JP2005033257A - 自動利得制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路規模を増大させることなく、車載環境による複雑な電界変動に対応できる自動利得制御装置を提供すること。
【解決手段】ベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求める振幅検出部１１と、該振幅値を平均化して平均振幅値を算出する平均化フィルタ１２と、所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて利得調整信号Ｓ１を出力する誤差検出部１３と、利得調整信号Ｓ１をもとに、可変増幅器３ｆに印加する電圧を設定し、可変増幅器３ｆの利得制御を行うＩＦ利得制御部１６と、利得調整信号Ｓ１をもとに、ＬＮＡ３ｂに印加する電圧を設定し、ＬＮＡ３ｂの利得制御を行うＲＦ利得制御部１７と、を備える。
【選択図】 図２
【解決手段】ベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求める振幅検出部１１と、該振幅値を平均化して平均振幅値を算出する平均化フィルタ１２と、所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて利得調整信号Ｓ１を出力する誤差検出部１３と、利得調整信号Ｓ１をもとに、可変増幅器３ｆに印加する電圧を設定し、可変増幅器３ｆの利得制御を行うＩＦ利得制御部１６と、利得調整信号Ｓ１をもとに、ＬＮＡ３ｂに印加する電圧を設定し、ＬＮＡ３ｂの利得制御を行うＲＦ利得制御部１７と、を備える。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル無線端末の受信系等に用いられ、該デジタル無線端末に受信されるデジタル信号の受信状態に応じて該デジタル無線端末の利得を制御する自動利得制御装置に関し、特に、車載用デジタル無線端末に好適な自動利得制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、デジタルテレビ受信装置等のデジタル無線端末では、該デジタル無線端末のアンテナから受信したＲＦ帯のデジタル変調信号（ＲＦ信号）をもとにベースバンド信号を生成する場合、このＲＦ信号がＩＦ帯のデジタル変調信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートされ、得られたＩＦ信号が、デジタル処理によって復調される。この場合、受信されたＲＦ信号は、帯域フィルタ（ＢＰＦ）を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）を通過し、局部発振器に接続された混合器に入力される。この混合器に入力されたＲＦ信号は、この局部発振器から発振された信号と混合されて、ＩＦ信号にダウンコンバートされる。この混合器から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦを介して可変増幅器に入力されて増幅され、さらに、アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）に入力されてデジタル化される。その後、デジタル化されたＩＦ信号は、デジタル復調器よって復調され、これによって、ベースバンド信号が生成される。
【０００３】
ここで、受信されるＲＦ信号の受信電界レベルが変動する場合、この受信電界レベルに応じて、上述した可変増幅器の利得を制御する自動利得制御装置（ＡＧＣ装置）をデジタル無線端末に設けて、該デジタル無線端末のデジタル復調器に入力されるＩＦ信号の信号レベルを一定にする必要がある。このＡＧＣ装置として、たとえば、ＲＦ信号の受信レベル変動量を検出し、検出した受信レベル変動量に応じて、ＩＦ信号の平均振幅値算出パラメータを調整し、調整された平均振幅値算出パラメータを用いて算出されたＩＦ信号の平均振幅値をもとに、上述した可変増幅器の利得制御を行うものがある（特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−４４１６９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した特許文献１に記載されたＡＧＣ装置では、受信されたＲＦ信号の受信レベル変動量に応じ、デジタル化されたＩＦ信号の平均振幅値を算出して、デジタル復調器が正常動作するための理想振幅値と該平均振幅値との誤差を検出し、該誤差をもとに可変増幅器の利得制御を行うように構成されている。したがって、ＩＦ信号を増幅する可変増幅器の利得制御とＲＦ信号を増幅するＬＮＡの利得制御とを同時に行って、デジタル復調器に入力されるＩＦ信号の信号レベルを一定にする場合、上述した特許文献１に記載されたＡＧＣ装置では、この誤差をもとにＬＮＡの利得制御を行う制御回路を新規に設けなければならず、ＡＧＣ装置の回路規模が増大するという問題点があった。
【０００６】
なお、車載環境下では、デジタル無線端末に受信されるＲＦ信号の受信電界レベルが複雑に変動するため、ＩＦ信号を増幅する可変増幅器の利得とＲＦ信号を増幅するＬＮＡの利得とを同時に制御できるＡＧＣ装置を用いなければ、このデジタル無線端末のデジタル復調器に入力されるＩＦ信号の信号レベルを一定にすることは困難である。したがって、車載用デジタル無線端末を実現するためには、このＡＧＣ装置がデジタル回路によって構成されるとともに、その回路規模を小型化することが不可欠である。
【０００７】
この発明は、上記従来技術の問題点に鑑みてなされたものであって、回路規模を増大させることなく、車載環境による複雑な電界変動に対応できる自動利得制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる自動利得制御装置は、受信されたＲＦ信号を増幅するＲＦ信号増幅手段の利得を制御するとともに、前記ＲＦ信号から変換されたＩＦ信号を増幅するＩＦ信号増幅手段の利得を制御して、直交復調される前記ＩＦ信号の振幅を所望振幅値に調整する自動利得制御装置において、前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力する利得調整手段と、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行うＩＦ利得制御手段と、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うＲＦ利得制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【０００９】
この請求項１の発明によれば、利得調整手段が、前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力し、ＩＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行い、ＲＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うようにし、車載環境に起因する電界変動に応じて、前記ＩＦ信号の振幅値を前記所望振幅値に調整でき、車載用のデジタルテレビ用受信装置に好適な自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現している。
【００１０】
また、請求項２にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力する平均受信電力処理手段と、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定する第１フィルタ係数設定手段と、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定する第２フィルタ係数設定手段と、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定する平均化フィルタ係数設定手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１１】
この請求項２の発明によれば、平均受信電力処理手段が、前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力し、第１フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定し、第２フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定し、平均化フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定するようにし、一つの前記平均受信電力情報を用いて前記平均化フィルタ、前記第１フィルタ、および前記第２フィルタの各応答速度を個別に自動設定し、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、常時最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行うことができる自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現している。
【００１２】
また、請求項３にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定するフィルタ係数設定手段を備えたことを特徴とする。
【００１３】
この請求項３の発明によれば、フィルタ係数設定手段が、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定するようにし、受信電界レベルの変動に応じて、適宜最適な応答速度を設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、適宜最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行うことができる自動利得制御装置を小規模な回路構成で容易に実現している。
【００１４】
また、請求項４にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定する動作開始点設定手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
この請求項４の発明によれば、動作開始点設定手段が、前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定するようにし、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御動作と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御動作との割合を適宜調整することができ、これによって、特性の異なる様々なチューナに対応でき、チューナに対する汎用性を高めた自動利得制御装置を容易に実現している。
【００１６】
また、請求項５にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成し、該電圧をＰＷＭ信号に変換する第１ＰＷＭ変換手段と、前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成し、該電圧をＰＷＭ信号に変換する第２ＰＷＭ変換手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１７】
この請求項５の発明によれば、第１ＰＷＭ変換手段が、前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換し、第２ＰＷＭ変換手段が、前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換するようにし、単純な回路構成によって、前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加するとともに前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加することができ、当該自動利得制御装置の小規模化を促進している。
【００１８】
また、請求項６にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記利得調整手段は、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えたことを特徴とする。
【００１９】
この請求項６の発明によれば、前記利得調整手段が、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えるようにし、前記振幅値を検出する処理時間を短縮して前記利得調整手段の応答速度の低下を防止し、車載環境で発生する急激な電界変動に対応できる自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現している。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明にかかる自動利得制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態１である自動利得制御装置（ＡＧＣ装置）を用いたデジタルテレビ用の受信装置の概略構成を示すブロック図である。図１において、受信装置１は、アンテナ２、チューナ３、ＡＤ変換器４、デジタル直交復調器５、ＬＰＦ６〜９、およびＡＧＣ装置１０を有する。また、チューナ３は、ＢＰＦ３ａ，３ｅ、ＬＮＡ３ｂ、混合器３ｃ、局部発振器３ｄ、および可変増幅器３ｆを有する。
【００２２】
放送局からＯＦＤＭ方式で送信された複数チャンネルのＲＦ信号は、アンテナ２に受信され、チューナ３のＢＰＦ３ａを通過してＬＮＡ３ｂに入力される。ＢＰＦ３ａは、この複数チャンネルのＲＦ信号から特定チャンネルのＲＦ信号を取り出し、ＬＮＡ３ｂは、ＡＧＣ装置１０が出力したＲＦ利得制御信号ＳＲＦによって利得制御され、ＢＰＦ３ａによって取り出された特定チャンネルのＲＦ信号の振幅値を増幅する。つぎに、増幅されたＲＦ信号は、局部発振器３ｄと接続された混合器３ｃに入力される。局部発振器３ｄは、混合器３ｃに入力されるＲＦ信号に比して十分大きい局部周波数を有する局部信号を発信し、混合器３ｃは、この局部信号を用いて、入力されたＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする。
【００２３】
混合器３ｃによってダウンコンバートされたＩＦ信号は、ＢＰＦ３ｅを通過して可変増幅器３ｆに入力される。ＢＰＦ３ｅは、入力されたＩＦ信号から特定周波数帯域のＩＦ信号を取り出し、可変増幅器３ｆは、ＡＧＣ装置１０が出力したＩＦ利得制御信号ＳＩＦによって利得制御され、ＢＰＦ３ｅによって取り出された特定周波数帯域のＩＦ信号の振幅値を増幅する。
【００２４】
チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤ変換器４に入力され、ＡＤ変換器４によってデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換されたＩＦ信号は、デジタル直交復調器５に入力される。デジタル直交復調器５は、入力されたＩＦ信号に対して直交復調処理を行ってベースバンド信号を生成し、このベースバンド信号のＱ軸成分に対応するＱ軸信号ＳＱとＩ軸成分に対応するＩ軸信号ＳＩとを出力する。その後、デジタル直交復調器５から出力されたＱ軸信号ＳＱおよびＩ軸信号ＳＩは、ＬＰＦ６，７をそれぞれ通過し、ＡＧＣ装置１０に入力されるとともにＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部等（図示せず）に入力される。このＱ軸信号ＳＱおよびＩ軸信号ＳＩがＦＦＴ処理部に入力された場合、ＦＦＴ処理部は、入力されたＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱを高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ復調処理を行う。
【００２５】
一方、ＡＧＣ装置１０は、入力されたＱ軸信号ＳＱおよびＩ軸信号ＳＩをもとに、ＬＮＡ３ｂに印加する電圧に対応するＲＦ利得制御信号ＳＲＦと可変増幅器３ｆに印加する電圧に対応するＩＦ利得制御信号ＳＩＦとを出力する。ＡＧＣ装置１０から出力されたＲＦ利得制御信号ＳＲＦは、ＬＰＦ８を通過してＬＮＡ３ｂに入力され、ＡＧＣ装置１０から出力されたＩＦ利得制御信号ＳＩＦは、ＬＰＦ９を通過して可変増幅器３ｆに入力される。この場合、ＬＰＦ８は、このＲＦ利得制御信号ＳＲＦを積分して、該ＲＦ利得制御信号ＳＲＦをアナログ信号に変換し、ＬＰＦ９は、このＩＦ利得制御信号ＳＩＦを積分して、該ＩＦ利得制御信号ＳＩＦをアナログ信号に変換する。ＬＰＦ８，９によってそれぞれアナログ変換されたＲＦ利得制御信号ＳＲＦおよびＩＦ利得制御信号ＳＩＦは、ＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆに対する各印加電圧として、ＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆにそれぞれ入力され、ＬＮＡ３ｂは、このＲＦ利得制御信号ＳＲＦによって利得制御され、可変増幅器３ｆは、このＩＦ利得制御信号ＳＩＦによって利得制御される。これによって、チューナ３は、受信装置１が正常動作するための理想振幅値のＩＦ信号を出力するように制御される。すなわち、ＡＧＣ装置１０は、デジタル直交復調器５によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとにＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆの利得制御を行って、受信装置１がデジタルテレビ用受信装置として正常に動作するように、チューナ３から出力されるＩＦ信号の振幅値を理想振幅値に調整する。
【００２６】
図２は、この発明の実施の形態１であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。図２において、ＡＧＣ装置１０は、振幅検出部１１、平均化フィルタ１２、誤差検出部１３、アンプ１４，１９、係数設定部１５、ＩＦ利得制御部１６、ＲＦ利得制御部１７、および動作開始点設定部１８を有する。ＡＧＣ装置１０の信号入力端には、振幅検出部１１が配置され、振幅検出部１１の後段には、平均化フィルタ１２、誤差検出部１３、およびアンプ１４が順次接続される。アンプ１４の後段には、係数設定部１５、ＩＦ利得制御部１６、動作開始点設定部１８がそれぞれ接続される。動作開始点設定部１８の後段には、アンプ１９およびＲＦ利得制御部１７が順次接続される。すなわち、ＡＧＣ装置１０は、アンプ１４から出力された信号が、係数設定部１５およびＩＦ利得制御部１６に入力されるとともに、動作開始点設定部１８およびアンプ１９を介して、ＲＦ利得制御部１７に入力されるように構成される。さらに、係数設定部１５は、平均化フィルタ１２、ＩＦ利得制御部１６の信号入力端に配置されたＬＰＦ１６ａ、およびＲＦ利得制御部１７の信号入力端に配置されたＬＰＦ１７ａに接続される。
【００２７】
振幅検出部１１は、受信したベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分の各絶対値を求め、得られた各絶対値を加算して該ベースバンド信号の振幅値を出力するデジタル演算回路によって実現される。振幅検出部１１は、図１に示したデジタル直交復調器５によって生成されたベースバンド信号のＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱを受信した場合、受信したＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱをもとに演算処理を行い、このベースバンド信号の振幅値を演算出力する。この場合、振幅検出部１１は、演算出力したベースバンド信号の振幅値に対応する振幅値信号ＳＰを出力する。なお、振幅検出部１１の詳細な構成および振幅検出部１１による演算処理の動作については、後述する。
【００２８】
平均化フィルタ１２は、フィルタ係数が可変であるＬＰＦを用いて実現され、振幅検出部１１から受信した振幅値信号ＳＰの雑音を除去するとともに、この振幅値信号ＳＰに対応するベースバンド信号の振幅値を平均化する（振幅平均化処理）。また、平均化フィルタ１２は、係数設定部１５から受信したフィルタ係数信号Ｓ２によってフィルタ係数が自動的に設定され、設定されたフィルタ係数によってフィルタ特性が決定される。一般に、ＬＰＦのフィルタ係数を変化させて該ＬＰＦのフィルタ特性を変化させた場合、このＬＰＦの応答速度は、このフィルタ特性の変化にともなって変化する。すなわち、平均化フィルタ１２は、受信したフィルタ係数信号Ｓ２によって自動的に設定されたフィルタ係数に応じて、上述した振幅平均化処理の応答速度を変化させる。
【００２９】
ここで、このベースバンド信号は、ＯＦＤＭ方式によって多重化された信号であるため、振幅が異なる多数のキャリアを含んでいる。このため、このベースバンド信号の振幅値は、一定の振幅値を有するＩＦ信号が直交復調された場合であっても、複雑に変動する。平均化フィルタ１２は、振幅値信号ＳＰを受信した場合、受信した振幅値信号ＳＰに対応する振幅値の複雑なレベル変動を取り除き、この振幅値信号ＳＰに対応するベースバンド信号の振幅値を平均化する。この場合、平均化フィルタ１２は、平均化されたベースバンド信号の振幅値に対応する平均振幅値信号を出力する。
【００３０】
誤差検出部１３は、減算回路を用いて実現され、平均化フィルタ１２から受信した平均振幅値信号に対応するベースバンド信号の平均振幅値と基準振幅値との差分を検出する。ただし、この基準振幅値は、図１に示した受信装置１がデジタルテレビ用受信装置として正常に動作するためのＩＦ信号の理想振幅値である。したがって、この平均振幅値と基準振幅値との差分は、実際のベースバンド信号の平均振幅値と図１に示したチューナ３から出力されるＩＦ信号の理想振幅値との誤差に相当する。すなわち、誤差検出部１３は、実際のベースバンド信号の平均振幅値と基準振幅値との誤差を検出する。また、誤差検出部１３は、検出した誤差が零になるように、チューナ３のＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆの利得を調整する。この場合、誤差検出部１３は、検出した誤差が零になるように調整されたＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆの利得に対応する利得調整信号Ｓ１を出力する。アンプ１４は、誤差検出部１３による利得調整中の発振を防止するとともに、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１を増幅する。なお、利得調整信号Ｓ１には、この調整された利得に関する情報の他に、実際のベースバンド信号の信号レベルに関する情報が含まれる。
【００３１】
誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を通過し、その後、係数設定部１５およびＩＦ利得制御部１６に入力されるとともに、動作開始点設定部１８およびアンプ１９を介して、ＲＦ利得制御部１７に入力される。すなわち、利得調整信号Ｓ１に含まれる情報は、係数設定部１５、ＩＦ利得制御部１６、およびＲＦ利得制御部１７によって共用される。すなわち、上述した振幅検出部１１、平均化フィルタ１２、誤差検出部１３、およびアンプ１４を用いて構成された処理系は、ＬＮＡ３ｂによるＲＦ信号の利得および可変増幅器３ｆによるＩＦ信号の利得を調整する利得調整部として機能する。
【００３２】
係数設定部１５は、平均化フィルタ１５ａおよび係数処理部１５ｂ〜１５ｄを有する。平均化フィルタ１５ａは、アンプ１４および係数処理部１５ｂ〜１５ｄに接続される。また、係数処理部１５ｂは平均化フィルタ１２に接続され、係数処理部１５ｃはＬＰＦ１６ａに接続され、係数処理部１５ｄはＬＰＦ１７ａに接続される。
【００３３】
平均化フィルタ１５ａは、ＬＰＦを用いて実現され、アンプ１４を介して誤差検出部から受信した利得調整信号Ｓ１をもとに実際のベースバンド信号の平均受信電力を算出する。ここで、利得調整信号Ｓ１には、上述したように、実際のベースバンド信号の信号レベルに関する情報が含まれているので、平均化フィルタ１５ａは、利得調整信号Ｓ１を積分して、実際のベースバンド信号の平均受信電力を算出することができる。平均化フィルタ１５ａは、算出した平均受信電力に対応する平均受信電力信号を係数処理部１５ｂ〜１５ｄに送出する。
【００３４】
係数処理部１５ｂは、デジタル演算回路を用いて実現され、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力信号に対応する平均受信電力と予め設定された係数演算パラメータとをもとに、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を演算出力する。
【００３５】
なお、係数処理部１５ｂは、フィルタ係数を出力するまでの各処理を実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、これらの各処理プログラム等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、および平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力または各演算パラメータ等を記憶するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を有することで実現してもよい。この場合、係数処理部１５ｂのＲＡＭには、予め係数演算パラメータが格納され、係数処理部１５ｂは、受信した平均受信電力信号に対応する平均受信電力とＲＡＭから読み出した係数演算パラメータとを用いて、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を演算出力する。
【００３６】
また、係数処理部１５ｂは、平均化フィルタ１５ａから順次受信した各平均受信電力をＲＡＭに記憶させてもよく、この場合、係数処理部１５ｂは、ＲＡＭから読み出された各平均受信電力をもとに該平均受信電力の変動量を演算し、得られた平均受信電力の変動量とＲＡＭから読み出された係数演算パラメータとを用いて、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を演算出力する。
【００３７】
さらに、係数処理部１５ｂのＲＡＭに平均化フィルタ１２のフィルタ係数を複数記憶させてもよい。この場合、係数処理部１５ｂのＲＯＭには、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力または該平均受信電力の変動量に対するしきい値が予め記憶され、係数処理部１５ｂは、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力と該平均受信電力に対するしきい値とを比較し、あるいは受信した各平均受信電力をもとに演算した該平均受信電力の変動量と該変動量に対するしきい値とを比較する。係数処理部１５ｂは、この平均受信電力と該平均受信電力に対するしきい値との比較結果に応じて、または、平均受信電力の変動量と該変動量に対するしきい値との比較結果に応じて、ＲＡＭに記憶されたフィルタ係数を選択的に読み出す。
【００３８】
その後、係数処理部１５ｂは、演算出力したフィルタ係数または選択的に読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ２を平均化フィルタ１２に送出し、これによって、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を自動的に設定する。なお、係数処理部１５ｂが、上述したように、ＣＰＵ、ＲＯＭ、およびＲＡＭを用いて実現される場合、ＣＰＵがＲＯＭに格納された処理プログラムを実行することによって、係数処理部１５ｂによる各処理機能が実現される。
【００３９】
係数処理部１５ｃは、上述した係数処理部１５ｂと同様の構成によって実現され、上述した係数処理部１５ｂと同様に、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力をもとにＬＰＦ１６ａのフィルタ係数を演算出力し、または選択的に読み出す。その後、係数処理部１５ｃは、得られたフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ３をＬＰＦ１６ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１６ａのフィルタ係数を自動的に設定する。
【００４０】
係数処理部１５ｄは、上述した係数処理部１５ｂ，１５ｃと同様の構成によって実現され、上述した係数処理部１５ｂ，１５ｃと同様に、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力をもとにＬＰＦ１７ａのフィルタ係数を演算出力し、または選択的に読み出す。その後、係数処理部１５ｄは、得られたフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ４をＬＰＦ１７ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１７ａのフィルタ係数を自動的に設定する。
【００４１】
一方、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介してＩＦ利得制御部１６に入力される。ＩＦ利得制御部１６は、受信した利得調整信号Ｓ１をもとに、図１に示したチューナ３の可変増幅器３ｆに印加する電圧値を可変増幅器３ｆの定格電圧範囲で設定し、設定した印加電圧に対応するＩＦ利得制御信号ＳＩＦを可変増幅器３ｆ側に出力する。これによって、可変増幅器３ｆは、上述した平均振幅値と理想振幅値との誤差が零になるように、ＩＦ信号の振幅値を増幅する。
【００４２】
ＩＦ利得制御部１６は、信号入力端にＬＰＦ１６ａが配置され、信号出力端にＰＷＭ変換部１６ｇが配置される。また、ＬＰＦ１６ａからＰＷＭ変換部１６ｇに向けて順次、クランプ回路１６ｂ、上限設定部１６ｃ、極性設定部１６ｄ、電圧調整部１６ｅ、およびマニュアル切換部１６ｆが接続される。この場合、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介してＬＰＦ１６ａに入力され、ＬＰＦ１６ａは、係数設定部１５の係数処理部１５ｃから受信したフィルタ係数信号Ｓ３をもとにフィルタ係数が設定され、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。ＬＰＦ１６ａによって積分された利得調整信号Ｓ１は、該利得調整信号Ｓ１に対応する利得でＩＦ信号を増幅するための可変増幅器３ｆの印加電圧に関する情報を含む印加電圧信号として、ＬＰＦ１６ａから出力される。
【００４３】
つぎに、ＬＰＦ１６ａから出力された印加電圧信号は、クランプ回路１６ｂに入力される。クランプ回路１６ｂは、受信した印加電圧信号の負成分を除去する。クランプ回路１６ｂによって負成分が除去された印加電圧信号は、上限設定部１６ｃに入力される。上限設定部１６ｃは、受信した印加電圧信号に対応する印加電圧の上限値を設定し、これによって、この印加電圧信号に対応する印加電圧値は、可変増幅器３ｆの定格電圧以下の電圧値に調整される。
【００４４】
上限設定部１６ｃによって上限値が設定された印加電圧信号は、極性設定部１６ｄを介して電圧調整部１６ｅに入力される。電圧調整部１６ｅは、加算回路を用いて実現され、予め設定されたオフセット値と受信した印加電圧信号に対応する印加電圧値とを加算する（電圧調整処理）。ここで、このオフセット値は、可変増幅器３ｆに印加される電圧値が可変増幅器３ｆの利得制御を安定的に行うために必要な電圧範囲内の値になるように、この印加電圧信号に対応する印加電圧値に加算される電圧値である。すなわち、電圧調整部１６ｅは、受信した印加電圧信号に対して上述した電圧調整処理を行って、上述した電圧範囲内の印加電圧値が可変増幅器３ｆに印加されるように、この印加電圧信号に対応する印加電圧値を調整する。電圧調整部１６ｅから出力される印加電圧信号は、上述したように、クランプ回路１６ｂによって負成分が除去され、上限設定部１６ｃによって上限値が設定され、さらに、電圧調整部１６ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧値に対応している。この場合、電圧調整部１６ｅは、この印加電圧値に対応する印加電圧信号Ｓ５を出力する。
【００４５】
電圧調整部１６ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧信号Ｓ５は、マニュアル切換部１６ｆに入力される。マニュアル切換部１６ｆは、固定電圧値が予め格納されたレジスタ等の記憶手段と出力信号を切り換える切換手段等とを用いて実現され、マニュアル切換部１６ｆから出力される信号の切換処理を行い、この固定電圧値に対応する電圧信号または電圧調整部１６ｅから受信した印加電圧信号Ｓ５を出力する。ただし、この固定電圧値は、ユーザによって予め設定された可変増幅器３ｆの印加電圧値である。マニュアル切換部１６ｆは、この切換処理を行って、ＡＧＣ装置１０によって調整された印加電圧値に対応するデジタル信号またはユーザによって設定された固定の印加電圧値に対応するデジタル信号を出力する。なお、この切換処理は、ユーザが行う切換操作に基づいて実行される。
【００４６】
マニュアル切換部１６ｆから出力された印加電圧信号Ｓ５は、ＰＷＭ変換部１６ｇに入力される。ＰＷＭ変換部１６ｇは、受信したデジタル信号のハイレベルに対応した矩形波を所定周期毎に検出し、検出した複数の矩形波を所定周期毎に合成して、このデジタル信号をＰＷＭ信号に変換する（ＰＷＭ変換処理）。したがって、ＰＷＭ変換部１６ｇが印加電圧信号Ｓ５を受信した場合、この印加電圧信号Ｓ５は、上述したＰＷＭ変換処理によって、ハイレベルに対応した各矩形波のパルス幅が可変増幅部３ｆへの印加電圧値に対応するＰＷＭ信号に変換される。この場合、ＰＷＭ変換部１６ｇは、印加電圧信号Ｓ５から変換したＰＷＭ信号をＩＦ利得制御信号ＳＩＦとして出力する。なお、ＰＷＭ変換部１６ｇが行うＰＷＭ変換処理の具体的な説明は後述する。
【００４７】
他方、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介して動作開始点設定部１８に入力される。動作開始点設定部１８は、減算器１８ａおよびレジスタ１８ｂを有する。レジスタ１８ｂには、ユーザによって設定された動作開始信号レベルが更新自在に格納され、減算器１８ａは、受信した利得調整信号Ｓ１に含まれる信号レベルからレジスタ１８ｂに格納された動作開始信号レベルを減算する（レベル減算処理）。その後、減算器１８ａによってレベル減算処理がなされた利得調整信号Ｓ１は、アンプ１９を介してＲＦ利得制御部１７に入力される。
【００４８】
ここで、利得調整信号Ｓ１による信号レベルが動作開始信号レベルよりも大きい場合、ＲＦ利得制御部１７は、レベル減算処理がなされた利得調整信号Ｓ１をもとに、ＬＮＡ３ｂの利得を低下させる利得制御を行う。また、利得調整信号Ｓ１による信号レベルが動作開始信号レベル以下である場合、ＲＦ利得制御部１７は、ＬＮＡ３ｂの利得を低下させる利得制御を行わず、ＬＮＡ３ｂは、ＲＦ利得制御部１７に利得制御されていない初期の利得によって、ＲＦ信号の振幅値を増幅する。すなわち、上述した動作開始信号レベルは、ＲＦ利得制御部１７がＬＮＡ３ｂに対して利得制御動作を開始する信号レベルとして設定され、この場合、動作開始点設定部１８は、上述したレベル減算処理を行って、ＲＦ利得制御部１７がＬＮＡ３ｂに対する利得制御を開始する動作タイミングを設定している。
【００４９】
図３は、ベースバンド信号の信号レベルと可変増幅器３ｆの利得との関係、および、ベースバンド信号の信号レベルとＬＮＡ３ｂの利得との関係を例示する図である。なお、線Ｌ１は、ベースバンド信号の信号レベルと可変増幅器３ｆの利得との関係に対応し、線Ｌ２は、ベースバンド信号の信号レベルとＬＮＡ３ｂの利得との関係に対応する。
【００５０】
図３に示すように、線Ｌ１は、信号レベルｄ１以下の信号レベル範囲において、初期の利得ｇ２を呈し、信号レベルｄ１を超えた信号レベル範囲において、利得が変動している。すなわち、ＩＦ利得制御部１６は、ベースバンド信号の信号レベルが信号レベルｄ１よりも大きい場合、受信した利得調整信号Ｓ１をもとに可変増幅器３ｆの利得制御を行う。この場合、信号レベルｄ１は、ＩＦ利得制御部１６が可変増幅器３ｆに対して利得制御動作を開始する信号レベルに相当する。なお、信号レベルｄ１は、ユーザによって予め設定された固定値である。
【００５１】
一方、線Ｌ２は、信号レベルｄ２以下の信号レベル範囲において、初期の利得ｇ１を呈し、信号レベルｄ２を超えた信号レベル範囲において、利得が変動している。すなわち、ＲＦ利得制御部１７は、ベースバンド信号の信号レベルが信号レベルｄ２よりも大きい場合、受信した利得調整信号Ｓ１をもとにＬＮＡ３ｂの利得制御を行う。この場合、信号レベルｄ２は、上述した動作開始信号レベルに相当する。なお、信号レベルｄ２は、信号レベルｄ１よりも大きい信号レベル範囲に設定されることが望ましい。
【００５２】
ここで、信号レベルｄ２が、上述した動作開始信号レベルと同様に、レジスタ１８ｂに更新自在に格納された場合、ユーザは、信号レベルｄ２を適宜変更することができ、上述した動作開始信号レベルを低レベル側または高レベル側にシフトできる。この場合、チューナ３全体の利得制御におけるＩＦ利得制御部１６による利得制御とＲＦ利得制御部１７による利得制御との割合が操作され、これによって、異なるチューナ特性を有する各チューナに対応したＡＧＣ装置を実現できる。
【００５３】
その後、図２に示すＲＦ利得制御部１７は、受信した利得調整信号Ｓ１をもとに、図１に示したチューナ３のＬＮＡ３ｂに印加する電圧値をＬＮＡ３ｂの定格電圧範囲で設定し、設定した印加電圧に対応するＲＦ利得制御信号ＳＲＦをＬＮＡ３ｂ側に出力する。これによって、ＬＮＡ３ｂは、ＲＦ利得制御信号ＳＲＦに対応する印加電圧が入力され、ＲＦ信号の振幅値を増幅する。
【００５４】
ＲＦ利得制御部１７は、信号入力端にＬＰＦ１７ａが配置され、信号出力端にＰＷＭ変換部１７ｇが配置される。また、ＬＰＦ１７ａからＰＷＭ変換部１７ｇに向けて順次、クランプ回路１７ｂ、上限設定部１７ｃ、極性設定部１７ｄ、電圧調整部１７ｅ、およびマニュアル切換部１７ｆが接続される。この場合、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介してＬＰＦ１６ａに入力され、ＬＰＦ１６ａは、係数設定部１５の係数処理部１５ｄから受信したフィルタ係数信号Ｓ４をもとにフィルタ係数が設定され、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。ＬＰＦ１７ａによって積分された利得調整信号Ｓ１は、該利得調整信号Ｓ１に対応する利得でＲＦ信号を増幅するためのＬＮＡ３ｂの印加電圧に関する情報を含む印加電圧信号として、ＬＰＦ１７ａから出力される。
【００５５】
つぎに、ＬＰＦ１７ａから出力された印加電圧信号は、クランプ回路１７ｂに入力される。クランプ回路１７ｂは、受信した印加電圧信号の負成分を除去する。クランプ回路１７ｂによって負成分が除去された印加電圧信号は、上限設定部１７ｃに入力される。上限設定部１７ｃは、受信した印加電圧信号に対応する印加電圧の上限値を設定し、これによって、この印加電圧信号に対応する印加電圧値は、ＬＮＡ３ｂの定格電圧以下の電圧値に調整される。
【００５６】
上限設定部１７ｃによって上限値が設定された印加電圧信号は、極性設定部１７ｄを介して電圧調整部１７ｅに入力される。電圧調整部１７ｅは、加算回路を用いて実現され、上述した電圧調整部１６ｅと同様に機能する。すなわち、電圧調整部１７ｅは、受信した印加電圧信号に対して電圧調整部１６ｅと同様に電圧調整処理を行って、上述した電圧範囲内の印加電圧値がＬＮＡ３ｂに印加されるように、この印加電圧信号に対応する印加電圧値を調整する。電圧調整部１７ｅから出力される印加電圧信号は、上述したように、クランプ回路１７ｂによって負成分が除去され、上限設定部１７ｃによって上限値が設定され、さらに、電圧調整部１７ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧値に対応している。この場合、電圧調整部１７ｅは、この印加電圧値に対応する印加電圧信号Ｓ６を出力する。
【００５７】
電圧調整部１７ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧信号Ｓ６は、マニュアル切換部１７ｆに入力される。マニュアル切換部１７ｆは、固定電圧値が予め格納されたレジスタ等の記憶手段と出力信号を切り換える切換手段等とを用いて実現され、上述したマニュアル切換部１６ｆと同様に機能する。ただし、この固定電圧値は、ユーザによって予め設定されたＬＮＡ３ｂの印加電圧値である。
【００５８】
マニュアル切換部１７ｆから出力された印加電圧信号Ｓ６は、ＰＷＭ変換部１７ｇに入力される。ＰＷＭ変換部１７ｇは、上述したＰＷＭ変換部１６ｇと同様に機能する。したがって、ＰＷＭ変換部１７ｇが印加電圧信号Ｓ６を受信した場合、この印加電圧信号Ｓ６は、上述したＰＷＭ変換処理によって、ハイレベルに対応した各矩形波のパルス幅がＬＮＡ３ｂへの印加電圧値に対応するＰＷＭ信号に変換される。この場合、ＰＷＭ変換部１７ｇは、印加電圧信号Ｓ６から変換したＰＷＭ信号をＲＦ利得制御信号ＳＲＦとして出力する。
【００５９】
つぎに、上述したＰＷＭ変換部１６ｇが行うＰＷＭ変換処理を具体的に説明する。図４は、印加電圧信号Ｓ５のデジタル信号構成を例示して、ＰＷＭ変換部１６ｇが、電圧調整部１６ｆから出力された印加電圧信号Ｓ５をＩＦ利得制御信号ＳＩＦに変換するＰＷＭ変換処理を具体的に説明する図である。図４に示すように、印加電圧信号Ｓ５は、ハイレベル（たとえば１）に対応した矩形波（高の矩形波）が、周期ｔ１内に３つ連続して存在し、周期ｔ２内に２つ連続して存在し、周期ｔ３内に１つ存在するデジタル信号である。
【００６０】
ＰＷＭ変換部１６ｇが図４に例示される印加電圧信号Ｓ５を受信した場合、ＰＷＭ変換部１６ｇは、周期ｔ１〜ｔ３に存在する高の矩形波をそれぞれ検出する。つぎに、ＰＷＭ変換部１６ｇは、周期ｔ１に存在する３つの高の矩形波を合成して、該３つの高の矩形波をパルス幅ａの高の矩形波に変換し、周期ｔ２に存在する２つの高の矩形波を合成して、該２つの高の矩形波をパルス幅ｂの高の矩形波に変換し、周期ｔ３に存在する１つの高の矩形波をパルス幅ｃの高の矩形波に変換する。これによって、ＰＷＭ変換部１６ｇは、周期ｔ１内にパルス幅ａの高の矩形波が存在し、周期ｔ２内にパルス幅ｂの高の矩形波が存在し、周期ｔ３内にパルス幅ｃの高の矩形波が存在するＰＷＭ信号を生成する。その後、ＰＷＭ変換部１６ｇは、生成したＰＷＭ信号をＩＦ利得制御信号ＳＩＦとして出力し、上述したＰＷＭ変換処理を達成する。ただし、パルス幅ａは、印加電圧信号Ｓ５の一つの矩形波が有するパルス幅の３倍であり、パルス幅ｂは、この一つの矩形波が有するパルス幅の２倍であり、パルス幅ｃは、この一つの矩形波が有するパルス幅と同等である。
【００６１】
なお、ここでは、ＰＷＭ変換部１６ｇによるＰＷＭ変換処理を具体的に説明したが、上述したＰＷＭ変換部１７ｇは、ＰＷＭ変換部１６ｇと同様に機能するので、ＰＷＭ変換部１７ｇによるＰＷＭ変換処理の具体例は、上述したＰＷＭ変換部１６ｇによるＰＷＭ変換処理の場合と同様に説明できる。
【００６２】
また、ＰＷＭ変換部１６ｇによってＰＷＭ変換処理がなされる印加電圧信号Ｓ５として、周期ｔ１内に３つ連続して存在し、周期ｔ２内に２つ連続して存在し、周期ｔ３内に１つ存在するデジタル信号を例示したが、これに限らず、所望の周期毎に所望数の高の矩形波が存在するデジタル信号に対して上述したＰＷＭ変換処理を行うことができ、さらに、この所望数の高の矩形波が所望の周期内において連続していなくても、上述したＰＷＭ変換処理を行うことができる。
【００６３】
つぎに、上述した振幅検出部１１の詳細な構成および振幅検出部１１による演算処理の動作について説明する。図５は、振幅検出部１１の構成例を示すブロック図である。図５において、振幅検出部１１は、正負判別回路１１ａ、ビット反転回路１１ｂ、加算回路１１ｃ、および振幅値演算回路１１ｄを有する。振幅検出部１１の信号入力端には、正負判別回路１１ａが配置され、振幅検出部１１の信号出力端には、振幅値演算回路１１ｄが配置される。また、正負判別回路１１ａにはビット反転回路１１ｂおよび振幅値演算回路１１ｄが接続され、加算回路１１ｃには、ビット反転回路１１ｂおよび振幅値演算回路１１ｄが接続される。
【００６４】
正負判別回路１１ａは、Ｉ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱを受信し、受信したＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱの各最上位ビットを抽出し、抽出した各最上位ビットをもとに、Ｉ軸信号ＳＩに対応するＩ軸成分が正の値であるか負の値であるかを判別するとともにＱ軸信号ＳＱに対応するＱ軸成分が正の値であるか負の値であるかを判別する。この場合、正負判別回路１１ａは、抽出した最上位ビットが１である信号に対応する数値を負の値と判別し、抽出した最上位ビットが０である信号に対応する数値を正の値と判別する。その後、正負判別回路１１ａは、負の値と判別した数値に対応する信号として、負値信号Ｓ７をビット反転回路１１ｂに送出し、正の値と判別した数値に対応する信号として、正値信号Ｓ８を振幅値演算回路１１ｄに送出する。
【００６５】
ビット反転回路１１ｂは、論理否定回路を用いて実現され、受信した負値信号Ｓ７に対応する負の値を表すデジタル値の各ビットを０から１または１から０に反転し（ビット反転処理）、このデジタル値の各ビットの数値が反転されたデジタル値（ビット反転値）を出力する。この場合、ビット反転回路１１ｂは、このビット反転値に対応する反転値信号Ｓ９を出力する。たとえば、ビット反転回路１１ｂは、１００１１という５ビットのデジタル値に対応する負値信号Ｓ７を受信した場合、この５ビットのデジタル値に対してビット反転処理を行って、０１１００という５ビットのビット反転値を生成し、このビット反転値に対応する反転値信号Ｓ９を出力する。
【００６６】
ビット反転回路１１ｂから出力された反転値信号Ｓ９は、加算回路１１ｃに入力される。加算回路１１ｃは、受信した反転値信号ｓ９に対応するビット反転値の最下位ビットの数値に１を加算する（加算処理）。すなわち、加算回路１１ｃは、この加算処理を行って、上述した負値信号Ｓ７に対応する負の値を表すデジタル値の２の補数を出力する。この場合、加算回路１１ｃは、この加算処理によって得られた２の補数に対応する補数信号Ｓ１０を出力する。
【００６７】
加算回路１１ｃから出力された補数信号Ｓ１０および正負判別回路１１ａから出力された正値信号Ｓ８は、振幅値演算回路１１ｄに入力される。振幅値演算回路１１ｄは、受信した正値信号Ｓ８に対応するデジタル値と補数信号Ｓ１０に対応するデジタル値とを上述したＩ軸成分およびＱ軸成分の各絶対値として設定するとともに、このＩ軸成分の絶対値｜Ｉ｜とＱ軸成分の絶対値｜Ｑ｜とを加算して振幅値｜Ｐ｜を出力する（振幅値演算処理）。この場合、振幅値｜Ｐ｜は、次式によって演算出力される。
｜Ｐ｜＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜ ・・・（１）
その後、振幅値演算回路１１ｄは、振幅値演算処理によって得られた振幅値｜Ｐ｜に対応する振幅値信号ＳＰを出力する。
【００６８】
ここで、振幅検出部１１が、Ｉ軸信号ＳＩに対応するＩ軸成分およびＱ軸信号ＳＱに対応するＱ軸成分をもとに、ベースバンド信号の振幅値｜Ｐ｜を出力するまでの各処理について具体的に説明する。図６は、正の値を示すデジタル値が、正負判別回路１１ａに入力され、その後、振幅値演算回路１１ｄに入力されるとともに絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。図７は、負の値を示すデジタル値が、正負判別回路１１ａに入力され、その後、振幅値演算回路１１ｄに入力されるとともに絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。図８は、振幅値演算回路１１ｄが、絶対値｜Ｉ｜および絶対値｜Ｑ｜を用いて振幅値演算処理を行い、振幅値｜Ｐ｜を出力する場合の各デジタル値のビットの状態を例示する図である。なお、図６〜８では、１２ビットのデジタル値を用いた場合を例示するが、この発明は、これに限らず、所望のビット数のデジタル値を用いてもよい。
【００６９】
図６および図７において、Ｉ軸成分が正の値（たとえば１４５）を示すデジタル値に対応し、Ｑ軸成分が負の値（たとえば−１１５）を示すデジタル値に対応している場合、正負判別回路１１ａは、Ｉ軸成分のデジタル値（００００１００１０００１）の１２桁目の数値（０）を抽出し、このＩ軸成分のデジタル値が正の値であると判別する。この場合、正負判別回路１１ａは、このＩ軸成分のデジタル値に対応する正値信号Ｓ８を振幅値演算回路１１ｄに送出する。振幅値演算回路１１ｄは、受信した正値信号Ｓ８に対応するＩ軸成分のデジタル値（００００１００１０００１）を絶対値｜Ｉ｜として設定する。一方、正負判別回路１１ａは、Ｑ軸成分のデジタル値（１１１１１０００１１０１）の１２桁目の数値（１）を抽出し、このＱ軸成分のデジタル値が負の値であると判別する。この場合、正負判別回路１１ａは、このＱ軸成分のデジタル値に対応する負値信号Ｓ７をビット反転回路１１ｂに送出する。ビット反転回路１１ｂは、受信した負値信号Ｓ７に対応するＱ軸成分のデジタル値に対してビット反転処理を行って、このＱ軸成分のビット反転値（０００００１１１００１０）を演算出力し、このＱ軸成分のビット反転値に対応する反転値信号Ｓ９を加算回路１１ｃに送出する。加算回路１１ｃは、受信した反転値信号Ｓ９に対応するＱ軸成分のビット反転値の最下位ビットの数値に１を加算して、このＱ軸成分の２の補数（０００００１１１００１１）を演算出力し、このＱ軸成分の２の補数に対応する補数信号Ｓ１０を振幅値演算回路１１ｄに送出する。振幅値演算回路１１ｄは、受信した補数信号Ｓ１０に対応するＱ軸成分の２の補数（０００００１１１００１１）を絶対値｜Ｑ｜として設定する。
【００７０】
図８において、振幅値演算回路１１ｄは、得られた絶対値｜Ｉ｜および絶対値｜Ｑ｜に対して振幅値演算処理を行い、振幅値｜Ｐ｜のデジタル値を出力する。この場合、絶対値｜Ｉ｜はＩ軸成分の正の値（たとえば１４５）を示し、絶対値｜Ｑ｜はＱ軸成分の正の値（たとえば１１５）を示し、振幅値演算回路１１ｄは、式（１）に基づく振幅値｜Ｐ｜（たとえば２６０）を得るとともに該振幅値｜Ｐ｜のデジタル値（０００１０００００１００）を出力する。
【００７１】
この実施の形態１では、ＩＦ利得制御部１６およびＲＦ利得制御部１７が、ベースバンド信号の平均振幅値を用いて出力された一つの利得調整信号Ｓ１を共用して、ＩＦ信号の利得およびＲＦ信号の利得をそれぞれ制御し、チューナから出力されるＩＦ信号の振幅値を理想振幅値に調整しているので、車載用のデジタルテレビ用受信装置に用いられるＡＧＣ装置の回路規模を小型化することができる。
【００７２】
また、係数設定部１５が、この利得調整信号Ｓ１を共用し、この利得調整信号Ｓ１に含まれる信号レベル情報をもとに平均受信電力を求め、該平均受信電力をもとに平均化フィルタ１２およびＬＰＦ１６ａ，１７ａの各フィルタ係数をそれぞれ設定しているので、一つの平均受信電力を用いて平均化フィルタ１２およびＬＰＦ１６ａ，１７ａの各応答速度を個別に自動設定することができる。たとえば、車が停止している状態では、受信される信号の電界変動が小さく、この場合、係数設定部１５は、応答速度を低下させるように、各フィルタのフィルタ係数を自動設定する。一方、車が移動している状態では、受信される信号の電界変動が大きく、この場合、係数設定部１５は、応答速度を上昇させるように、各フィルタのフィルタ係数を自動設定する。これによって、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、常時最適な応答速度でＩＦ信号の利得およびＲＦ信号の利得を制御できるＡＧＣ装置を小規模な回路構成で実現できる。
【００７３】
さらに、ＩＦ利得制御部１６が、ＩＦ信号を増幅する可変増幅器３ｆの印加電圧に対応する信号をＰＷＭ信号に変換して出力し、ＲＦ利得制御部１７が、ＲＦ信号を増幅するＬＮＡ３ｂの印加電圧に対応する信号をＰＷＭ信号に変換して出力しているので、ＩＦ利得制御部１６が可変増幅器３ｆの利得制御を行う場合、ＩＦ利得制御部１６から出力されたＰＷＭ信号が、後段のＬＰＦ９によって積分された後に可変増幅器３ｆに入力されればよく、ＲＦ利得制御部１７がＬＮＡ３ｂの利得制御を行う場合、ＲＦ利得制御部１７から出力されたＰＷＭ信号が、後段のＬＰＦ８によって積分された後にＬＮＡ３ｂに入力されればよい。これによって、回路規模の小型化が促進されたＡＧＣ装置を容易に実現できる。また、このＬＰＦ８，９の各フィルタ係数を設定変更できるようにした場合、ＬＰＦ８，９の各フィルタ係数を適宜更新することによって、可変増幅器３ｆおよびＬＮＡ３ｂの各印加電圧を微調整することができる。
【００７４】
また、ＲＦ利得制御部１７がＲＦ信号の利得制御を開始する動作開始信号レベルを予めレジスタに格納され、この動作開始信号レベルとベースバンド信号の信号レベルとをもとに、ＲＦ利得制御部１７による利得制御の動作タイミングが設定されるように構成しているので、ＩＦ信号の利得制御動作とＲＦ信号の利得制御動作との割合を適宜調整することができ、これによって、特性の異なる様々なチューナに対応でき、チューナに対する汎用性を高めたＡＧＣ装置を容易に実現できる。
【００７５】
さらに、振幅検出部１１が、デジタル演算回路を用いて構成され、ベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分の各絶対値を求め、得られたＩ軸成分の絶対値とＱ軸成分の絶対値とを加算して、このベースバンド信号の振幅値を検出しているので、この振幅値を検出する各処理の時間を短縮して応答速度の低下を防止でき、これによって、車載環境で発生する急激な電界変動に対応できるＡＧＣ装置を小規模な回路構成で実現することができる。
【００７６】
（実施の形態２）
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。上述した実施の形態１では、利得調整信号Ｓ１をもとに平均受信電力を算出し、一つの該平均受信電力をもとに各フィルタのフィルタ係数を個別に自動設定していたが、この実施の形態２では、各フィルタのフィルタ係数を予めレジスタに格納し、格納した各フィルタ係数をフィルタ毎に読み出して、各フィルタのフィルタ係数を個別に設定している。
【００７７】
図９は、この発明の実施の形態２であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。このＡＧＣ装置２０は、実施の形態１のＡＧＣ装置１０係数設定部１５の代わりに係数設定部２１〜２３を設け、係数設定部２１が平均化フィルタ１２に接続され、係数設定部２２がＬＰＦ１６ａに接続され、係数設定部２３がＬＰＦ１７ａに接続されている。その他の構成は実施の形態１と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００７８】
係数設定部２１は、フィルタ係数を出力するまでの各処理を実行するＣＰＵ、これらの各処理プログラム等のデータを記憶するＲＯＭ、およびユーザによって予め設定されたフィルタ係数等を記憶するレジスタ２１ａを有することで実現される。係数処理部２１は、レジスタ２１ａに格納されたフィルタ係数を読み出し、読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ２を平均化フィルタ１２に送出し、これによって、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を設定する。この場合、平均化フィルタ１２は、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度によって、上述した振幅平均化処理を行う。なお、係数処理部２１による各処理機能は、ＣＰＵがＲＯＭに格納された処理プログラムを実行することによって実現される。
【００７９】
係数処理部２２は、上述した係数処理部２１と同様の構成によって実現され、上述した係数処理部２１と同様に、レジスタ２２ａに格納されたフィルタ係数を読み出す。その後、係数処理部２２は、読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ３をＬＰＦ１６ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１６ａのフィルタ係数を設定する。この場合、ＬＰＦ１６ａは、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。
【００８０】
係数処理部２３は、上述した係数処理部２１，２２と同様の構成によって実現され、上述した係数処理部２１，２２と同様に、レジスタ２３ａに格納されたフィルタ係数を読み出す。その後、係数処理部２３は、読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ４をＬＰＦ１７ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１７ａのフィルタ係数を設定する。この場合、ＬＰＦ１７ａは、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。
【００８１】
なお、この実施の形態２では、フィルタ毎に係数設定部を設けて、各フィルタのフィルタ係数を個別に設定していたが、この発明は、これに限定されるものではなく、一つの係数設定部のレジスタに複数のフィルタ係数を格納させて、この一つの係数設定部が、複数のフィルタのフィルタ係数を個別に設定してもよい。
【００８２】
この実施の形態２では、ユーザによって設定されたフィルタ係数がレジスタに予め格納され、ＡＧＣ装置を構成する各フィルタのフィルタ係数が、このレジスタに格納されたフィルタ係数によって個別に設定されるので、受信信号の電界変動に応じて、適宜最適な応答速度を設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、適宜最適な応答速度でＩＦ信号の利得およびＲＦ信号の利得を制御できるＡＧＣ装置を小規模な回路構成で容易に実現できる。
【００８３】
【発明の効果】
以上に説明したように、この請求項１の発明によれば、利得調整手段が、前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力し、ＩＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行い、ＲＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うので、車載環境に起因する電界変動に応じて、前記ＩＦ信号の振幅値を前記所望振幅値に調整でき、車載用のデジタルテレビ用受信装置に好適な自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現できるという効果を奏する。
【００８４】
また、請求項２の発明によれば、平均受信電力処理手段が、前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力し、第１フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定し、第２フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定し、平均化フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定しているので、一つの前記平均受信電力情報を用いて前記平均化フィルタ、前記第１フィルタ、および前記第２フィルタの各応答速度を個別に自動設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、常時最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行える自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現できるという効果を奏する。
【００８５】
また、請求項３の発明によれば、フィルタ係数設定手段が、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定しているので、受信電界レベルの変動に応じて、適宜最適な応答速度を設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、適宜最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行える自動利得制御装置を小規模な回路構成で容易に実現できるという効果を奏する。
【００８６】
また、請求項４の発明によれば、動作開始点設定手段が、前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定しているので、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御動作と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御動作との割合を適宜調整することができ、これによって、特性の異なる様々なチューナに対応でき、チューナに対する汎用性を高めた自動利得制御装置を容易に実現できるという効果を奏する。
【００８７】
また、請求項５の発明によれば、第１ＰＷＭ変換手段が、前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換し、第２ＰＷＭ変換手段が、前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換しているので、単純な回路構成によって、前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加するとともに前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加することができ、当該自動利得制御装置の小規模化を促進することができるという効果を奏する。
【００８８】
また、請求項６の発明によれば、前記利得調整手段が、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えているので、前記振幅値を検出する処理時間を短縮して前記利得調整手段の応答速度の低下を防止でき、車載環境で発生する急激な電界変動に対応できる自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１であるＡＧＣ装置を用いたデジタルテレビ用の受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。
【図３】ベースバンド信号の信号レベルとＩＦ信号またはＲＦ信号の各利得との関係を例示する図である。
【図４】ＰＷＭ変換処理を具体的に説明する図である。
【図５】振幅検出部の構成例を示すブロック図である。
【図６】正の値を示すデジタル値が絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。
【図７】負の値を示すデジタル値が絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。
【図８】振幅値演算処理における各デジタル値のビットの状態を例示する図である。
【図９】この発明の実施の形態２であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 受信装置
２ アンテナ
３ チューナ
３ａ，３ｅ ＢＰＦ
３ｂ ＬＮＡ
３ｃ 混合器
３ｄ 局部発振器
３ｆ 可変増幅器
４ ＡＤ変換器
５ デジタル直交復調器
６〜９，１６ａ，１７ａ ＬＰＦ
１０，２０ ＡＧＣ装置
１１ 振幅検出部
１１ａ 正負判別回路
１１ｂ ビット反転回路
１１ｃ 加算回路
１１ｄ 振幅値演算回路
１２，１５ａ 平均化フィルタ
１３ 誤差検出部
１４，１９ アンプ
１５，２１〜２３ 係数設定部
１５ｂ〜１５ｄ 係数処理部
１６ ＩＦ利得制御部
１７ ＲＦ利得制御部
１６ｂ，１７ｂ クランプ回路
１６ｃ，１７ｃ 上限設定部
１６ｄ，１７ｄ 極性設定部
１６ｅ，１７ｅ 電圧調整部
１６ｆ，１７ｆ マニュアル切換部
１６ｇ，１７ｇ ＰＷＭ変換部
１８ 動作開始点設定部
１８ａ 減算器
１８ｂ，２１ａ〜２３ａ レジスタ
Ｓ１ 利得調整信号
Ｓ２〜Ｓ４ フィルタ係数信号
Ｓ５，Ｓ６ 印加電圧信号
Ｓ７ 負値信号
Ｓ８ 正値信号
Ｓ９ 反転値信号
Ｓ１０ 補数信号
ＳＩ Ｉ軸信号
ＳＰ 振幅値信号
ＳＱ Ｑ軸信号
ＳＩＦ ＩＦ利得制御信号
ＳＲＦ ＲＦ利得制御信号
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル無線端末の受信系等に用いられ、該デジタル無線端末に受信されるデジタル信号の受信状態に応じて該デジタル無線端末の利得を制御する自動利得制御装置に関し、特に、車載用デジタル無線端末に好適な自動利得制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、デジタルテレビ受信装置等のデジタル無線端末では、該デジタル無線端末のアンテナから受信したＲＦ帯のデジタル変調信号（ＲＦ信号）をもとにベースバンド信号を生成する場合、このＲＦ信号がＩＦ帯のデジタル変調信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートされ、得られたＩＦ信号が、デジタル処理によって復調される。この場合、受信されたＲＦ信号は、帯域フィルタ（ＢＰＦ）を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）を通過し、局部発振器に接続された混合器に入力される。この混合器に入力されたＲＦ信号は、この局部発振器から発振された信号と混合されて、ＩＦ信号にダウンコンバートされる。この混合器から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦを介して可変増幅器に入力されて増幅され、さらに、アナログ／デジタル変換器（ＡＤ変換器）に入力されてデジタル化される。その後、デジタル化されたＩＦ信号は、デジタル復調器よって復調され、これによって、ベースバンド信号が生成される。
【０００３】
ここで、受信されるＲＦ信号の受信電界レベルが変動する場合、この受信電界レベルに応じて、上述した可変増幅器の利得を制御する自動利得制御装置（ＡＧＣ装置）をデジタル無線端末に設けて、該デジタル無線端末のデジタル復調器に入力されるＩＦ信号の信号レベルを一定にする必要がある。このＡＧＣ装置として、たとえば、ＲＦ信号の受信レベル変動量を検出し、検出した受信レベル変動量に応じて、ＩＦ信号の平均振幅値算出パラメータを調整し、調整された平均振幅値算出パラメータを用いて算出されたＩＦ信号の平均振幅値をもとに、上述した可変増幅器の利得制御を行うものがある（特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−４４１６９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した特許文献１に記載されたＡＧＣ装置では、受信されたＲＦ信号の受信レベル変動量に応じ、デジタル化されたＩＦ信号の平均振幅値を算出して、デジタル復調器が正常動作するための理想振幅値と該平均振幅値との誤差を検出し、該誤差をもとに可変増幅器の利得制御を行うように構成されている。したがって、ＩＦ信号を増幅する可変増幅器の利得制御とＲＦ信号を増幅するＬＮＡの利得制御とを同時に行って、デジタル復調器に入力されるＩＦ信号の信号レベルを一定にする場合、上述した特許文献１に記載されたＡＧＣ装置では、この誤差をもとにＬＮＡの利得制御を行う制御回路を新規に設けなければならず、ＡＧＣ装置の回路規模が増大するという問題点があった。
【０００６】
なお、車載環境下では、デジタル無線端末に受信されるＲＦ信号の受信電界レベルが複雑に変動するため、ＩＦ信号を増幅する可変増幅器の利得とＲＦ信号を増幅するＬＮＡの利得とを同時に制御できるＡＧＣ装置を用いなければ、このデジタル無線端末のデジタル復調器に入力されるＩＦ信号の信号レベルを一定にすることは困難である。したがって、車載用デジタル無線端末を実現するためには、このＡＧＣ装置がデジタル回路によって構成されるとともに、その回路規模を小型化することが不可欠である。
【０００７】
この発明は、上記従来技術の問題点に鑑みてなされたものであって、回路規模を増大させることなく、車載環境による複雑な電界変動に対応できる自動利得制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる自動利得制御装置は、受信されたＲＦ信号を増幅するＲＦ信号増幅手段の利得を制御するとともに、前記ＲＦ信号から変換されたＩＦ信号を増幅するＩＦ信号増幅手段の利得を制御して、直交復調される前記ＩＦ信号の振幅を所望振幅値に調整する自動利得制御装置において、前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力する利得調整手段と、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行うＩＦ利得制御手段と、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うＲＦ利得制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【０００９】
この請求項１の発明によれば、利得調整手段が、前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力し、ＩＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行い、ＲＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うようにし、車載環境に起因する電界変動に応じて、前記ＩＦ信号の振幅値を前記所望振幅値に調整でき、車載用のデジタルテレビ用受信装置に好適な自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現している。
【００１０】
また、請求項２にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力する平均受信電力処理手段と、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定する第１フィルタ係数設定手段と、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定する第２フィルタ係数設定手段と、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定する平均化フィルタ係数設定手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１１】
この請求項２の発明によれば、平均受信電力処理手段が、前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力し、第１フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定し、第２フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定し、平均化フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定するようにし、一つの前記平均受信電力情報を用いて前記平均化フィルタ、前記第１フィルタ、および前記第２フィルタの各応答速度を個別に自動設定し、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、常時最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行うことができる自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現している。
【００１２】
また、請求項３にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定するフィルタ係数設定手段を備えたことを特徴とする。
【００１３】
この請求項３の発明によれば、フィルタ係数設定手段が、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定するようにし、受信電界レベルの変動に応じて、適宜最適な応答速度を設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、適宜最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行うことができる自動利得制御装置を小規模な回路構成で容易に実現している。
【００１４】
また、請求項４にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定する動作開始点設定手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
この請求項４の発明によれば、動作開始点設定手段が、前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定するようにし、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御動作と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御動作との割合を適宜調整することができ、これによって、特性の異なる様々なチューナに対応でき、チューナに対する汎用性を高めた自動利得制御装置を容易に実現している。
【００１６】
また、請求項５にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成し、該電圧をＰＷＭ信号に変換する第１ＰＷＭ変換手段と、前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成し、該電圧をＰＷＭ信号に変換する第２ＰＷＭ変換手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１７】
この請求項５の発明によれば、第１ＰＷＭ変換手段が、前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換し、第２ＰＷＭ変換手段が、前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換するようにし、単純な回路構成によって、前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加するとともに前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加することができ、当該自動利得制御装置の小規模化を促進している。
【００１８】
また、請求項６にかかる自動利得制御装置は、上記発明において、前記利得調整手段は、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えたことを特徴とする。
【００１９】
この請求項６の発明によれば、前記利得調整手段が、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えるようにし、前記振幅値を検出する処理時間を短縮して前記利得調整手段の応答速度の低下を防止し、車載環境で発生する急激な電界変動に対応できる自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現している。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明にかかる自動利得制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、この発明の実施の形態１である自動利得制御装置（ＡＧＣ装置）を用いたデジタルテレビ用の受信装置の概略構成を示すブロック図である。図１において、受信装置１は、アンテナ２、チューナ３、ＡＤ変換器４、デジタル直交復調器５、ＬＰＦ６〜９、およびＡＧＣ装置１０を有する。また、チューナ３は、ＢＰＦ３ａ，３ｅ、ＬＮＡ３ｂ、混合器３ｃ、局部発振器３ｄ、および可変増幅器３ｆを有する。
【００２２】
放送局からＯＦＤＭ方式で送信された複数チャンネルのＲＦ信号は、アンテナ２に受信され、チューナ３のＢＰＦ３ａを通過してＬＮＡ３ｂに入力される。ＢＰＦ３ａは、この複数チャンネルのＲＦ信号から特定チャンネルのＲＦ信号を取り出し、ＬＮＡ３ｂは、ＡＧＣ装置１０が出力したＲＦ利得制御信号ＳＲＦによって利得制御され、ＢＰＦ３ａによって取り出された特定チャンネルのＲＦ信号の振幅値を増幅する。つぎに、増幅されたＲＦ信号は、局部発振器３ｄと接続された混合器３ｃに入力される。局部発振器３ｄは、混合器３ｃに入力されるＲＦ信号に比して十分大きい局部周波数を有する局部信号を発信し、混合器３ｃは、この局部信号を用いて、入力されたＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする。
【００２３】
混合器３ｃによってダウンコンバートされたＩＦ信号は、ＢＰＦ３ｅを通過して可変増幅器３ｆに入力される。ＢＰＦ３ｅは、入力されたＩＦ信号から特定周波数帯域のＩＦ信号を取り出し、可変増幅器３ｆは、ＡＧＣ装置１０が出力したＩＦ利得制御信号ＳＩＦによって利得制御され、ＢＰＦ３ｅによって取り出された特定周波数帯域のＩＦ信号の振幅値を増幅する。
【００２４】
チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤ変換器４に入力され、ＡＤ変換器４によってデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換されたＩＦ信号は、デジタル直交復調器５に入力される。デジタル直交復調器５は、入力されたＩＦ信号に対して直交復調処理を行ってベースバンド信号を生成し、このベースバンド信号のＱ軸成分に対応するＱ軸信号ＳＱとＩ軸成分に対応するＩ軸信号ＳＩとを出力する。その後、デジタル直交復調器５から出力されたＱ軸信号ＳＱおよびＩ軸信号ＳＩは、ＬＰＦ６，７をそれぞれ通過し、ＡＧＣ装置１０に入力されるとともにＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部等（図示せず）に入力される。このＱ軸信号ＳＱおよびＩ軸信号ＳＩがＦＦＴ処理部に入力された場合、ＦＦＴ処理部は、入力されたＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱを高速フーリエ変換し、ＯＦＤＭ復調処理を行う。
【００２５】
一方、ＡＧＣ装置１０は、入力されたＱ軸信号ＳＱおよびＩ軸信号ＳＩをもとに、ＬＮＡ３ｂに印加する電圧に対応するＲＦ利得制御信号ＳＲＦと可変増幅器３ｆに印加する電圧に対応するＩＦ利得制御信号ＳＩＦとを出力する。ＡＧＣ装置１０から出力されたＲＦ利得制御信号ＳＲＦは、ＬＰＦ８を通過してＬＮＡ３ｂに入力され、ＡＧＣ装置１０から出力されたＩＦ利得制御信号ＳＩＦは、ＬＰＦ９を通過して可変増幅器３ｆに入力される。この場合、ＬＰＦ８は、このＲＦ利得制御信号ＳＲＦを積分して、該ＲＦ利得制御信号ＳＲＦをアナログ信号に変換し、ＬＰＦ９は、このＩＦ利得制御信号ＳＩＦを積分して、該ＩＦ利得制御信号ＳＩＦをアナログ信号に変換する。ＬＰＦ８，９によってそれぞれアナログ変換されたＲＦ利得制御信号ＳＲＦおよびＩＦ利得制御信号ＳＩＦは、ＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆに対する各印加電圧として、ＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆにそれぞれ入力され、ＬＮＡ３ｂは、このＲＦ利得制御信号ＳＲＦによって利得制御され、可変増幅器３ｆは、このＩＦ利得制御信号ＳＩＦによって利得制御される。これによって、チューナ３は、受信装置１が正常動作するための理想振幅値のＩＦ信号を出力するように制御される。すなわち、ＡＧＣ装置１０は、デジタル直交復調器５によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとにＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆの利得制御を行って、受信装置１がデジタルテレビ用受信装置として正常に動作するように、チューナ３から出力されるＩＦ信号の振幅値を理想振幅値に調整する。
【００２６】
図２は、この発明の実施の形態１であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。図２において、ＡＧＣ装置１０は、振幅検出部１１、平均化フィルタ１２、誤差検出部１３、アンプ１４，１９、係数設定部１５、ＩＦ利得制御部１６、ＲＦ利得制御部１７、および動作開始点設定部１８を有する。ＡＧＣ装置１０の信号入力端には、振幅検出部１１が配置され、振幅検出部１１の後段には、平均化フィルタ１２、誤差検出部１３、およびアンプ１４が順次接続される。アンプ１４の後段には、係数設定部１５、ＩＦ利得制御部１６、動作開始点設定部１８がそれぞれ接続される。動作開始点設定部１８の後段には、アンプ１９およびＲＦ利得制御部１７が順次接続される。すなわち、ＡＧＣ装置１０は、アンプ１４から出力された信号が、係数設定部１５およびＩＦ利得制御部１６に入力されるとともに、動作開始点設定部１８およびアンプ１９を介して、ＲＦ利得制御部１７に入力されるように構成される。さらに、係数設定部１５は、平均化フィルタ１２、ＩＦ利得制御部１６の信号入力端に配置されたＬＰＦ１６ａ、およびＲＦ利得制御部１７の信号入力端に配置されたＬＰＦ１７ａに接続される。
【００２７】
振幅検出部１１は、受信したベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分の各絶対値を求め、得られた各絶対値を加算して該ベースバンド信号の振幅値を出力するデジタル演算回路によって実現される。振幅検出部１１は、図１に示したデジタル直交復調器５によって生成されたベースバンド信号のＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱを受信した場合、受信したＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱをもとに演算処理を行い、このベースバンド信号の振幅値を演算出力する。この場合、振幅検出部１１は、演算出力したベースバンド信号の振幅値に対応する振幅値信号ＳＰを出力する。なお、振幅検出部１１の詳細な構成および振幅検出部１１による演算処理の動作については、後述する。
【００２８】
平均化フィルタ１２は、フィルタ係数が可変であるＬＰＦを用いて実現され、振幅検出部１１から受信した振幅値信号ＳＰの雑音を除去するとともに、この振幅値信号ＳＰに対応するベースバンド信号の振幅値を平均化する（振幅平均化処理）。また、平均化フィルタ１２は、係数設定部１５から受信したフィルタ係数信号Ｓ２によってフィルタ係数が自動的に設定され、設定されたフィルタ係数によってフィルタ特性が決定される。一般に、ＬＰＦのフィルタ係数を変化させて該ＬＰＦのフィルタ特性を変化させた場合、このＬＰＦの応答速度は、このフィルタ特性の変化にともなって変化する。すなわち、平均化フィルタ１２は、受信したフィルタ係数信号Ｓ２によって自動的に設定されたフィルタ係数に応じて、上述した振幅平均化処理の応答速度を変化させる。
【００２９】
ここで、このベースバンド信号は、ＯＦＤＭ方式によって多重化された信号であるため、振幅が異なる多数のキャリアを含んでいる。このため、このベースバンド信号の振幅値は、一定の振幅値を有するＩＦ信号が直交復調された場合であっても、複雑に変動する。平均化フィルタ１２は、振幅値信号ＳＰを受信した場合、受信した振幅値信号ＳＰに対応する振幅値の複雑なレベル変動を取り除き、この振幅値信号ＳＰに対応するベースバンド信号の振幅値を平均化する。この場合、平均化フィルタ１２は、平均化されたベースバンド信号の振幅値に対応する平均振幅値信号を出力する。
【００３０】
誤差検出部１３は、減算回路を用いて実現され、平均化フィルタ１２から受信した平均振幅値信号に対応するベースバンド信号の平均振幅値と基準振幅値との差分を検出する。ただし、この基準振幅値は、図１に示した受信装置１がデジタルテレビ用受信装置として正常に動作するためのＩＦ信号の理想振幅値である。したがって、この平均振幅値と基準振幅値との差分は、実際のベースバンド信号の平均振幅値と図１に示したチューナ３から出力されるＩＦ信号の理想振幅値との誤差に相当する。すなわち、誤差検出部１３は、実際のベースバンド信号の平均振幅値と基準振幅値との誤差を検出する。また、誤差検出部１３は、検出した誤差が零になるように、チューナ３のＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆの利得を調整する。この場合、誤差検出部１３は、検出した誤差が零になるように調整されたＬＮＡ３ｂおよび可変増幅器３ｆの利得に対応する利得調整信号Ｓ１を出力する。アンプ１４は、誤差検出部１３による利得調整中の発振を防止するとともに、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１を増幅する。なお、利得調整信号Ｓ１には、この調整された利得に関する情報の他に、実際のベースバンド信号の信号レベルに関する情報が含まれる。
【００３１】
誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を通過し、その後、係数設定部１５およびＩＦ利得制御部１６に入力されるとともに、動作開始点設定部１８およびアンプ１９を介して、ＲＦ利得制御部１７に入力される。すなわち、利得調整信号Ｓ１に含まれる情報は、係数設定部１５、ＩＦ利得制御部１６、およびＲＦ利得制御部１７によって共用される。すなわち、上述した振幅検出部１１、平均化フィルタ１２、誤差検出部１３、およびアンプ１４を用いて構成された処理系は、ＬＮＡ３ｂによるＲＦ信号の利得および可変増幅器３ｆによるＩＦ信号の利得を調整する利得調整部として機能する。
【００３２】
係数設定部１５は、平均化フィルタ１５ａおよび係数処理部１５ｂ〜１５ｄを有する。平均化フィルタ１５ａは、アンプ１４および係数処理部１５ｂ〜１５ｄに接続される。また、係数処理部１５ｂは平均化フィルタ１２に接続され、係数処理部１５ｃはＬＰＦ１６ａに接続され、係数処理部１５ｄはＬＰＦ１７ａに接続される。
【００３３】
平均化フィルタ１５ａは、ＬＰＦを用いて実現され、アンプ１４を介して誤差検出部から受信した利得調整信号Ｓ１をもとに実際のベースバンド信号の平均受信電力を算出する。ここで、利得調整信号Ｓ１には、上述したように、実際のベースバンド信号の信号レベルに関する情報が含まれているので、平均化フィルタ１５ａは、利得調整信号Ｓ１を積分して、実際のベースバンド信号の平均受信電力を算出することができる。平均化フィルタ１５ａは、算出した平均受信電力に対応する平均受信電力信号を係数処理部１５ｂ〜１５ｄに送出する。
【００３４】
係数処理部１５ｂは、デジタル演算回路を用いて実現され、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力信号に対応する平均受信電力と予め設定された係数演算パラメータとをもとに、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を演算出力する。
【００３５】
なお、係数処理部１５ｂは、フィルタ係数を出力するまでの各処理を実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、これらの各処理プログラム等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、および平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力または各演算パラメータ等を記憶するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を有することで実現してもよい。この場合、係数処理部１５ｂのＲＡＭには、予め係数演算パラメータが格納され、係数処理部１５ｂは、受信した平均受信電力信号に対応する平均受信電力とＲＡＭから読み出した係数演算パラメータとを用いて、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を演算出力する。
【００３６】
また、係数処理部１５ｂは、平均化フィルタ１５ａから順次受信した各平均受信電力をＲＡＭに記憶させてもよく、この場合、係数処理部１５ｂは、ＲＡＭから読み出された各平均受信電力をもとに該平均受信電力の変動量を演算し、得られた平均受信電力の変動量とＲＡＭから読み出された係数演算パラメータとを用いて、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を演算出力する。
【００３７】
さらに、係数処理部１５ｂのＲＡＭに平均化フィルタ１２のフィルタ係数を複数記憶させてもよい。この場合、係数処理部１５ｂのＲＯＭには、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力または該平均受信電力の変動量に対するしきい値が予め記憶され、係数処理部１５ｂは、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力と該平均受信電力に対するしきい値とを比較し、あるいは受信した各平均受信電力をもとに演算した該平均受信電力の変動量と該変動量に対するしきい値とを比較する。係数処理部１５ｂは、この平均受信電力と該平均受信電力に対するしきい値との比較結果に応じて、または、平均受信電力の変動量と該変動量に対するしきい値との比較結果に応じて、ＲＡＭに記憶されたフィルタ係数を選択的に読み出す。
【００３８】
その後、係数処理部１５ｂは、演算出力したフィルタ係数または選択的に読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ２を平均化フィルタ１２に送出し、これによって、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を自動的に設定する。なお、係数処理部１５ｂが、上述したように、ＣＰＵ、ＲＯＭ、およびＲＡＭを用いて実現される場合、ＣＰＵがＲＯＭに格納された処理プログラムを実行することによって、係数処理部１５ｂによる各処理機能が実現される。
【００３９】
係数処理部１５ｃは、上述した係数処理部１５ｂと同様の構成によって実現され、上述した係数処理部１５ｂと同様に、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力をもとにＬＰＦ１６ａのフィルタ係数を演算出力し、または選択的に読み出す。その後、係数処理部１５ｃは、得られたフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ３をＬＰＦ１６ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１６ａのフィルタ係数を自動的に設定する。
【００４０】
係数処理部１５ｄは、上述した係数処理部１５ｂ，１５ｃと同様の構成によって実現され、上述した係数処理部１５ｂ，１５ｃと同様に、平均化フィルタ１５ａから受信した平均受信電力をもとにＬＰＦ１７ａのフィルタ係数を演算出力し、または選択的に読み出す。その後、係数処理部１５ｄは、得られたフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ４をＬＰＦ１７ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１７ａのフィルタ係数を自動的に設定する。
【００４１】
一方、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介してＩＦ利得制御部１６に入力される。ＩＦ利得制御部１６は、受信した利得調整信号Ｓ１をもとに、図１に示したチューナ３の可変増幅器３ｆに印加する電圧値を可変増幅器３ｆの定格電圧範囲で設定し、設定した印加電圧に対応するＩＦ利得制御信号ＳＩＦを可変増幅器３ｆ側に出力する。これによって、可変増幅器３ｆは、上述した平均振幅値と理想振幅値との誤差が零になるように、ＩＦ信号の振幅値を増幅する。
【００４２】
ＩＦ利得制御部１６は、信号入力端にＬＰＦ１６ａが配置され、信号出力端にＰＷＭ変換部１６ｇが配置される。また、ＬＰＦ１６ａからＰＷＭ変換部１６ｇに向けて順次、クランプ回路１６ｂ、上限設定部１６ｃ、極性設定部１６ｄ、電圧調整部１６ｅ、およびマニュアル切換部１６ｆが接続される。この場合、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介してＬＰＦ１６ａに入力され、ＬＰＦ１６ａは、係数設定部１５の係数処理部１５ｃから受信したフィルタ係数信号Ｓ３をもとにフィルタ係数が設定され、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。ＬＰＦ１６ａによって積分された利得調整信号Ｓ１は、該利得調整信号Ｓ１に対応する利得でＩＦ信号を増幅するための可変増幅器３ｆの印加電圧に関する情報を含む印加電圧信号として、ＬＰＦ１６ａから出力される。
【００４３】
つぎに、ＬＰＦ１６ａから出力された印加電圧信号は、クランプ回路１６ｂに入力される。クランプ回路１６ｂは、受信した印加電圧信号の負成分を除去する。クランプ回路１６ｂによって負成分が除去された印加電圧信号は、上限設定部１６ｃに入力される。上限設定部１６ｃは、受信した印加電圧信号に対応する印加電圧の上限値を設定し、これによって、この印加電圧信号に対応する印加電圧値は、可変増幅器３ｆの定格電圧以下の電圧値に調整される。
【００４４】
上限設定部１６ｃによって上限値が設定された印加電圧信号は、極性設定部１６ｄを介して電圧調整部１６ｅに入力される。電圧調整部１６ｅは、加算回路を用いて実現され、予め設定されたオフセット値と受信した印加電圧信号に対応する印加電圧値とを加算する（電圧調整処理）。ここで、このオフセット値は、可変増幅器３ｆに印加される電圧値が可変増幅器３ｆの利得制御を安定的に行うために必要な電圧範囲内の値になるように、この印加電圧信号に対応する印加電圧値に加算される電圧値である。すなわち、電圧調整部１６ｅは、受信した印加電圧信号に対して上述した電圧調整処理を行って、上述した電圧範囲内の印加電圧値が可変増幅器３ｆに印加されるように、この印加電圧信号に対応する印加電圧値を調整する。電圧調整部１６ｅから出力される印加電圧信号は、上述したように、クランプ回路１６ｂによって負成分が除去され、上限設定部１６ｃによって上限値が設定され、さらに、電圧調整部１６ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧値に対応している。この場合、電圧調整部１６ｅは、この印加電圧値に対応する印加電圧信号Ｓ５を出力する。
【００４５】
電圧調整部１６ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧信号Ｓ５は、マニュアル切換部１６ｆに入力される。マニュアル切換部１６ｆは、固定電圧値が予め格納されたレジスタ等の記憶手段と出力信号を切り換える切換手段等とを用いて実現され、マニュアル切換部１６ｆから出力される信号の切換処理を行い、この固定電圧値に対応する電圧信号または電圧調整部１６ｅから受信した印加電圧信号Ｓ５を出力する。ただし、この固定電圧値は、ユーザによって予め設定された可変増幅器３ｆの印加電圧値である。マニュアル切換部１６ｆは、この切換処理を行って、ＡＧＣ装置１０によって調整された印加電圧値に対応するデジタル信号またはユーザによって設定された固定の印加電圧値に対応するデジタル信号を出力する。なお、この切換処理は、ユーザが行う切換操作に基づいて実行される。
【００４６】
マニュアル切換部１６ｆから出力された印加電圧信号Ｓ５は、ＰＷＭ変換部１６ｇに入力される。ＰＷＭ変換部１６ｇは、受信したデジタル信号のハイレベルに対応した矩形波を所定周期毎に検出し、検出した複数の矩形波を所定周期毎に合成して、このデジタル信号をＰＷＭ信号に変換する（ＰＷＭ変換処理）。したがって、ＰＷＭ変換部１６ｇが印加電圧信号Ｓ５を受信した場合、この印加電圧信号Ｓ５は、上述したＰＷＭ変換処理によって、ハイレベルに対応した各矩形波のパルス幅が可変増幅部３ｆへの印加電圧値に対応するＰＷＭ信号に変換される。この場合、ＰＷＭ変換部１６ｇは、印加電圧信号Ｓ５から変換したＰＷＭ信号をＩＦ利得制御信号ＳＩＦとして出力する。なお、ＰＷＭ変換部１６ｇが行うＰＷＭ変換処理の具体的な説明は後述する。
【００４７】
他方、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介して動作開始点設定部１８に入力される。動作開始点設定部１８は、減算器１８ａおよびレジスタ１８ｂを有する。レジスタ１８ｂには、ユーザによって設定された動作開始信号レベルが更新自在に格納され、減算器１８ａは、受信した利得調整信号Ｓ１に含まれる信号レベルからレジスタ１８ｂに格納された動作開始信号レベルを減算する（レベル減算処理）。その後、減算器１８ａによってレベル減算処理がなされた利得調整信号Ｓ１は、アンプ１９を介してＲＦ利得制御部１７に入力される。
【００４８】
ここで、利得調整信号Ｓ１による信号レベルが動作開始信号レベルよりも大きい場合、ＲＦ利得制御部１７は、レベル減算処理がなされた利得調整信号Ｓ１をもとに、ＬＮＡ３ｂの利得を低下させる利得制御を行う。また、利得調整信号Ｓ１による信号レベルが動作開始信号レベル以下である場合、ＲＦ利得制御部１７は、ＬＮＡ３ｂの利得を低下させる利得制御を行わず、ＬＮＡ３ｂは、ＲＦ利得制御部１７に利得制御されていない初期の利得によって、ＲＦ信号の振幅値を増幅する。すなわち、上述した動作開始信号レベルは、ＲＦ利得制御部１７がＬＮＡ３ｂに対して利得制御動作を開始する信号レベルとして設定され、この場合、動作開始点設定部１８は、上述したレベル減算処理を行って、ＲＦ利得制御部１７がＬＮＡ３ｂに対する利得制御を開始する動作タイミングを設定している。
【００４９】
図３は、ベースバンド信号の信号レベルと可変増幅器３ｆの利得との関係、および、ベースバンド信号の信号レベルとＬＮＡ３ｂの利得との関係を例示する図である。なお、線Ｌ１は、ベースバンド信号の信号レベルと可変増幅器３ｆの利得との関係に対応し、線Ｌ２は、ベースバンド信号の信号レベルとＬＮＡ３ｂの利得との関係に対応する。
【００５０】
図３に示すように、線Ｌ１は、信号レベルｄ１以下の信号レベル範囲において、初期の利得ｇ２を呈し、信号レベルｄ１を超えた信号レベル範囲において、利得が変動している。すなわち、ＩＦ利得制御部１６は、ベースバンド信号の信号レベルが信号レベルｄ１よりも大きい場合、受信した利得調整信号Ｓ１をもとに可変増幅器３ｆの利得制御を行う。この場合、信号レベルｄ１は、ＩＦ利得制御部１６が可変増幅器３ｆに対して利得制御動作を開始する信号レベルに相当する。なお、信号レベルｄ１は、ユーザによって予め設定された固定値である。
【００５１】
一方、線Ｌ２は、信号レベルｄ２以下の信号レベル範囲において、初期の利得ｇ１を呈し、信号レベルｄ２を超えた信号レベル範囲において、利得が変動している。すなわち、ＲＦ利得制御部１７は、ベースバンド信号の信号レベルが信号レベルｄ２よりも大きい場合、受信した利得調整信号Ｓ１をもとにＬＮＡ３ｂの利得制御を行う。この場合、信号レベルｄ２は、上述した動作開始信号レベルに相当する。なお、信号レベルｄ２は、信号レベルｄ１よりも大きい信号レベル範囲に設定されることが望ましい。
【００５２】
ここで、信号レベルｄ２が、上述した動作開始信号レベルと同様に、レジスタ１８ｂに更新自在に格納された場合、ユーザは、信号レベルｄ２を適宜変更することができ、上述した動作開始信号レベルを低レベル側または高レベル側にシフトできる。この場合、チューナ３全体の利得制御におけるＩＦ利得制御部１６による利得制御とＲＦ利得制御部１７による利得制御との割合が操作され、これによって、異なるチューナ特性を有する各チューナに対応したＡＧＣ装置を実現できる。
【００５３】
その後、図２に示すＲＦ利得制御部１７は、受信した利得調整信号Ｓ１をもとに、図１に示したチューナ３のＬＮＡ３ｂに印加する電圧値をＬＮＡ３ｂの定格電圧範囲で設定し、設定した印加電圧に対応するＲＦ利得制御信号ＳＲＦをＬＮＡ３ｂ側に出力する。これによって、ＬＮＡ３ｂは、ＲＦ利得制御信号ＳＲＦに対応する印加電圧が入力され、ＲＦ信号の振幅値を増幅する。
【００５４】
ＲＦ利得制御部１７は、信号入力端にＬＰＦ１７ａが配置され、信号出力端にＰＷＭ変換部１７ｇが配置される。また、ＬＰＦ１７ａからＰＷＭ変換部１７ｇに向けて順次、クランプ回路１７ｂ、上限設定部１７ｃ、極性設定部１７ｄ、電圧調整部１７ｅ、およびマニュアル切換部１７ｆが接続される。この場合、誤差検出部１３から出力された利得調整信号Ｓ１は、アンプ１４を介してＬＰＦ１６ａに入力され、ＬＰＦ１６ａは、係数設定部１５の係数処理部１５ｄから受信したフィルタ係数信号Ｓ４をもとにフィルタ係数が設定され、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。ＬＰＦ１７ａによって積分された利得調整信号Ｓ１は、該利得調整信号Ｓ１に対応する利得でＲＦ信号を増幅するためのＬＮＡ３ｂの印加電圧に関する情報を含む印加電圧信号として、ＬＰＦ１７ａから出力される。
【００５５】
つぎに、ＬＰＦ１７ａから出力された印加電圧信号は、クランプ回路１７ｂに入力される。クランプ回路１７ｂは、受信した印加電圧信号の負成分を除去する。クランプ回路１７ｂによって負成分が除去された印加電圧信号は、上限設定部１７ｃに入力される。上限設定部１７ｃは、受信した印加電圧信号に対応する印加電圧の上限値を設定し、これによって、この印加電圧信号に対応する印加電圧値は、ＬＮＡ３ｂの定格電圧以下の電圧値に調整される。
【００５６】
上限設定部１７ｃによって上限値が設定された印加電圧信号は、極性設定部１７ｄを介して電圧調整部１７ｅに入力される。電圧調整部１７ｅは、加算回路を用いて実現され、上述した電圧調整部１６ｅと同様に機能する。すなわち、電圧調整部１７ｅは、受信した印加電圧信号に対して電圧調整部１６ｅと同様に電圧調整処理を行って、上述した電圧範囲内の印加電圧値がＬＮＡ３ｂに印加されるように、この印加電圧信号に対応する印加電圧値を調整する。電圧調整部１７ｅから出力される印加電圧信号は、上述したように、クランプ回路１７ｂによって負成分が除去され、上限設定部１７ｃによって上限値が設定され、さらに、電圧調整部１７ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧値に対応している。この場合、電圧調整部１７ｅは、この印加電圧値に対応する印加電圧信号Ｓ６を出力する。
【００５７】
電圧調整部１７ｅによって電圧調整処理がなされた印加電圧信号Ｓ６は、マニュアル切換部１７ｆに入力される。マニュアル切換部１７ｆは、固定電圧値が予め格納されたレジスタ等の記憶手段と出力信号を切り換える切換手段等とを用いて実現され、上述したマニュアル切換部１６ｆと同様に機能する。ただし、この固定電圧値は、ユーザによって予め設定されたＬＮＡ３ｂの印加電圧値である。
【００５８】
マニュアル切換部１７ｆから出力された印加電圧信号Ｓ６は、ＰＷＭ変換部１７ｇに入力される。ＰＷＭ変換部１７ｇは、上述したＰＷＭ変換部１６ｇと同様に機能する。したがって、ＰＷＭ変換部１７ｇが印加電圧信号Ｓ６を受信した場合、この印加電圧信号Ｓ６は、上述したＰＷＭ変換処理によって、ハイレベルに対応した各矩形波のパルス幅がＬＮＡ３ｂへの印加電圧値に対応するＰＷＭ信号に変換される。この場合、ＰＷＭ変換部１７ｇは、印加電圧信号Ｓ６から変換したＰＷＭ信号をＲＦ利得制御信号ＳＲＦとして出力する。
【００５９】
つぎに、上述したＰＷＭ変換部１６ｇが行うＰＷＭ変換処理を具体的に説明する。図４は、印加電圧信号Ｓ５のデジタル信号構成を例示して、ＰＷＭ変換部１６ｇが、電圧調整部１６ｆから出力された印加電圧信号Ｓ５をＩＦ利得制御信号ＳＩＦに変換するＰＷＭ変換処理を具体的に説明する図である。図４に示すように、印加電圧信号Ｓ５は、ハイレベル（たとえば１）に対応した矩形波（高の矩形波）が、周期ｔ１内に３つ連続して存在し、周期ｔ２内に２つ連続して存在し、周期ｔ３内に１つ存在するデジタル信号である。
【００６０】
ＰＷＭ変換部１６ｇが図４に例示される印加電圧信号Ｓ５を受信した場合、ＰＷＭ変換部１６ｇは、周期ｔ１〜ｔ３に存在する高の矩形波をそれぞれ検出する。つぎに、ＰＷＭ変換部１６ｇは、周期ｔ１に存在する３つの高の矩形波を合成して、該３つの高の矩形波をパルス幅ａの高の矩形波に変換し、周期ｔ２に存在する２つの高の矩形波を合成して、該２つの高の矩形波をパルス幅ｂの高の矩形波に変換し、周期ｔ３に存在する１つの高の矩形波をパルス幅ｃの高の矩形波に変換する。これによって、ＰＷＭ変換部１６ｇは、周期ｔ１内にパルス幅ａの高の矩形波が存在し、周期ｔ２内にパルス幅ｂの高の矩形波が存在し、周期ｔ３内にパルス幅ｃの高の矩形波が存在するＰＷＭ信号を生成する。その後、ＰＷＭ変換部１６ｇは、生成したＰＷＭ信号をＩＦ利得制御信号ＳＩＦとして出力し、上述したＰＷＭ変換処理を達成する。ただし、パルス幅ａは、印加電圧信号Ｓ５の一つの矩形波が有するパルス幅の３倍であり、パルス幅ｂは、この一つの矩形波が有するパルス幅の２倍であり、パルス幅ｃは、この一つの矩形波が有するパルス幅と同等である。
【００６１】
なお、ここでは、ＰＷＭ変換部１６ｇによるＰＷＭ変換処理を具体的に説明したが、上述したＰＷＭ変換部１７ｇは、ＰＷＭ変換部１６ｇと同様に機能するので、ＰＷＭ変換部１７ｇによるＰＷＭ変換処理の具体例は、上述したＰＷＭ変換部１６ｇによるＰＷＭ変換処理の場合と同様に説明できる。
【００６２】
また、ＰＷＭ変換部１６ｇによってＰＷＭ変換処理がなされる印加電圧信号Ｓ５として、周期ｔ１内に３つ連続して存在し、周期ｔ２内に２つ連続して存在し、周期ｔ３内に１つ存在するデジタル信号を例示したが、これに限らず、所望の周期毎に所望数の高の矩形波が存在するデジタル信号に対して上述したＰＷＭ変換処理を行うことができ、さらに、この所望数の高の矩形波が所望の周期内において連続していなくても、上述したＰＷＭ変換処理を行うことができる。
【００６３】
つぎに、上述した振幅検出部１１の詳細な構成および振幅検出部１１による演算処理の動作について説明する。図５は、振幅検出部１１の構成例を示すブロック図である。図５において、振幅検出部１１は、正負判別回路１１ａ、ビット反転回路１１ｂ、加算回路１１ｃ、および振幅値演算回路１１ｄを有する。振幅検出部１１の信号入力端には、正負判別回路１１ａが配置され、振幅検出部１１の信号出力端には、振幅値演算回路１１ｄが配置される。また、正負判別回路１１ａにはビット反転回路１１ｂおよび振幅値演算回路１１ｄが接続され、加算回路１１ｃには、ビット反転回路１１ｂおよび振幅値演算回路１１ｄが接続される。
【００６４】
正負判別回路１１ａは、Ｉ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱを受信し、受信したＩ軸信号ＳＩおよびＱ軸信号ＳＱの各最上位ビットを抽出し、抽出した各最上位ビットをもとに、Ｉ軸信号ＳＩに対応するＩ軸成分が正の値であるか負の値であるかを判別するとともにＱ軸信号ＳＱに対応するＱ軸成分が正の値であるか負の値であるかを判別する。この場合、正負判別回路１１ａは、抽出した最上位ビットが１である信号に対応する数値を負の値と判別し、抽出した最上位ビットが０である信号に対応する数値を正の値と判別する。その後、正負判別回路１１ａは、負の値と判別した数値に対応する信号として、負値信号Ｓ７をビット反転回路１１ｂに送出し、正の値と判別した数値に対応する信号として、正値信号Ｓ８を振幅値演算回路１１ｄに送出する。
【００６５】
ビット反転回路１１ｂは、論理否定回路を用いて実現され、受信した負値信号Ｓ７に対応する負の値を表すデジタル値の各ビットを０から１または１から０に反転し（ビット反転処理）、このデジタル値の各ビットの数値が反転されたデジタル値（ビット反転値）を出力する。この場合、ビット反転回路１１ｂは、このビット反転値に対応する反転値信号Ｓ９を出力する。たとえば、ビット反転回路１１ｂは、１００１１という５ビットのデジタル値に対応する負値信号Ｓ７を受信した場合、この５ビットのデジタル値に対してビット反転処理を行って、０１１００という５ビットのビット反転値を生成し、このビット反転値に対応する反転値信号Ｓ９を出力する。
【００６６】
ビット反転回路１１ｂから出力された反転値信号Ｓ９は、加算回路１１ｃに入力される。加算回路１１ｃは、受信した反転値信号ｓ９に対応するビット反転値の最下位ビットの数値に１を加算する（加算処理）。すなわち、加算回路１１ｃは、この加算処理を行って、上述した負値信号Ｓ７に対応する負の値を表すデジタル値の２の補数を出力する。この場合、加算回路１１ｃは、この加算処理によって得られた２の補数に対応する補数信号Ｓ１０を出力する。
【００６７】
加算回路１１ｃから出力された補数信号Ｓ１０および正負判別回路１１ａから出力された正値信号Ｓ８は、振幅値演算回路１１ｄに入力される。振幅値演算回路１１ｄは、受信した正値信号Ｓ８に対応するデジタル値と補数信号Ｓ１０に対応するデジタル値とを上述したＩ軸成分およびＱ軸成分の各絶対値として設定するとともに、このＩ軸成分の絶対値｜Ｉ｜とＱ軸成分の絶対値｜Ｑ｜とを加算して振幅値｜Ｐ｜を出力する（振幅値演算処理）。この場合、振幅値｜Ｐ｜は、次式によって演算出力される。
｜Ｐ｜＝｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜ ・・・（１）
その後、振幅値演算回路１１ｄは、振幅値演算処理によって得られた振幅値｜Ｐ｜に対応する振幅値信号ＳＰを出力する。
【００６８】
ここで、振幅検出部１１が、Ｉ軸信号ＳＩに対応するＩ軸成分およびＱ軸信号ＳＱに対応するＱ軸成分をもとに、ベースバンド信号の振幅値｜Ｐ｜を出力するまでの各処理について具体的に説明する。図６は、正の値を示すデジタル値が、正負判別回路１１ａに入力され、その後、振幅値演算回路１１ｄに入力されるとともに絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。図７は、負の値を示すデジタル値が、正負判別回路１１ａに入力され、その後、振幅値演算回路１１ｄに入力されるとともに絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。図８は、振幅値演算回路１１ｄが、絶対値｜Ｉ｜および絶対値｜Ｑ｜を用いて振幅値演算処理を行い、振幅値｜Ｐ｜を出力する場合の各デジタル値のビットの状態を例示する図である。なお、図６〜８では、１２ビットのデジタル値を用いた場合を例示するが、この発明は、これに限らず、所望のビット数のデジタル値を用いてもよい。
【００６９】
図６および図７において、Ｉ軸成分が正の値（たとえば１４５）を示すデジタル値に対応し、Ｑ軸成分が負の値（たとえば−１１５）を示すデジタル値に対応している場合、正負判別回路１１ａは、Ｉ軸成分のデジタル値（００００１００１０００１）の１２桁目の数値（０）を抽出し、このＩ軸成分のデジタル値が正の値であると判別する。この場合、正負判別回路１１ａは、このＩ軸成分のデジタル値に対応する正値信号Ｓ８を振幅値演算回路１１ｄに送出する。振幅値演算回路１１ｄは、受信した正値信号Ｓ８に対応するＩ軸成分のデジタル値（００００１００１０００１）を絶対値｜Ｉ｜として設定する。一方、正負判別回路１１ａは、Ｑ軸成分のデジタル値（１１１１１０００１１０１）の１２桁目の数値（１）を抽出し、このＱ軸成分のデジタル値が負の値であると判別する。この場合、正負判別回路１１ａは、このＱ軸成分のデジタル値に対応する負値信号Ｓ７をビット反転回路１１ｂに送出する。ビット反転回路１１ｂは、受信した負値信号Ｓ７に対応するＱ軸成分のデジタル値に対してビット反転処理を行って、このＱ軸成分のビット反転値（０００００１１１００１０）を演算出力し、このＱ軸成分のビット反転値に対応する反転値信号Ｓ９を加算回路１１ｃに送出する。加算回路１１ｃは、受信した反転値信号Ｓ９に対応するＱ軸成分のビット反転値の最下位ビットの数値に１を加算して、このＱ軸成分の２の補数（０００００１１１００１１）を演算出力し、このＱ軸成分の２の補数に対応する補数信号Ｓ１０を振幅値演算回路１１ｄに送出する。振幅値演算回路１１ｄは、受信した補数信号Ｓ１０に対応するＱ軸成分の２の補数（０００００１１１００１１）を絶対値｜Ｑ｜として設定する。
【００７０】
図８において、振幅値演算回路１１ｄは、得られた絶対値｜Ｉ｜および絶対値｜Ｑ｜に対して振幅値演算処理を行い、振幅値｜Ｐ｜のデジタル値を出力する。この場合、絶対値｜Ｉ｜はＩ軸成分の正の値（たとえば１４５）を示し、絶対値｜Ｑ｜はＱ軸成分の正の値（たとえば１１５）を示し、振幅値演算回路１１ｄは、式（１）に基づく振幅値｜Ｐ｜（たとえば２６０）を得るとともに該振幅値｜Ｐ｜のデジタル値（０００１０００００１００）を出力する。
【００７１】
この実施の形態１では、ＩＦ利得制御部１６およびＲＦ利得制御部１７が、ベースバンド信号の平均振幅値を用いて出力された一つの利得調整信号Ｓ１を共用して、ＩＦ信号の利得およびＲＦ信号の利得をそれぞれ制御し、チューナから出力されるＩＦ信号の振幅値を理想振幅値に調整しているので、車載用のデジタルテレビ用受信装置に用いられるＡＧＣ装置の回路規模を小型化することができる。
【００７２】
また、係数設定部１５が、この利得調整信号Ｓ１を共用し、この利得調整信号Ｓ１に含まれる信号レベル情報をもとに平均受信電力を求め、該平均受信電力をもとに平均化フィルタ１２およびＬＰＦ１６ａ，１７ａの各フィルタ係数をそれぞれ設定しているので、一つの平均受信電力を用いて平均化フィルタ１２およびＬＰＦ１６ａ，１７ａの各応答速度を個別に自動設定することができる。たとえば、車が停止している状態では、受信される信号の電界変動が小さく、この場合、係数設定部１５は、応答速度を低下させるように、各フィルタのフィルタ係数を自動設定する。一方、車が移動している状態では、受信される信号の電界変動が大きく、この場合、係数設定部１５は、応答速度を上昇させるように、各フィルタのフィルタ係数を自動設定する。これによって、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、常時最適な応答速度でＩＦ信号の利得およびＲＦ信号の利得を制御できるＡＧＣ装置を小規模な回路構成で実現できる。
【００７３】
さらに、ＩＦ利得制御部１６が、ＩＦ信号を増幅する可変増幅器３ｆの印加電圧に対応する信号をＰＷＭ信号に変換して出力し、ＲＦ利得制御部１７が、ＲＦ信号を増幅するＬＮＡ３ｂの印加電圧に対応する信号をＰＷＭ信号に変換して出力しているので、ＩＦ利得制御部１６が可変増幅器３ｆの利得制御を行う場合、ＩＦ利得制御部１６から出力されたＰＷＭ信号が、後段のＬＰＦ９によって積分された後に可変増幅器３ｆに入力されればよく、ＲＦ利得制御部１７がＬＮＡ３ｂの利得制御を行う場合、ＲＦ利得制御部１７から出力されたＰＷＭ信号が、後段のＬＰＦ８によって積分された後にＬＮＡ３ｂに入力されればよい。これによって、回路規模の小型化が促進されたＡＧＣ装置を容易に実現できる。また、このＬＰＦ８，９の各フィルタ係数を設定変更できるようにした場合、ＬＰＦ８，９の各フィルタ係数を適宜更新することによって、可変増幅器３ｆおよびＬＮＡ３ｂの各印加電圧を微調整することができる。
【００７４】
また、ＲＦ利得制御部１７がＲＦ信号の利得制御を開始する動作開始信号レベルを予めレジスタに格納され、この動作開始信号レベルとベースバンド信号の信号レベルとをもとに、ＲＦ利得制御部１７による利得制御の動作タイミングが設定されるように構成しているので、ＩＦ信号の利得制御動作とＲＦ信号の利得制御動作との割合を適宜調整することができ、これによって、特性の異なる様々なチューナに対応でき、チューナに対する汎用性を高めたＡＧＣ装置を容易に実現できる。
【００７５】
さらに、振幅検出部１１が、デジタル演算回路を用いて構成され、ベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分の各絶対値を求め、得られたＩ軸成分の絶対値とＱ軸成分の絶対値とを加算して、このベースバンド信号の振幅値を検出しているので、この振幅値を検出する各処理の時間を短縮して応答速度の低下を防止でき、これによって、車載環境で発生する急激な電界変動に対応できるＡＧＣ装置を小規模な回路構成で実現することができる。
【００７６】
（実施の形態２）
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。上述した実施の形態１では、利得調整信号Ｓ１をもとに平均受信電力を算出し、一つの該平均受信電力をもとに各フィルタのフィルタ係数を個別に自動設定していたが、この実施の形態２では、各フィルタのフィルタ係数を予めレジスタに格納し、格納した各フィルタ係数をフィルタ毎に読み出して、各フィルタのフィルタ係数を個別に設定している。
【００７７】
図９は、この発明の実施の形態２であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。このＡＧＣ装置２０は、実施の形態１のＡＧＣ装置１０係数設定部１５の代わりに係数設定部２１〜２３を設け、係数設定部２１が平均化フィルタ１２に接続され、係数設定部２２がＬＰＦ１６ａに接続され、係数設定部２３がＬＰＦ１７ａに接続されている。その他の構成は実施の形態１と同じであり、同一構成部分には同一符号を付している。
【００７８】
係数設定部２１は、フィルタ係数を出力するまでの各処理を実行するＣＰＵ、これらの各処理プログラム等のデータを記憶するＲＯＭ、およびユーザによって予め設定されたフィルタ係数等を記憶するレジスタ２１ａを有することで実現される。係数処理部２１は、レジスタ２１ａに格納されたフィルタ係数を読み出し、読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ２を平均化フィルタ１２に送出し、これによって、平均化フィルタ１２のフィルタ係数を設定する。この場合、平均化フィルタ１２は、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度によって、上述した振幅平均化処理を行う。なお、係数処理部２１による各処理機能は、ＣＰＵがＲＯＭに格納された処理プログラムを実行することによって実現される。
【００７９】
係数処理部２２は、上述した係数処理部２１と同様の構成によって実現され、上述した係数処理部２１と同様に、レジスタ２２ａに格納されたフィルタ係数を読み出す。その後、係数処理部２２は、読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ３をＬＰＦ１６ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１６ａのフィルタ係数を設定する。この場合、ＬＰＦ１６ａは、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。
【００８０】
係数処理部２３は、上述した係数処理部２１，２２と同様の構成によって実現され、上述した係数処理部２１，２２と同様に、レジスタ２３ａに格納されたフィルタ係数を読み出す。その後、係数処理部２３は、読み出したフィルタ係数に対応するフィルタ係数信号Ｓ４をＬＰＦ１７ａに送出し、これによって、ＬＰＦ１７ａのフィルタ係数を設定する。この場合、ＬＰＦ１７ａは、設定されたフィルタ係数に応じた応答速度で利得調整信号Ｓ１を積分する。
【００８１】
なお、この実施の形態２では、フィルタ毎に係数設定部を設けて、各フィルタのフィルタ係数を個別に設定していたが、この発明は、これに限定されるものではなく、一つの係数設定部のレジスタに複数のフィルタ係数を格納させて、この一つの係数設定部が、複数のフィルタのフィルタ係数を個別に設定してもよい。
【００８２】
この実施の形態２では、ユーザによって設定されたフィルタ係数がレジスタに予め格納され、ＡＧＣ装置を構成する各フィルタのフィルタ係数が、このレジスタに格納されたフィルタ係数によって個別に設定されるので、受信信号の電界変動に応じて、適宜最適な応答速度を設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、適宜最適な応答速度でＩＦ信号の利得およびＲＦ信号の利得を制御できるＡＧＣ装置を小規模な回路構成で容易に実現できる。
【００８３】
【発明の効果】
以上に説明したように、この請求項１の発明によれば、利得調整手段が、前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力し、ＩＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行い、ＲＦ利得制御手段が、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うので、車載環境に起因する電界変動に応じて、前記ＩＦ信号の振幅値を前記所望振幅値に調整でき、車載用のデジタルテレビ用受信装置に好適な自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現できるという効果を奏する。
【００８４】
また、請求項２の発明によれば、平均受信電力処理手段が、前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力し、第１フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定し、第２フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定し、平均化フィルタ係数設定手段が、前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定しているので、一つの前記平均受信電力情報を用いて前記平均化フィルタ、前記第１フィルタ、および前記第２フィルタの各応答速度を個別に自動設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、常時最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行える自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現できるという効果を奏する。
【００８５】
また、請求項３の発明によれば、フィルタ係数設定手段が、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定しているので、受信電界レベルの変動に応じて、適宜最適な応答速度を設定することができ、車載環境で発生する様々な電界変動に対して、適宜最適な応答速度で前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御とを行える自動利得制御装置を小規模な回路構成で容易に実現できるという効果を奏する。
【００８６】
また、請求項４の発明によれば、動作開始点設定手段が、前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定しているので、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御動作と前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御動作との割合を適宜調整することができ、これによって、特性の異なる様々なチューナに対応でき、チューナに対する汎用性を高めた自動利得制御装置を容易に実現できるという効果を奏する。
【００８７】
また、請求項５の発明によれば、第１ＰＷＭ変換手段が、前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換し、第２ＰＷＭ変換手段が、前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成して、該電圧をＰＷＭ信号に変換しているので、単純な回路構成によって、前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加するとともに前記ＩＦ信号増幅手段に所望電圧を印加することができ、当該自動利得制御装置の小規模化を促進することができるという効果を奏する。
【００８８】
また、請求項６の発明によれば、前記利得調整手段が、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えているので、前記振幅値を検出する処理時間を短縮して前記利得調整手段の応答速度の低下を防止でき、車載環境で発生する急激な電界変動に対応できる自動利得制御装置を小規模な回路構成で実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１であるＡＧＣ装置を用いたデジタルテレビ用の受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。
【図３】ベースバンド信号の信号レベルとＩＦ信号またはＲＦ信号の各利得との関係を例示する図である。
【図４】ＰＷＭ変換処理を具体的に説明する図である。
【図５】振幅検出部の構成例を示すブロック図である。
【図６】正の値を示すデジタル値が絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。
【図７】負の値を示すデジタル値が絶対値として設定されるまでのビットの状態を例示する図である。
【図８】振幅値演算処理における各デジタル値のビットの状態を例示する図である。
【図９】この発明の実施の形態２であるＡＧＣ装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 受信装置
２ アンテナ
３ チューナ
３ａ，３ｅ ＢＰＦ
３ｂ ＬＮＡ
３ｃ 混合器
３ｄ 局部発振器
３ｆ 可変増幅器
４ ＡＤ変換器
５ デジタル直交復調器
６〜９，１６ａ，１７ａ ＬＰＦ
１０，２０ ＡＧＣ装置
１１ 振幅検出部
１１ａ 正負判別回路
１１ｂ ビット反転回路
１１ｃ 加算回路
１１ｄ 振幅値演算回路
１２，１５ａ 平均化フィルタ
１３ 誤差検出部
１４，１９ アンプ
１５，２１〜２３ 係数設定部
１５ｂ〜１５ｄ 係数処理部
１６ ＩＦ利得制御部
１７ ＲＦ利得制御部
１６ｂ，１７ｂ クランプ回路
１６ｃ，１７ｃ 上限設定部
１６ｄ，１７ｄ 極性設定部
１６ｅ，１７ｅ 電圧調整部
１６ｆ，１７ｆ マニュアル切換部
１６ｇ，１７ｇ ＰＷＭ変換部
１８ 動作開始点設定部
１８ａ 減算器
１８ｂ，２１ａ〜２３ａ レジスタ
Ｓ１ 利得調整信号
Ｓ２〜Ｓ４ フィルタ係数信号
Ｓ５，Ｓ６ 印加電圧信号
Ｓ７ 負値信号
Ｓ８ 正値信号
Ｓ９ 反転値信号
Ｓ１０ 補数信号
ＳＩ Ｉ軸信号
ＳＰ 振幅値信号
ＳＱ Ｑ軸信号
ＳＩＦ ＩＦ利得制御信号
ＳＲＦ ＲＦ利得制御信号
Claims (6)
- 受信されたＲＦ信号を増幅するＲＦ信号増幅手段の利得を制御するとともに、前記ＲＦ信号から変換されたＩＦ信号を増幅するＩＦ信号増幅手段の利得を制御して、直交復調される前記ＩＦ信号の振幅を所望振幅値に調整する自動利得制御装置において、
前記ＩＦ信号に対する直交復調処理によって生成されたベースバンド信号のＩ軸成分およびＱ軸成分をもとに該ベースバンド信号の振幅値を求め、該振幅値を平均化した平均振幅値を算出し、前記所望振幅値と前記平均振幅値との誤差を検出し、該誤差に応じて、前記ＲＦ信号増幅手段および前記ＩＦ信号増幅手段の利得調整に関する利得調整情報を出力する利得調整手段と、
前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＩＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＩＦ信号増幅手段の利得制御を行うＩＦ利得制御手段と、
前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報をもとに、前記ＲＦ信号増幅手段に印加する電圧を設定し、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を行うＲＦ利得制御手段と、
を備えたことを特徴とする自動利得制御装置。 - 前記利得調整手段から入力された利得調整情報をもとに前記ベースバンド信号の平均受信電力を求め、該平均受信電力に対応する平均受信電力情報を出力する平均受信電力処理手段と、
前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタのフィルタ係数を設定する第１フィルタ係数設定手段と、
前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタのフィルタ係数を設定する第２フィルタ係数設定手段と、
前記平均受信電力処理手段から入力された前記平均受信電力情報をもとに、前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタのフィルタ係数を設定する平均化フィルタ係数設定手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の自動利得制御装置。 - 前記ＩＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第１フィルタの第１フィルタ係数、前記ＲＦ利得制御手段に入力される信号の高周波成分を除去する第２フィルタの第２フィルタ係数、および前記平均振幅値を出力する前記利得調整手段の平均化フィルタの第３フィルタ係数の少なくとも一つが予め格納された記憶手段を有し、該記憶手段から前記第１フィルタ係数、前記第２フィルタ係数、および前記第３フィルタ係数の少なくとも一つを読み出して、前記第１フィルタのフィルタ係数、前記第２フィルタのフィルタ係数、および前記平均化フィルタのフィルタ係数の少なくとも一つを個別に設定するフィルタ係数設定手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の自動利得制御装置。
- 前記ベースバンド信号の信号レベルに対応する動作開始情報が予め格納された記憶手段を有し、前記利得調整手段から入力された前記利得調整情報と前記記憶手段から読み出した前記動作開始情報とをもとに、前記ＲＦ利得制御手段に対して、前記ＲＦ信号増幅手段の利得制御を開始する動作タイミングを設定する動作開始点設定手段を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の自動利得制御装置。
- 前記ＩＦ利得制御手段に配置され、前記ＩＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成し、該電圧をＰＷＭ信号に変換する第１ＰＷＭ変換手段と、
前記ＲＦ利得制御手段に配置され、前記ＲＦ信号増幅手段に印加すべき電圧に対応するデジタル信号のハイレベルに対応した複数の矩形波を合成し、該電圧をＰＷＭ信号に変換する第２ＰＷＭ変換手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の自動利得制御装置。 - 前記利得調整手段は、前記ベースバンド信号のＩ軸成分をもとに該Ｉ軸成分の絶対値を求めるとともに前記ベースバンド信号のＱ軸成分をもとに該Ｑ軸成分の絶対値を求め、該Ｉ軸成分の絶対値と該Ｑ軸成分の絶対値とを加算処理して前記ベースバンド信号の振幅値を検出する振幅検出手段を備えたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の自動利得制御装置。
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2005033257A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009302986A (ja) * | 2008-06-16 | 2009-12-24 | Casio Comput Co Ltd | 電波受信装置および電波時計 |
| EP2282215A1 (en) | 2005-02-09 | 2011-02-09 | Hitachi, Ltd. | Automatic analyzer |
| US8233869B2 (en) | 2006-12-11 | 2012-07-31 | Thomson Licensing | Automatic gain control with improved cross-modulation |
-
2003
- 2003-07-07 JP JP2003192847A patent/JP2005033257A/ja active Pending
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|---|---|---|---|---|
| EP2282215A1 (en) | 2005-02-09 | 2011-02-09 | Hitachi, Ltd. | Automatic analyzer |
| US8233869B2 (en) | 2006-12-11 | 2012-07-31 | Thomson Licensing | Automatic gain control with improved cross-modulation |
| JP2009302986A (ja) * | 2008-06-16 | 2009-12-24 | Casio Comput Co Ltd | 電波受信装置および電波時計 |
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