出した電圧Vmを制御装置30へ出力する。
インバータ20は、制御装置30からの信号PWMIに基づいて、コンデンサ12を介して昇圧コンバータ11から供給された直流電圧を交流電圧に変換して交流モータM1を駆動する。また、インバータ20は、制御装置30からの信号PWMCに基づいて、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ12を介して昇圧コンバータ11へ供給する。
電流センサー24は、交流モータM1に流れるモータ電流MCRTを検出し、その検出したモータ電流MCRTを制御装置30へ出力する。
コモンモードコンデンサ27は、負母線2上の電圧を平滑化する。すなわち、コモンモードコンデンサ27は、負荷駆動装置100における低圧系のノイズを除去する。
制御装置30は、電圧センサー10からの直流電圧Vb、電圧センサー16からの電圧Vm、負荷駆動装置100の外部に設けられたECU(Electrical Control Unit)からのモータ回転数MRNおよびトルク指令値TRに基づいて、後述する方法によって信号PWMUまたは信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMUまたは信号PWMDを昇圧コンバータ11へ出力する。
また、制御装置30は、電圧センサー16からの電圧Vm、電流センサー24からのモータ電流MCRTおよび外部ECUからのトルク指令値TRに基づいて、後述する方法により信号PWMIまたは信号PWMCを生成し、その生成した信号PWMIまたは信号PWMCをインバータ20へ出力する。
この場合、制御装置30は、負荷駆動装置100の交流部において発生した漏電のレベルを示す信号DELを漏電検出器70から受けると、信号DELによって示される漏電レベルを基準値STDと比較し、漏電レベルが基準値STDよりも高いときキャリア周波数fcを好適な周波数に切換えて信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。
発振回路40は、3つの周波数が重畳された交流信号E0を発振し、その発振した交流信号E0を抵抗50を介してノードN1へ出力する。発振回路40は、たとえば、0.1Hz〜10kHzの範囲の周波数から選択した3つの周波数f1,f2,f3(f1<f2<f3)が重畳された交流信号E0を出力する。そして、発振回路40は、周波数f1の交流信号を発振するリングオシレータと、周波数f2の交流信号を発振するリングオシレータと、周波数f3の交流信号を発振するリングオシレータとを1つのノードに接続した構成から成る。
インピーダンス判定回路60は、発振回路40から出力された交流信号E0をノードN1を介して受け、その受けた交流信号Eを各周波数成分に分離し、その分離した各周波数成分の波高値を検出する。そして、インピーダンス判定回路60は、検出した3つの波高値に基づいて、後述する方法により、インバータ20および交流モータM1の交流部において漏電が発生したか否か、または直流電源B1からインバータ20までの直流部において漏電が発生したか否かを判定する。インピーダンス判定回路60は、交流部において漏電が発生したと判定したとき、交流部において発生した漏電のレベルを示す信号DELを生成して制御装置30へ出力する。
図2は、図1に示す制御装置30の機能のうち、昇圧コンバータ11およびインバータ20の制御に関わる機能を示す機能ブロック図である。図2を参照して、制御装置30は、インバータ制御手段301と、コンバータ制御手段302とを含む。インバータ制御手段301は、トルク指令値TR、モータ電流MCRTおよび電圧Vm(インバータ20への「インバータ入力電圧」に相当する。以下同じ。)に基づいて、後述する方法によって信号PWMIまたは信号PWMCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
この場合、インバータ制御手段301は、漏電検出器70から信号DELを受けると、信号DELによって示された漏電レベルが基準値STDよりも高いときキャリア周波数fcを好適な周波数に切換えて信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。
コンバータ制御手段302は、トルク指令値TR、モータ回転数MRN,直流電圧Vbおよび電圧Vmに基づいて、信号PWMUまたは信号PWMDを生成して昇圧コンバータ11のNPNトランジスタQ1,Q2へ出力する。
より具体的には、コンバータ制御手段302は、トルク指令値TRおよびモータ回転数MRNに基づいて、昇圧コンバータ11の出力電圧Vmの電圧指令を演算し、その演算した電圧指令に電圧センサー16からの電圧Vmを設定するための信号PWMUまたは信号PWMDを生成する。
コンバータ制御手段302は、交流モータM1の動作モードが力行モードであるとき直流電圧Vbを昇圧するための信号PWMUを生成し、交流モータM1の動作モードが回生モードであるとき電圧Vmを降圧するための信号PWMDを生成する。
そして、これらの信号PWMUおよび信号PWMDは、外部ECUからのトルク指令値TRおよびモータ回転数MRNに基づいて生成される。すなわち、信号PWMUは、交流モータM1が力行モードにあり、昇圧コンバータ11が昇圧動作を行なう場合に生成され、信号PWMDは、交流モータM1が回生モードにあり、昇圧コンバータ11が降圧動作を行なう場合に生成される。
図3は、図2に示すインバータ制御手段301の機能ブロック図である。図3を参照して、インバータ制御手段301は、モータ制御用相電圧演算部31と、インバータ用PWM信号変換部32とを含む。
モータ制御用相電圧演算部31は、インバータ20へのインバータ入力電圧Vmを電圧センサー16から受け、交流モータM1の各相に流れるモータ電流MCRTを電流センサー24から受け、トルク指令値TRを外部ECUから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部31は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータM1の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用PWM信号変換部32へ出力する。
インバータ用PWM信号変換部32は、漏電検出器70から信号DELを受けると、信号DELによって示される漏電レベルが基準値STDよりも高いか否かを判定する。そして、インバータ用PWM信号変換部32は、漏電レベルが基準値STDよりも高いと判定したとき、インバータ20をスイッチング制御するキャリア周波数fcが10kHzであるか否かをさらに判定する。
キャリア周波数fcが10kHzでないと判定されたとき、インバータ用PWM信号変換部32は、キャリア周波数fcを10kHzに切換え、その切換えた10kHzのキャリア周波数fc(「好適な周波数」と言う。)と、モータ制御用相電圧演算部31から受けた計算結果とに基づいて、インバータ20の各NPNトランジスタQ3〜Q8を実際にオン/オフする信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。そして、インバータ用PWM信号変換部32は、生成した信号PWMIまたは信号PWMCを各NPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。なお、インバータ用PWM信号変換部32は、キャリア周波数fcが10kHzであると判定されたとき、その10kHzのキャリア周波数fcを用いて信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。
一方、漏電レベルが基準値STD以下であるとき、インバータ用PWM信号変換部32は、キャリア周波数fcを切換えることなく、モータ制御用相電圧演算部31から受けた計算結果に基づいて、信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。
すなわち、インバータ用PWM信号変換部32は、漏電レベルが基準値STDよりも高いとき、キャリア周波数fcを10kHz(好適な周波数)に切換えて信号PWMIまたは信号PWMCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
これにより、各NPNトランジスタQ3〜Q8は、スイッチング制御され、交流モータM1が指令されたトルクを出力するように交流モータM1の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値TRに応じたモータトルクが出力される。そして、交流部における漏電レベルが基準値STDよりも高くなると、NPNトランジスタQ3〜Q8は、10kHzのキャリア周波数fcでスイッチング制御される。
交流モータM1の動作モードが力行モードであるか回生モードであるかは、トルク指令値TRとモータ回転数MRNとの関係によって決定される。直交座標において、横軸をモータ回転数MRNとし、縦軸をトルク指令値TRとした場合、トルク指令値TRとモータ回転数MRNとの関係が第1および第2象限に存在するとき、交流モータM1の動作モードは力行モードであり、トルク指令値TRとモータ回転数MRNとの関係が第3および第4象限に存在するとき、交流モータM1の動作モードは回生モードである。
したがって、インバータ制御手段301は、正のトルク指令値TRを受ければ、交流モータM1を駆動モータとして駆動するための信号PWMIを生成してNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力し、負のトルク指令値TRを受ければ、交流モータM1を回生モードで駆動するための信号PWMCを生成してNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
図4は、図1に示すインピーダンス判定回路60の機能ブロック図である。図4を参照して、インピーダンス判定回路60は、ノイズフィルター601〜603と、バンドパスフィルター604〜606と、ピークホールド回路607〜609と、波高値抽出回路610〜612と、判定回路613とを含む。
ノイズフィルター601〜603は、ノードN1を介して交流信号Eを受け、その受けた交流信号Eのノイズをカットして、それぞれ、ハンドパスフィルタ604〜606へ出力する。
バンドパスフィルター604は、交流信号Eから周波数f2,f3の交流信号をカットし、周波数f1の交流信号のみをピークホールド回路607へ透過する。また、バンドパスフィルター605は、交流信号Eから周波数f1,f3の交流信号をカットし、周波数f2の交流信号のみをピークホールド回路608へ透過する。さらに、バンドパスフィルター606は、交流信号Eから周波数f1,f2の交流信号をカットし、周波数f3の交流信号のみをピークホールド回路609へ透過する。
ピークホールド回路607は、周波数f1の交流信号のピーク値をホールドし、ホールド信号HD1を波高値抽出回路610へ出力する。また、ピークホールド回路608は、周波数f2の交流信号のピーク値をホールドし、ホールド信号HD2を波高値抽出回路611へ出力する。さらに、ピークホールド回路609は、周波数f3の交流信号のピーク値をホールドし、ホールド信号HD3を波高値抽出回路612へ出力する。
波高値抽出回路610は、ホールド信号HD1に基づいて周波数f1の交流信号の波高値H1を抽出し、その抽出した波高値H1を判定回路613へ出力する。また、波高値抽出回路611は、ホールド信号HD2に基づいて周波数f2の交流信号の波高値H2を抽出し、その抽出した波高値H2を判定回路613へ出力する。さらに、波高値抽出回路612は、ホールド信号HD3に基づいて周波数f3の交流信号の波高値H3を抽出し、その抽出した波高値H3を判定回路613へ出力する。
判定回路613は、波高値抽出回路610〜612から受けた波高値H1〜H3に基づいて交流モータM1等の交流部における漏電の有無を判定し、漏電レベルを検出する。
交流部における漏電の有無の判定方法について説明する。この発明においては、インバータ20および交流モータM1の交流部において漏電が発生した場合、漏電インピーダンスは抵抗成分25とキャパシタンス成分26とが並列に接続されたインピーダンスに相当することとしている。そして、交流部において漏電が発生した場合、発振回路40から出力された交流信号E0は、抵抗50、カップリングコンデンサ15、抵抗成分25とキャパシタンス成分26との並列接続によるインピーダンス(「漏電インピーダンス」という。以下同じ。)、および接地ノードGNDの経路を伝達される。したがって、漏電インピーダンスをZとすると、漏電が発生した場合の等価回路は図5に示す回路になる。電源Vは、周波数f1,f2,f3のうちの1つの周波数を有する交流電圧を出力する。そして、抵抗50の抵抗値をR1、カップリングコンデンサ15の容量をC1とし、漏電インピーダンスZは、容量C2と抵抗R2とが並列接続されたものとする。
そうすると、図5に示す等価回路の全インピーダンスZ0は、抵抗R1、容量C1および漏電インピーダンスZを直列に接続したものであるが、ノードN1における電圧Vnは、漏電が発生するか否か、つまり、漏電インピーダンスZに大きく影響されるので、抵抗R1および容量C1を漏電インピーダンスZを構成する抵抗R2および容量C2に取り込んで考えることにする。
したがって、全インピーダンスZ0は、
となる。
そうすると、電圧Vnは、
となる。
その結果、電圧Vnは、電圧Vの周波数fが高くなれば低くなり、周波数fが低くなれば高くなる。つまり、電圧Vnは、電圧Vの周波数fの変動に伴って変化する。このことは、判定回路613が波高値抽出回路610〜612から受ける波高値H1〜H3が周波数の変動に伴って変化することに相当する。したがって、判定回路613は、波高値抽出回路610〜612から受けた波高値H1〜H3が変動していれば交流部において漏電が発生していると判定する。
また、交流部において漏電が発生していなければ、電圧Vnは抵抗R1のみに依存する。すなわち、漏電が発生していないとき、電圧Vnは、電圧Vの周波数fが変動しても一定である。このことは、判定回路613が波高値抽出回路610〜612から受ける波高値H1〜H3が、周波数の変動に伴って変化しないことに相当する。したがって、判定回路613は、波高値抽出回路610〜612から受けた波高値H1〜H3が変動していなければ交流部において漏電が発生していないと判定する。
そして、判定回路613は、交流部において漏電が発生したと判定したとき、漏電レベルをさらに検出する。より具体的には、判定回路613は、波高値抽出回路612から受けた波高値H3に基づいて漏電レベルを検出し、その検出した漏電レベルを示す信号DELを生成して制御装置30へ出力する。
なお、判定回路613が波高値抽出回路612から受けた波高値H3に基づいて漏電レベルを検出するのは、波高値抽出回路612は、発振回路40から出力される交流信号E0の周波数が最も高いときの波高値H3を抽出するので、波高値H3は、交流部における漏電レベルを最も反映していると考えられるからである。この発明においては、これに限らず、判定回路613は、波高値抽出回路610〜612から受けた波高値H1〜H3の平均値に基づいて交流部における漏電レベルを検出してもよい。
図6は、図1に示す負荷駆動装置100における漏電発生時にコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する動作を説明するためのフローチャートである。図6を参照して、一連の動作が開始されると、漏電検出器70は、上述した方法によって交流部における漏電の発生を検出したとき、その漏電レベルを示す信号DELを生成して制御装置30へ出力する(ステップS1)。
インバータ制御手段301のモータ制御用相電圧演算部31は、外部ECUからのトルク指令値TR、電圧センサー16からの電圧Vm、および電流センサー24からのモータ電流MCRTに基づいて、交流モータM1の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算結果をインバータ用PWM信号変換部32へ出力する。
そして、インバータ用PWM信号変換部32は、漏電検出器70から信号DELを受け、その受けた信号DELによって示される漏電レベルが基準値STDよりも高いか否かを判定する(ステップS2)。そして、漏電レベルが基準値STD以下であるとき、インバータ用PWM信号変換部32は、現在のキャリア周波数fcを保持し、その保持したキャリア周波数fcとモータ制御用相電圧演算部31からの計算結果とに基づいて信号PWMIまたは信号PMWCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。つまり、インバータ用PWM信号変換部32は、現在のキャリア周波数fcを保持してインバータ20を制御する(ステップS3)。その後、一連の動作は、終了する。
一方、ステップS2において、漏電レベルが基準値STDよりも高いと判定されたとき、インバータ用PWM信号変換部32は、キャリア周波数fcが10kHzであるか否かをさらに判定する(ステップS4)。そして、キャリア周波数fcが10kHzであると判定されたとき、一連の動作はステップS6へ移行する。
ステップS4において、キャリア周波数fcが10kHzでないと判定されたとき、インバータ用PWM信号変換部32は、キャリア周波数fcを10kHzに切換える(ステップS5)。インバータ用PWM信号変換部32は、1.25kHz、5kHzおよび10kHzのいずれかのキャリア周波数fcを用いてインバータ20を制御する。ステップS4において、キャリア周波数fcが10kHzでないと判定されることは、現在のキャリア周波数fcが1.25kHzまたは5kHzであることを意味する。したがって、インバータ用PWM信号変換部32は、キャリア周波数fcが10kHzでないと判定されたとき(ステップS4)、現在のキャリア周波数fc(1.25kHzまたは5kHz)よりも高い10kHzのキャリア周波数fc(好適な周波数)に切換える(ステップS5)。
ステップS4において、キャリア周波数fcが10kHzであると判定されたとき、またはステップS5の後、インバータ用PWM信号変換部32は、10kHzのキャリア周波数fc(好適な周波数)と、モータ制御用相電圧演算部31からの計算結果とに基づいて、信号PWMIまたは信号PMWCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。つまり、インバータ用PWM信号変換部32は、10kHzのキャリア周波数fc(好適な周波数)でインバータ20を制御する(ステップS6)。そして、ステップS3またはステップS6の後、一連の動作が終了する。
このように、インバータ用PWM信号変換部32は、負荷駆動装置100の交流部における漏電レベルが基準値STDよりも高いとき、キャリア周波数fcを10kHzに高くしてインバータ20を制御する。インバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8をスイッチング制御するキャリア周波数fcを高くすることにより、負荷駆動装置100の交流部における抵抗成分25およびキャパシタンス成分26を介してコモンモードコンデンサ27に一周期当りに流れる漏電電流を少なくすることができる。その結果、コモンモードコンデンサ27における発熱量を低減でき、コモンモードコンデンサ27の性能が低下するのを抑制できる。
なお、インバータ制御手段301によるコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する動作は、実際には、CPU(Central Processing Unit)によって実行され、CPUは、図6に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをROM(Read Only Memory)から読出し、その読出したプログラムを実行して図6に示すフローチャートに従ってコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する動作を行なう。
したがって、ROMは、コモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する制御をコンピュータ(CPU)に実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ(CPU)読取り可能な記録媒体に相当する。
図7は、図1に示す制御装置30を構成するインバータ制御手段の他の機能ブロック図である。図7を参照して、インバータ制御手段301Aは、インバータ制御手段301のインバータ用PWM信号変換部32をインバータ用PWM信号変換部32Aに代えたものであり、その他は、インバータ制御手段301と同じである。
インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電検出器70から受けた信号DELによって示される漏電レベルを記憶している。そして、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電検出器70から新たに信号DELを受けると、その受けた信号DELによって示された漏電レベルLV2を前回制御時における漏電レベルLV1と比較し、漏電レベルが高くなっているか否かを判定する。
漏電レベルが高くなっているとき、インバータ用PWM信号変換部32Aは、キャリア周波数fcを前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1よりも高いキャリア周波数fc_pref2に切換えて信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。
インバータ用PWM信号変換部32Aは、キャリア周波数fc_pref2をマップから抽出する。図8は、漏電レベルLVとキャリア周波数fc_prefとの関係を示す図である。なお、キャリア周波数fc_prefは、コモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を所定値以下に抑制するための好適な周波数である。そして、所定値は、コモンモードコンデンサ27の性能低下が生じない漏電電流値である。コモンモードコンデンサ27の容量によってコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流の値が変化するので、所定値は、コモンモードコンデンサ27の容量に応じて決定される。
図8を参照して、漏電レベルLVとキャリア周波数fc_prefとの関係は、直線k1によって表わされる。そして、キャリア周波数fc_prefは、漏電レベルLVが高くなるに従って高くなる。インバータ用PWM信号変換部32Aは、直線k1をマップとして保持している。
インバータ用PWM信号変換部32Aは、前回制御時、漏電レベルLV1を受けたとする。そして、インバータ用PWM信号変換部32Aは、今回制御時、漏電検出器70から信号DELを受け、その受けた信号DELによって示された漏電レベルLV2を漏電レベルLV1と比較する。
漏電レベルLV2が漏電レベルLV1よりも高いと判定されたとき、インバータ用PWM信号変換部32Aは、マップ(直線k1)を参照して、漏電レベルLV2に対応するキャリア周波数fc_pref2を抽出する。キャリア周波数fc_pref2は、漏電レベルLV1に対応するキャリア周波数fc_pref1よりも高い周波数である。
そうすると、インバータ用PWM信号変換部32Aは、抽出したキャリア周波数fc_pref2と、モータ制御用相電圧演算部31からの計算結果とに基づいて信号PWMIまたは信号PWMCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。
なお、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電レベルLV2が漏電レベルLV1以下であるとき、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1を用いて信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。つまり、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電レベルが高くならなければ、キャリア周波数を保持して信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。
図9は、図7に示すインバータ制御手段301Aによるコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を所定値以下に抑制する動作を説明するためのフローチャートである。図9を参照して、一連の動作が開始されると、漏電検出器70は、上述した方法によって交流部における漏電の発生を検出したとき、その漏電レベルを示す信号DELを生成して制御装置30へ出力する(ステップS11)。
インバータ制御手段301のモータ制御用相電圧演算部31は、外部ECUからのトルク指令値TR、電圧センサー16からの電圧Vm、および電流センサー24からのモータ電流MCRTに基づいて、交流モータM1の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算結果をインバータ用PWM信号変換部32Aへ出力する。
そして、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電検出器70から信号DELを受け、その受けた信号DELによって示される漏電レベルLV2が漏電レベルLV1よりも高いか否かを判定する。すなわち、インバータ用PWM信号変換部32Aは、信号DELによって示される漏電レベルLV2が高くなったか否かを判定する(ステップS12)。
漏電レベルLV2が高くなっていないと判定されたとき、インバータ用PWM信号変換部32は、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1と、モータ制御用相電圧演算部31からの計算結果とに基づいて信号PWMIまたは信号PWMCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。つまり、インバータ用PWM信号変換部32は、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1を保持してインバータ20を制御する(ステップS13)。
一方、ステップS12において、漏電レベルLV2が高くなっていると判定されたとき、インバータ用PWM信号変換部32は、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1よりも高いキャリア周波数fc_pref2をマップ(直線k1)を参照して抽出し(ステップS14)、その抽出したキャリア周波数fc_pref2と、モータ制御用相電圧演算部31からの計算結果とに基づいて信号PWMIまたは信号PWMCを生成してインバータ20のNPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。つまり、インバータ用PWM信号変換部32は、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1よりも高いキャリア周波数fc_pref2(好適な周波数)を用いてインバータ20を制御する(ステップS15)。そして、ステップS13またはステップS15の後、一連の動作は終了する。
このように、インバータ用PWM信号変換部32Aは、今回制御時における漏電レベルLV2が前回制御時における漏電レベルLV1よりも高くなったとき、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1よりも高いキャリア周波数fc_pref2(好適な周波数)に切換えてインバータ20を制御する。つまり、インバータ用PWM信号変換部32Aは、信号DELによって示される漏電レベルLV2が基準値STDよりも高くなくても、前回制御時における漏電レベルLV1よりも高くなっていれば、キャリア周波数を高くしてインバータ20を制御する。
これにより、上述した理由と同じ理由によってコモンモードコンデンサ27における発熱量を低減でき、コモンモードコンデンサ27の性能が低下するのを抑制できる。
なお、インバータ制御手段301Aによるコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する動作は、実際には、CPUによって実行され、CPUは、図9に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをROMから読出し、その読出したプログラムを実行して図9に示すフローチャートに従ってコモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する動作を行なう。したがって、ROMは、コモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を抑制する制御をコンピュータ(CPU)に実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ(CPU)が読取り可能な記録媒体に相当する。
上記においては、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電レベルLV2が漏電レベルLV1以下であるとき、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1を保持してインバータ20を制御すると説明したが、この発明においては、これに限らず、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電レベルLV2が漏電レベルLV1以下であるとき、漏電レベルLV2に対応するキャリア周波数fc_pref2をマップ(直線k1)から抽出して信号PWMIまたは信号PWMCを生成するようにしてもよい。
すなわち、インバータ用PWM信号変換部32Aは、漏電検出器70から受けた信号DELによって示される漏電レベルに対応するキャリア周波数をマップ(直線k1)から抽出して信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。このようにしても、上述した効果と同じ効果を得ることができる。図8において、縦軸のキャリア周波数は、コモンモードコンデンサ27に流れる漏電電流を所定値以下に抑制するためのキャリア周波数fc_prefを示すので、漏電レベルLV2が前回制御時における漏電レベルLV1よりも低下した場合にキャリア周波数を低くしてもコモンモードコンデンサ27の性能を低下させることはないからである。
この場合、インバータ用PWM信号変換部32Aにおける動作は、信号DELによって示された漏電レベルを検出するステップと、検出された漏電レベルに対応するキャリア周波数fc_prefをマップ(直線k1)を参照して抽出するステップと、抽出したキャリア周波数fc_prefでインバータ20を制御するステップとからなる。
再び、図1を参照して、負荷駆動装置100における全体動作について説明する。一連の動作が開始されると、制御装置30は、外部ECUからトルク指令値TRおよびモータ回転数MRNを受ける。そして、制御装置30は、システムリレーSR1,SR2をオンする。また、制御装置30は、電圧センサー10からの直流電圧Vb、電圧センサー16からの電圧Vm、電流センサー24からのモータ電流MCRT、トルク指令値TRおよびモータ回転数MRNに基づいて、上述した方法によって交流モータM1がトルク指令値TRによって指定されたトルクを発生するように昇圧コンバータ11およびインバータ20を制御するための信号PWMUおよび信号PWMIを生成してそれぞれ昇圧コンバータ11およびインバータ20へ出力する。
そして、直流電源B1は直流電圧を出力し、システムリレーSR1,SR2は直流電圧を昇圧コンバータ11へ供給する。
そうすると、昇圧コンバータ11のNPNトランジスタQ1,Q2は、制御装置30からの信号PWMUに応じてオン/オフされ、直流電圧を出力電圧Vmに変換してコンデンサ12に供給する。
コンデンサ12は、昇圧コンバータ11から供給された直流電圧を平滑化してインバータ20へ供給する。NPNトランジスタQ3〜Q8は、制御装置30からの信号PWMIに従ってオン/オフされ、インバータ20は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値TRによって指定されたトルクを交流モータM1が発生するように交流モータM1のU相、V相およびW相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータM1は、トルク指令値TRによって指定されたトルクを発生する。
負荷駆動装置100が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードになった場合、制御装置30は、直流電圧Vb、電圧Vm、モータ電流MCRT、トルク指令値TRおよびモータ回転数MRNに基づいて、信号PWMCおよび信号PWMDを生成してそれぞれインバータ20および昇圧コンバータ11へ出力する。
交流モータM1は、交流電圧を発電し、その発電した交流電圧をインバータ20へ供給する。そして、インバータ20は、制御装置30からの信号PWMCに従って、交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ12を介して昇圧コンバータ11へ供給する。
昇圧コンバータ11は、制御装置30からの信号PWMDに従って直流電圧を降圧して直流電源B1に供給し、直流電源B1を充電する。
そして、負荷駆動装置100が交流モータM1を駆動しているとき、漏電検出器70は、上述した方法によって、交流部における漏電を検出すると、交流部において発生した漏電のレベルを示す信号DELを生成して制御装置30へ出力する。
そうすると、制御装置30は、漏電検出器70からの信号DELによって示される漏電レベルが基準値STDよりも高いか否かを判定し、漏電レベルが基準値STDよりも高いとき、キャリア周波数を高くしてインバータ20を制御する。
そして、インバータ20は、高いキャリア周波数でスイッチング制御される。そうすると、抵抗成分25およびキャパシタンス成分26を介して接地ノードGNDからコモンモードコンデンサ27に流れる一周期当たりの漏電電流が減少し、コモンモードコンデンサ27における発熱量が低減する。その結果、コモンモードコンデンサ27の性能低下を抑制できる。
また、制御装置30は、漏電検出器70から信号DELを受けると、信号DELによって示された漏電レベルLV2を前回制御時における漏電レベルLV1と比較し、漏電レベルLV2が漏電レベルLV1よりも高くなっているとき漏電レベルLV1に対応するキャリア周波数fc_pref1よりも高いキャリア周波数fc_pref2を用いて信号PWMIまたは信号PWMCを生成してインバータ20を制御する。そして、インバータ20は、前回制御時におけるキャリア周波数fc_pref1よりも高いキャリア周波数fc_pref2によりスイッチング制御され、抵抗成分25およびキャパシタンス成分26を介して接地ノードGNDからコモンモードコンデンサ27に流れる一周期当たりの漏電電流が減少する。その結果、コモンモードコンデンサ27における発熱量が低減し、コモンモードコンデンサ27の性能低下を抑制できる。
さらに、制御装置30は、漏電検出器70から信号DELを受けると、信号DELによって示される漏電レベルに対応するキャリア周波数fc_prefを抽出し、その抽出したキャリア周波数fc_prefを用いて信号PWMIまたは信号PWMCを生成する。そして、制御装置30は、信号PWMIまたは信号PWMCをインバータ20へ出力する。インバータ20は、キャリア周波数fc_prefによってスイッチング制御され、抵抗成分25およびキャパシタンス成分26を介して接地ノードGNDからコモンモードコンデンサ27に流れる一周期当たりの漏電電流が所定値以下に抑制される。その結果、コモンモードコンデンサ27の性能低下を抑制できる。
また、負荷駆動装置100がハイブリッド自動車または電気自動車に搭載された場合、接地ノードGNDは、ハイブリッド自動車または電気自動車のボディであるので、操作者が負荷駆動装置100の高圧側とボディとを誤って触っても、操作者に流れる電流を低減できる。
負荷駆動装置100は、昇圧コンバータ11を含むため、インバータ20の入力電圧Vmは、交流モータM1が出力するトルクによって上下する。そして、交流モータM1の出力トルクが増加した場合、昇圧コンバータ11は、より高圧の出力電圧Vmをインバータ20に供給する。
抵抗成分25およびキャパシタンス成分26を介して流れる漏電電流は、インバータ20への入力電圧が高い程、増加するので、昇圧コンバータ11を備えた負荷駆動装置100において、漏電レベルが高くなったとき、インバータ20をスイッチング制御するキャリア周波数を高くして一周期当たりの漏電電流を低減することは、特に、効果がある。
この発明による負荷駆動装置は、負荷駆動装置100から昇圧コンバータ11を削除したものであってもよい。
また、この発明による負荷駆動装置は、交流モータM1側の漏電による他の機器への影響を最小とする周波数に切換えて交流モータM1を駆動するものであってもよい。交流モータM1側で漏電が発生した場合、この漏電により他の機器が影響を受ける。そこで、この発明においては、交流モータM1側の漏電による影響を最小にするためにキャリア周波数fcを10kHzへ切換えて交流モータM1を駆動するようにしたものである。この場合、10kHzのキャリア周波数fcは、交流モータM1側の漏電による他の機器への影響を最小とする周波数に相当する。また、他の機器としては、負荷駆動装置100においてインバータ20への入力電圧Vmよりも低圧で駆動される機器等が想定される。そして、負荷駆動装置が自動車に搭載される場合、他の機器としては補機系が想定される。
なお、この発明においては、交流モータM1は、「負荷」を構成する。
また、インバータ20は、スイッチング動作により交流モータM1(負荷)を駆動する「駆動装置」を構成する。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1 正母線、2 負母線、10,16 電圧センサー、11 昇圧コンバータ、12 コンデンサ、15 カップリングコンデンサ、24 電流センサー、20 インバータ、21 U相アーム、22 V相アーム、23 W相アーム、25 抵抗成分、26 キャパシタンス成分、27 コモンモードコンデンサ、30 制御装置、31 モータ制御用相電圧演算部、32,32A インバータ用PWM信号変換部、40 発振回路、60 インピーダンス判定回路、70 漏電検出器、100 負荷駆動装置、301,301A インバータ制御手段、302 コンバータ制御手段、601〜603 ノイズフィルター、604〜606 バンドパスフィルター、607〜609 ピークホールド回路、610〜612 波高値抽出回路、613 判定回路、N1 ノード、B1 直流電源、L1 リアクトル、Q1〜Q8 NPNトランジスタ、D1〜D8 ダイオード、SR1,SR2 システムリレー。