JP2005051919A

JP2005051919A - 電源装置

Info

Publication number: JP2005051919A
Application number: JP2003281240A
Authority: JP
Inventors: Kazutoshi Suganuma; 和俊菅沼
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2003-07-28
Filing date: 2003-07-28
Publication date: 2005-02-24

Abstract

【課題】直流電源の電圧が高くなり過ぎたときや直流電源を逆極性に接続したときの保護を行え、且つ、回路部品点数の削減による低コスト化を図れる電源装置を提供する。
【解決手段】逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１と過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２とのソースを共通接続する。ｐｎｐトランジスタからなり両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間にエミッタ−コレクタ間が挿入され且つエミッタが抵抗Ｒ０を介して直流電源Ｖｓの正極に接続された第１のスイッチ素子Ｔｒ１と、第１のスイッチ素子Ｔｒのベースと両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソースとの間に接続されたツェナダイオードＺＤ２と、ｎｐｎトランジスタからなり第１のスイッチ素子Ｔｒ１のベースと両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソースとの間にコレクタ−エミッタ間が挿入され電圧検出回路３による検出電圧が所定値を超えたときにオンする第２のスイッチ素子Ｔｒ２とを設けている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関するものである。

従来から、図８に示すように、直流電源Ｖｓと、直流電源Ｖｓの出力電圧を負荷回路２に必要な電圧に変換する電力変換回路１と、直流電源Ｖｓの正極と電力変換回路１の高電位側の入力端との間に挿入された電源スイッチＳ１とを備えた電源装置が知られている。なお、図８に示す構成の電源装置において、例えば、負荷回路２の負荷として自動車の前照灯に用いるＨＩＤランプのような放電ランプを採用し、車載用のバッテリを直流電源Ｖｓとして採用する場合、電力変換回路１は、例えば、スイッチング素子を高周波でオンオフさせトランスなどによって直流電源Ｖｓの出力電圧を所定の直流電圧に変換（昇圧）して出力するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を交番電圧に変換するフルブリッジ型のＤＣ／ＡＣ変換回路とで構成され、負荷回路２には、放電ランプの始動時において放電ランプの電極間に絶縁破壊を生じさせるために、放電ランプに始動用の高電圧を印加するイグナイタも設けられる。

ところで、図８に示す構成の電源装置では、電力変換回路１を構成する回路素子がサージ電圧などの影響で破壊されるのを防止するために、電力変換回路１の入力端間にツェナダイオードＺＤａを接続してある。ここに、ツェナダイオードＺＤａとしては、ツェナ電圧が電力変換回路１の入力段を構成する回路素子の破壊電圧よりも低いものが選定される。

しかして、図８に示す構成の電源装置では、電源スイッチＳ１のオン期間において、電力変換回路１の入力段を構成する回路素子に破壊電圧を超えるような過電圧が印加されるのを防止することができるので、電力変換回路１の回路素子が破壊されるのを防止することができる。

しかしながら、図８に示す構成の電源装置では、サージエネルギをすべてツェナダイオードＺＤａに吸収させる構成なので、ツェナダイオードＺＤａとして電力容量の大きなものが必要であり、コストが高くなるとともに装置が大型化してしまう。

そこで、過電圧に対する保護機能を有する電源装置として、図９に示すように、直流電源Ｖｓの負極と電力変換回路１の低電位側の入力端との間にｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間を挿入するとともに、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間にダイオードＤq2を逆並列に接続し、直流電源Ｖｓの電圧が設定値よりも大きな規定値を超えたときに過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２をオフにするように構成した電源装置が提案されている。なお、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２は、ドレイン−ソース間電圧の定格値が直流電源Ｖｓの上記規定値よりも大きな値に設定されており、高耐圧で低電流容量のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。

上述の過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２は、ソースを直流電源Ｖｓの負極に接続し、ドレインを電力変換回路１の低電位側の入力端に接続してある。また、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間にはツェナダイオードＺＤｂが接続され、抵抗Ｒ０とツェナダイオードＺＤｂとの直列回路を電力変換回路１の入力端間に接続してある。過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートは、抵抗Ｒ０とツェナダイオードＺＤｂとの接続点に接続してあり、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオン時のゲート−ソース間電圧は、ツェナダイオードＺＤｂによって一定電圧に保たれる。また、図９に示す構成の電源装置は、電源スイッチＳ１と直流電源Ｖｓとの直列回路の両端間に直流電源Ｖｓの電圧を検出する電圧検出回路３と、電圧検出回路３による検出電圧と基準電圧源Ｖａの電圧とを比較するコンパレータＣＰ１とを備えており、コンパレータＣＰ１の出力に応じてオンオフされるスイッチ素子Ｓ０をツェナダイオードＺＤｂに並列接続してある。なお、スイッチ素子Ｓ０はコンパレータＣＰ１の出力がハイレベルの期間にオン、ローレベルの期間にオフとなる。

しかして、図９に示す構成の電源装置では、電源スイッチＳ１がオンであって直流電源Ｖｓの電圧が上記規定値よりも低ければ過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンとなっているが、直流電源Ｖｓの電圧が上記規定値よりも高くなると、電圧検出回路３による検出電圧がコンパレータＣＰ１の反転入力端子に接続された基準電圧Ｖａよりも高くなるので、コンパレータＣＰ１の出力がハイレベルとなってスイッチ素子Ｓ０がオンされ過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフされるから、直流電源Ｖｓから電力変換回路１への給電が停止し、電力変換回路１の回路素子が過電圧により破壊されるのを防止することができるのである。なお、図９の電源装置では、抵抗Ｒ０とツェナダイオードＺＤｂとで過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２の駆動回路を構成しており、ツェナダイオードＺＤｂが過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間電圧を制限する電圧制限機能を有している。

なお、直流電源と電力変換回路との間に過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴを挿入した電源装置は、図９に示す構成以外にも知られている（例えば、特許文献１）。
特開２００２−１８６１７４号公報（第４頁、図１）

ところで、図９に示した回路構成の電源装置では、直流電源Ｖｓの極性を誤って逆接続したときに、電源装置が故障してしまう恐れがあるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２とは別に直流電源Ｖｓの接続極性が逆極性であるときにオフされるｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間を直流電源Ｖｓの負極と過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に挿入することが考えられる。

しかしながら、このように過電圧に対する保護機能と直流電源の接続極性の逆接続に対する保護機能とを併せ持った電源装置では、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴについても過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴと同様に駆動回路が必要なので、部品点数が多くなり、プリント基板などの回路基板への実装面積が大きくなるとともにコストが高くなってしまう。

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、直流電源の電圧が高くなり過ぎたときや直流電源を逆極性に接続したときの保護を行うことができ、且つ、回路部品点数の削減による低コスト化を図れる電源装置を提供することにある。

請求項１の発明は、直流電源と、直流電源の出力電圧を負荷回路に必要な電圧に変換する電力変換回路と、直流電源の正極と電力変換回路の高電位側の入力端との間に挿入された電源スイッチと、直流電源の負極と電力変換回路の低電位側の入力端との間にソース−ドレイン間が挿入された第１のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴと、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのソースと直流電源の負極との間にソース−ドレイン間が挿入された第２のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴと、ｐｎｐトランジスタからなり両ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間にエミッタ−コレクタ間が挿入され且つエミッタが抵抗を介して直流電源の正極に接続された第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子のベースにカソードが接続され両ＭＯＳＦＥＴのソースにアノードが接続されたツェナダイオードと、直流電源の電圧を検出する電圧検出回路と、第１のスイッチ素子のベースと両ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に挿入され電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えたときにオンする第２のスイッチ素子とを備えてなることを特徴とする。

この発明によれば、電源スイッチがオンの状態で直流電源の電圧が高くなり過ぎて電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えると第２のスイッチ素子がオンして第１のスイッチ素子がオンし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、また、直流電源を逆極性に接続した状態で電源スイッチが投入されたときには、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのオンオフ制御機能を有する第２のスイッチ素子に、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれのゲート−ソース間に印加される電圧を制限する電圧制限機能を持たせることができるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれに独立した駆動回路を設ける場合に比べて回路部品点数を削減することができ、低コスト化を図ることができる。

請求項２の発明は、直流電源と、直流電源の出力電圧を負荷回路に必要な電圧に変換する電力変換回路と、直流電源の正極と電力変換回路の高電位側の入力端との間に挿入された電源スイッチと、直流電源の負極と電力変換回路の低電位側の入力端との間にソース−ドレイン間が挿入された第１のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴと、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのソースと直流電源の負極との間にソース−ドレイン間が挿入された第２のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴと、ｎｐｎトランジスタからなりエミッタが両ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されるとともにコレクタが直流電源の正極に接続された第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子のベースにカソードが接続され両ＭＯＳＦＥＴのソースにアノードが接続されたツェナダイオードと、直流電源の電圧を検出する電圧検出回路と、第１のスイッチ素子のベースと両ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に挿入され電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えたときにオンする第２のスイッチ素子とを備えてなることを特徴とする。

この発明によれば、電源スイッチがオンの状態で直流電源の電圧が高くなり過ぎて電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えると第２のスイッチ素子がオンして第１のスイッチ素子がオフし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、また、直流電源を逆極性に接続した状態で電源スイッチが投入されたときには、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのオンオフ制御機能を有する第２のスイッチ素子に、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれのゲート−ソース間に印加される電圧を制限する電圧制限機能を持たせることができるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれに独立した駆動回路を設ける場合に比べて回路部品点数を削減することができ、低コスト化を図ることができる。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記直流電源と前記電力変換回路との間に挿入されたフィルタ回路と、前記電力変換回路の入力端間に接続された電源安定化用の電解コンデンサとを備え、前記電圧検出回路は、フィルタ回路と電解コンデンサの正極とを結ぶラインの中間に一端が接続されてなることを特徴とする。

この発明によれば、前記電圧検出回路の一端が前記直流電源の正極と前記フィルタ回路とを結ぶラインの中間に接続されている場合に比べて、前記電力変換回路への入力電圧の変動を抑制する電解コンデンサが過電圧によって破壊されるのをより確実に防止することができ、電解コンデンサとして耐圧が比較的小さなものを選定することが可能となり、装置の大型化を抑制することができる。

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記両ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間に挿入されたコンデンサを備えることを特徴とする。

この発明によれば、前記電源スイッチの投入時に前記両ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間に挿入されたコンデンサが充電されるので、前記過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴがオフ状態からオン状態へ移行時間を長くすることができ、前記過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流の立ちあがりを緩やかにすることで前記過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴが突入電流で破壊されるのを防止することができる。

請求項５の発明は、請求項３の発明において、前記両ＭＯＳＦＥＴのゲートにアノードが接続された第１のダイオードと前記両ＭＯＳＦＥＴのソースに一端が接続されたコンデンサとの直列回路と、コンデンサの他端にアノードが接続され前記第１のスイッチ素子のベースにカソードが接続された第２のダイオードとを備えてなることを特徴とする。

この発明によれば、前記過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのオフ状態からオン状態への移行時間を長くする一方で前記過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのオン状態からオフ状態への移行時間を短くすることが可能となるので、前記過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴが突入電流で破壊されるのを防止することができるとともに、前記電力変換回路に過大な電圧ストレスがかかるのを防止することができる。

請求項１の発明では、電源スイッチがオンの状態で直流電源の電圧が高くなり過ぎて電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えると第２のスイッチ素子がオンして第１のスイッチ素子がオンし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、また、直流電源を逆極性に接続した状態で電源スイッチが投入されたときには、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのオンオフ制御機能を有する第２のスイッチ素子に、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれのゲート−ソース間に印加される電圧を制限する電圧制限機能を持たせることができるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれに独立した駆動回路を設ける場合に比べて回路部品点数を削減することができ、低コスト化を図ることができるという効果がある。

請求項２の発明では、電源スイッチがオンの状態で直流電源の電圧が高くなり過ぎて電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えると第２のスイッチ素子がオンして第１のスイッチ素子がオフし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、また、直流電源を逆極性に接続した状態で電源スイッチが投入されたときには、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴがオフとなるので、電力変換回路の回路素子が破壊されるのを防止することができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのオンオフ制御機能を有する第２のスイッチ素子に、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれのゲート−ソース間に印加される電圧を制限する電圧制限機能を持たせることができるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴおよび逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴそれぞれに独立した駆動回路を設ける場合に比べて回路部品点数を削減することができ、低コスト化を図ることができるという効果がある。

（実施形態１）
本実施形態の電源装置の基本構成は図９に示した従来構成と略同じであって、図１に示すように、直流電源Ｖｓと、直流電源Ｖｓの出力電圧を負荷回路２に必要な電圧に変換する電力変換回路１と、直流電源Ｖｓの正極と電力変換回路１の高電位側の入力端との間に挿入された電源スイッチＳ１とを備え、直流電源Ｖｓの負極と電力変換回路１の低電位側の入力端との間にｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のソース−ドレイン間が挿入され、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン−ソース間にダイオードＤq2が逆並列に接続されている。なお、例えば、負荷回路２の負荷として自動車の前照灯に用いるＨＩＤランプのような放電ランプを採用し、車載用のバッテリを直流電源Ｖｓとして採用する場合、電力変換回路１は、例えば、スイッチング素子を高周波でオンオフさせトランスなどによって直流電源Ｖｓの出力電圧を所定の直流電圧に変換（昇圧）して出力するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を交番電圧に変換するフルブリッジ型のＤＣ／ＡＣ変換回路とで構成され、負荷回路２には、放電ランプの始動時において放電ランプの電極間に絶縁破壊を生じさせるために、放電ランプに始動用の高電圧を印加するイグナイタも設けられる。

ところで、図９に示した従来構成では、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のソースが直流電源Ｖｓの負極に接続され、ドレインが電力変換回路１の低電位側の入力端に接続されていたが、本実施形態では、直流電源Ｖｓの負極と過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２との間にｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間が挿入され、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間にダイオードＤq1が逆並列に接続されている。要するに、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１と過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２とはソースが共通接続され、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインが直流電源Ｖｓの負極に接続され、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインが電力変換回路１の低電位側の入力端に接続されている。また、２つのダイオードＤq1，Ｄq2は電流を流す向きが逆向きであってアノード同士が接続されている。

また、本実施形態の電源装置は、ｐｎｐトランジスタからなり両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間にエミッタ−コレクタ間が挿入され且つエミッタが抵抗Ｒ０を介して直流電源Ｖｓの正極に接続された第１のスイッチ素子Ｔｒ１と、第１のスイッチ素子Ｔｒのベースにカソードが接続され両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソースにアノードが接続されたツェナダイオードＺＤ２と、電源スイッチＳ１を介して直流電源Ｖｓの両端間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路からなり直流電源Ｖｓの電圧を検出する電圧検出回路３と、ｎｐｎトランジスタからなり第１のスイッチ素子Ｔｒ１のベースと両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソースとの間にコレクタ−エミッタ間が挿入され電圧検出回路３による検出電圧が所定値を超えたときにオンする第２のスイッチ素子Ｔｒ２とを備えている。ここに、第１のスイッチ素子Ｔｒ１のベースと第２のスイッチ素子Ｔｒ２のコレクタとの接続点は抵抗Ｒ３を介して直流電源Ｖｓの正極と接続されている。

第２のスイッチ素子Ｔｒ２は、電圧検出回路３を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点にベースが接続されており、直流電源Ｖｓの電圧が直流電源Ｖｓの設定値（例えば、直流電源Ｖｓが車載用のバッテリであれば１２Ｖ）よりも大きな規定値（抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位が所定値）を超えたときにオンする。また、第１のスイッチ素子Ｔｒ１のエミッタは両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２それぞれのゲートにゲート抵抗ＲＱ１，ＲＱ２を介して接続されており、各ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間にはそれぞれゲート−ソース間抵抗ＲＱ１’，ＲＱ２’が接続されている。なお、本実施形態では、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１には低耐圧で高電流容量のｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２には高耐圧で低電流容量のｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用いることで、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の小型化および低コスト化を図っている。また、ゲート抵抗ＲＱ１，ＲＱ２の抵抗値を互いに異ならせることにより、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート容量のアンバランスを補正している。

以下、本実施形態の電源装置の動作について説明する。

電源スイッチＳ１がオンされたとすると、直流電源Ｖｓの極性および電圧がともに正常であって直流電源Ｖｓの電圧が上記規定値よりも低ければ（両抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位が上記所定値よりも低ければ）、第２のスイッチ素子Ｔｒ２および第１のスイッチ素子Ｔｒ１がオフなので、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間電圧は当該両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のオンを維持するのに十分な一定電圧に保持され、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２はともにオン状態を維持する。したがって、直流電源Ｖｓから電力変換回路１へ給電される。なお、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間電圧は抵抗Ｒ３とツェナダイオードＺＤ２とによって上記一定電圧に保たれるので、抵抗Ｒ３およびツェナダイオードＺＤ２は、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間電圧を閾値電圧以上に保持できる定数のものを選定すればよい。

ここで、直流電源Ｖｓの電圧が例えばサージ電圧などの影響により上記規定値を超えると、両抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位が上記所定値を超え、第２のスイッチ素子Ｔｒ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｔｒ１がオンするので、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の電荷がゲート−ソース間抵抗ＲＱ１’，ＲＱ２’を通して引き抜かれて両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がオフし、電力変換回路１の回路素子が過電圧により破壊されるのを防止することができる。

以上の動作をまとめると図２のようになる。なお、図２の（ａ）は直流電源Ｖｓの両端電圧、（ｂ）は第２のスイッチ素子Ｔｒ２のオンオフ状態、（ｃ）は第１のスイッチ素子Ｔｒ１のオンオフ状態、（ｄ）は両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のオンオフ状態、をそれぞれ示す。

また、直流電源Ｖｓが図１とは逆の極性に接続されると、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がオフとなるので、直流電源Ｖｓの極性を誤って誤接続したことによる電力変換回路１の回路素子の故障や破壊を防止することができる。

しかして、本実施形態の電源装置では、電源スイッチＳ１がオンの状態で直流電源Ｖｓの電圧が高くなり過ぎて電圧検出回路３による検出電圧が上記所定値を超えると第２のスイッチ素子Ｔｒ２がオンして第１のスイッチ素子Ｔｒ１がオンし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフとなるので、電力変換回路１の回路素子が破壊されるのを防止することができ、また、直流電源Ｖｓを逆極性に接続した状態で電源スイッチＳ１が投入されたときには、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフなので、電力変換回路１の回路素子が破壊されるのを防止することができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオンオフ制御機能を有する第２のスイッチ素子Ｔｒ２に、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２および逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１それぞれのゲート−ソース間に印加される電圧を制限する電圧制限機能を持たせることができるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２および逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１それぞれに独立した駆動回路を設ける場合に比べて回路部品点数を削減することができ、低コスト化を図ることができる。

また、本実施形態の電源装置では、電圧検出回路３による検出電圧が上記所定値を超えたときに過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２とともに逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１もオフさせるので、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１を確実に保護することができる。

（実施形態２）
本実施形態の電源装置の基本構成は実施形態１と略同じであって、図３に示すように、実施形態１にて説明したｐｎｐトランジスタからなる第１のスイッチ素子Ｔｒ１および抵抗Ｒ０を設ける代わりに、ｎｐｎトランジスタからなる第１のスイッチ素子Ｔｒ３を設け、実施形態１における第１のスイッチ素子Ｔｒ１の機能を第１のスイッチ素子Ｔｒ３に持たせている点などが相違する。ここにおいて、第１のスイッチ素子Ｔｒ３は、エミッタがゲート抵抗ＲＱ１，ＲＱ２を介して両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲートに接続されるとともにコレクタが電源スイッチＳ１を介して直流電源Ｖｓの正極に接続され、ベースが第２のスイッチ素子Ｔｒ２のコレクタに接続されている。要するに、本実施形態では、第１のスイッチ素子Ｔｒ３のベースと両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソースとの間にツェナダイオードＺＤ２が接続されるとともに、第２のスイッチ素子Ｔｒ２が接続されている。

以下、本実施形態の電源装置の動作について説明する。

電源スイッチＳ１がオンされたとすると、直流電源Ｖｓの極性および電圧がともに正常であって直流電源Ｖｓの電圧が上記規定値よりも低ければ（両抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位が上記所定値よりも低ければ）、第２のスイッチ素子Ｔｒ２がオフ、第１のスイッチ素子Ｔｒ３がオンとなるので、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間電圧は当該両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のオンを維持するのに十分な一定電圧に保持され、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２はともにオン状態を維持する。したがって、直流電源Ｖｓから電力変換回路１へ給電される。

ここで、直流電源Ｖｓの電圧が例えばサージ電圧などの影響により上記規定値を超えると、両抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位が上記所定値を超え、第２のスイッチ素子Ｔｒ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｔｒ３がオフするので、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の電荷がゲート−ソース間抵抗ＲＱ１’，ＲＱ２’を通して引き抜かれて両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がオフし、電力変換回路１の回路素子が過電圧により破壊されるのを防止することができる。

以上の動作をまとめると図４のようになる。なお、図４の（ａ）は直流電源Ｖｓの両端電圧、（ｂ）は第２のスイッチ素子Ｔｒ２のオンオフ状態、（ｃ）は第１のスイッチ素子Ｔｒ３のオンオフ状態、（ｄ）は両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のオンオフ状態、をそれぞれ示す。

また、直流電源Ｖｓが図３とは逆の極性に接続されると、両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がオフとなるので、直流電源Ｖｓの極性を誤って誤接続したことによる電力変換回路１の回路素子の故障や破壊を防止することができる。

しかして、本実施形態の電源装置では、電源スイッチＳ１がオンの状態で直流電源Ｖｓの電圧が高くなり過ぎて電圧検出回路３による検出電圧が上記所定値を超えると第２のスイッチ素子Ｔｒ２がオンして第１のスイッチ素子Ｔｒ３がオフし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフとなるので、電力変換回路１の回路素子が破壊されるのを防止することができ、また、直流電源Ｖｓを逆極性に接続した状態で電源スイッチＳ１が投入されたときには、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフなので、電力変換回路１の回路素子が破壊されるのを防止することができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオンオフ制御機能を有する第２のスイッチ素子Ｔｒ２に、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２および逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１それぞれのゲート−ソース間に印加される電圧を制限する電圧制限機能を持たせることができるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２および逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１それぞれに独立した駆動回路を設ける場合に比べて回路部品点数を削減することができ、低コスト化を図ることができる。

（実施形態３）
本実施形態の電源装置の基本構成は実施形態２と略同じであって、図５に示すように、電源スイッチＳ１と電力変換回路１との間に、リアクトル、コンデンサなどから構成されるフィルタ回路Ｆ１を挿入して、電力変換回路１の入力端間に電源安定化用の電解コンデンサＣ１を接続し、２つの抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路からなり直流電源Ｖｓの電圧を検出する電圧検出回路３をフィルタ回路Ｆ１よりも電力変換回路１側で電解コンデンサＣ１に並列接続している点などが相違する。すなわち、本実施形態における電圧検出回路３は、フィルタ回路Ｆ１と電解コンデンサＣ１とを結ぶラインの中間に一端が接続されている。なお、実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

ところで、電解コンデンサＣ１およびフィルタ回路Ｆ１は、電力変換回路１の一部を構成していてもよく、電源安定化のためには電解コンデンサＣ１として容量のより大きなものを用いる必要があるが、電力変換回路１の小型化を考慮した場合、電解コンデンサＣ１の耐圧は直流電源Ｖｓの上記設定値以上の耐圧でより低い方が好ましい。その一方で、電解コンデンサＣ１として耐圧の低いものを用いた場合、直流電源Ｖｓの電圧が上記規定値を超えたときに電解コンデンサＣ１が破壊される可能性が高い。

これに対して、本実施形態では、回路上において電解コンデンサＣ１のより近傍で直流電源Ｖｓの電圧を検出することにより、電解コンデンサＣ１が破壊されるのを防止することができる。したがって、電解コンデンサＣ１の耐圧を必要以上に高耐圧に設定する必要がなく電源装置の小型化が可能になるのである。

また、本実施形態の電源装置では、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２がオン状態からオフ状態に移行する際、抵抗Ｒ５は第２のスイッチ素子Ｔｒ２の動作上無効になるので、直流電源Ｖｓ→電源スイッチＳ１→抵抗Ｒ４→第２のスイッチ素子Ｔｒ２のエミッタ→ダイオードＤq1→直流電源Ｖｓの経路の電流が増大し、これに伴って第２のスイッチ素子Ｔｒ２のコレクタ電流も増大するため、より短期間で過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２をオフ状態に移行させることができる（ヒステリシスを持たすことができる）。

なお、本実施形態におけるフィルタ回路Ｆ１、電解コンデンサＣ１、電圧検出回路３を実施形態１の電源装置に適用しても、同様の効果が得られる。

（実施形態４）
ところで、実施形態１にて説明したように、逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴＱ１には低耐圧で高電流容量のｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２には高耐圧で低電流容量のＭＯＳＦＥＴを用いているので、電源スイッチＳ１がオンした瞬間（電源スイッチＳ１の投入時）に電源ラインに過大な突入電流が流れて過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２が破壊されてしまう恐れがある。

本実施形態の電源装置の基本構成は実施形態３と略同じであって、図６に示すように、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間にコンデンサＣ２を挿入している点、第１のスイッチ素子Ｔｒ３のエミッタと両ゲート抵抗ＲＱ１，ＲＱ２の接続点との間に抵抗Ｒ６を挿入している点が相違する。なお、実施形態３と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

しかして、本実施形態の電源装置では、電源スイッチＳ１を投入すると、コンデンサＣ２が抵抗Ｒ６を介して充電されるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオフ状態からオン状態への移行時間を長くし過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン電流の立ちあがりを緩やかにすることができ、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２が突入電流により破壊されるのを防止することができる。

なお、本実施形態のようにコンデンサＣ２を用いて突入電流による過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２の破壊を防止する技術思想を上述の実施形態１〜３に適用してもよい。

（実施形態５）
ところで、実施形態４のように過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート−ソース間にコンデンサＣ２を挿入すると、直流電源Ｖｓの電圧が上記規定値を超えた場合の過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオン状態からオフ状態への移行時間も長くなってしまうので、結果的に電力変換回路１に過大な電圧ストレスがかかって回路素子が破壊されてしまう恐れがある。

そこで、本実施形態の電源装置では、図７に示すように、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ７とコンデンサＣ２との直列回路を両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲート−ソース間に挿入し、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ７との接続点と第１のスイッチ素子Ｔｒ３のベースとの間にダイオードＤ２を挿入している点が相違する。ここに、ダイオードＤ１は、アノードが第１のスイッチ素子Ｔｒ３のエミッタに接続されるとともにゲート抵抗ＲＱ１，ＲＱ２を介して両ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のゲートに接続され、カソードが抵抗Ｒ７に接続されている。また、ダイオードＤ２は、アノードが抵抗Ｒ７とコンデンサＣ２との接続点に接続されカソードが第１のスイッチ素子Ｔｒ３のベースに接続されている。なお、実施形態４と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

しかして、本実施形態の電源装置では、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオフ状態からオン状態への移行時間を長くする一方で過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２のオン状態からオフ状態への移行時間を短くすることが可能となるので、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴＱ２が突入電流で破壊されるのを防止することができるとともに、電力変換回路１に過大な電圧ストレスがかかるのを防止することができ、低耐圧の部品を用いることができて低コスト化を図ることができる。

実施形態１を示す回路図である。同上の動作説明図である。実施形態２を示す回路図である。同上の動作説明図である。実施形態３を示す回路図である。実施形態４を示す回路図である。実施形態５を示す回路図である。従来例を示す回路図である。他の従来例を示す回路図である。

符号の説明

１電力変換回路
２負荷回路
３電圧検出回路
Ｄq1 ダイオード
Ｄq2 ダイオード
Ｑ１逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２抵抗
Ｒ３抵抗
Ｓ１電源スイッチ
Ｔｒ１第１のスイッチ素子
Ｔｒ２第２のスイッチ素子
Ｖｓ直流電源
ＺＤ２ツェナダイオード

Claims

直流電源と、直流電源の出力電圧を負荷回路に必要な電圧に変換する電力変換回路と、直流電源の正極と電力変換回路の高電位側の入力端との間に挿入された電源スイッチと、直流電源の負極と電力変換回路の低電位側の入力端との間にソース−ドレイン間が挿入された第１のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴと、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのソースと直流電源の負極との間にソース−ドレイン間が挿入された第２のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴと、ｐｎｐトランジスタからなり両ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間にエミッタ−コレクタ間が挿入され且つエミッタが抵抗を介して直流電源の正極に接続された第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子のベースにカソードが接続され両ＭＯＳＦＥＴのソースにアノードが接続されたツェナダイオードと、直流電源の電圧を検出する電圧検出回路と、第１のスイッチ素子のベースと両ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に挿入され電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えたときにオンする第２のスイッチ素子とを備えてなることを特徴とする電源装置。
直流電源と、直流電源の出力電圧を負荷回路に必要な電圧に変換する電力変換回路と、直流電源の正極と電力変換回路の高電位側の入力端との間に挿入された電源スイッチと、直流電源の負極と電力変換回路の低電位側の入力端との間にソース−ドレイン間が挿入された第１のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴと、過電圧保護用ＭＯＳＦＥＴのソースと直流電源の負極との間にソース−ドレイン間が挿入された第２のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる逆接続保護用ＭＯＳＦＥＴと、ｎｐｎトランジスタからなりエミッタが両ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されるとともにコレクタが直流電源の正極に接続された第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子のベースにカソードが接続され両ＭＯＳＦＥＴのソースにアノードが接続されたツェナダイオードと、直流電源の電圧を検出する電圧検出回路と、第１のスイッチ素子のベースと両ＭＯＳＦＥＴのソースとの間に挿入され電圧検出回路による検出電圧が所定値を超えたときにオンする第２のスイッチ素子とを備えてなることを特徴とする電源装置。
前記直流電源と前記電力変換回路との間に挿入されたフィルタ回路と、前記電力変換回路の入力端間に接続された電源安定化用の電解コンデンサとを備え、前記電圧検出回路は、フィルタ回路と電解コンデンサの正極とを結ぶラインの中間に一端が接続されてなることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装置。
前記両ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間に挿入されたコンデンサを備えることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の電源装置。
前記両ＭＯＳＦＥＴのゲートにアノードが接続された第１のダイオードと前記両ＭＯＳＦＥＴのソースに一端が接続されたコンデンサとの直列回路と、コンデンサの他端にアノードが接続され前記第１のスイッチ素子のベースにカソードが接続された第２のダイオードとを備えてなることを特徴とする請求項３記載の電源装置。