JP2008011027A

JP2008011027A - 受信装置

Info

Publication number: JP2008011027A
Application number: JP2006177822A
Authority: JP
Inventors: Osamu Kuroda; 収黒田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2006-06-28
Filing date: 2006-06-28
Publication date: 2008-01-17
Also published as: US20080003967A1; EP1873912A2

Abstract

【課題】直列接続されたそれぞれ第１及び第２の増幅器を有し、着信強度に応じて第１の増幅器をバイパスし、かつ第２の増幅器の利得を着信強度に応じて可変制御するとともに、上記バイパスの有無により生じる利得変動を第２の増幅器の利得を切り替えて補償する受信装置において、バイパス有無の切替タイミングと第２の増幅器の利得切替タイミングとの間の時間差を正確かつフレキシブルに調整する。
【解決手段】受信装置１に、第１の増幅器１２をバイパスするスイッチ５２の開閉制御及び第２の増幅器１６の利得の可変制御を行うことにより受信信号を所定レベルに正規化するとともに、スイッチ１２の開閉による利得変動の補償を第２の増幅器１６の利得を切り替えて行う利得制御部４０を設け、かつこの利得制御部４０に、スイッチ５２の開閉時期と第２の増幅器１６の利得の切替時期との間の時間差をプログラムできるディジタル論理回路を設ける。
【選択図】図５

Description

本発明は、受信信号を所定の信号強度に正規化する自動利得制御を行う受信装置に関する。特に受信信号を増幅する直列接続された第１及び第２の増幅器を少なくとも有し、受信信号の強度の高低に従って第１の増幅器をバイパスし、かつ第２の増幅器の利得を受信信号に応じて可変制御する受信装置における利得制御技術に関する。

移動体通信システムに使用される受信装置において、アンテナにて受信された受信信号の着信強度が変動しても、これに応じて受信装置内の利得を自動制御し出力信号の強度を一定の値に正規化する自動利得制御（AGC: Automatic Gain Control）が行われている。特に近年のディジタル通信装置では、復調後のディジタル信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を確保するために、復調処理後又は処理中のディジタル信号が、着信強度の変動に関わらず、その信号に割り当てられた信号線のビット数に対して最適な信号強度となるように受信装置内の利得が制御される。図１は、自動利得制御機能を備える従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例の概略構成図である。

図１に示すＯＦＤＭ受信装置１の構成例では、直交周波数分割多重信号（以下、「ＯＦＤＭ信号」と記すことがある）である無線信号を受信するアンテナ１１と、アンテナ１１で受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器（LNA）１２と、低雑音増幅器（LNA）１２により増幅された無線周波数受信信号に第１のローカル信号（ＬＯ１Ｈｚ）を混合して中間周波数信号に変換する周波数変換器１３と、周波数変換器１３に第１のローカル信号を供給する発振器１４と、変換された中間周波数信号から所要の中間周波数帯の受信信号のみを取り出すためのバンドパスフィルタ（BPF）１５と、バンドパスフィルタ１５で取り出された中間周波数信号の信号強度を変更する可変利得増幅器（V-AMP）１６と、可変利得増幅器１６を通ったアナログ中間周波数信号を直交検波してディジタルベースバンド信号に変換する復調回路部２０と、ディジタルベースバンド信号を元のデータ列に復調するベースバンド信号処理部３０と、を備えて構成される。

復調回路部２０は、可変利得増幅器１６から入力した中間周波数信号を２つの信号に分ける分波器（HYB）２１と、これら２つの中間周波数信号にそれぞれ位相０度と位相９０度の第２のローカル信号（ＬＯ２Ｈｚ）を混合して直交アナログベースバンド信号をなすミクサ２２ａ及び２２ｂと、ミクサ２２ａ及び２２ｂに第２のローカル信号を供給する発振器２３と、ミクサ２２ｂに供給される第２のローカル信号の位相を９０度ずらすπ／２位相器２４と、ミクサ２２ａ及び２２ｂにより変換された直交アナログベースバンド信号をそれぞれディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器（ADC）２５ａ及び２５ｂと、を備えて構成される。

ベースバンド信号処理部３０は、復調回路部２０によりディジタルベースバンド信号に変換された受信信号をフーリエ変換して元のデータ列に復調するフーリエ変換部３１と、元のデータ列に、各種所定のディジタルデータ処理を行うデータ処理部３２と、入力したディジタルベースバンド信号の信号強度と現在のＯＦＤＭ受信装置の利得とに基づいて受信信号の着信強度を推定する電力検出部３３と、を備える。実際には、フーリエ変換処理の前にガードインターバル除去処理やシリアルパラレル変換処理が行われるが、ここでは説明を省略する。

さらにＯＦＤＭ受信装置１は、ベースバンド信号処理部３０の電力検出部３３が推定した着信強度に応じて低雑音増幅器１２のバイパス制御を行い、及び／又は可変利得増幅器１６の利得制御を行うことにより、復調回路部２０へ入力する中間周波数信号の信号強度を略一定に保つ利得制御部４０を備えている。
利得制御部４０は、ベースバンド信号処理部３０の電力検出部３３が推定した着信強度に応じて可変利得増幅器１６の利得を可変制御するＶ−ＡＭＰ利得決定部４１と、着信強度に応じて低雑音増幅器１２のバイパス経路を開閉する無線周波数信号スイッチ（RF-SW）５２の開閉制御信号を生成するＲＦ−ＳＷ切替部４２と、を備えている。Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１により決定されたディジタル形式の可変利得増幅器１６の利得指令値は、ディジタルアナログ変換器（DAC）によってアナログ形式の利得指令値に変換され、この利得指令値によって可変利得増幅器１６の利得が制御される。

図２の（Ａ）は利得制御部４０が低雑音増幅器１２を用いて行う利得制御の説明図であり、図２の（Ｂ）は利得制御部４０による可変利得増幅器１６の利得制御の説明図であり、図２の（Ｃ）は、図２の（Ａ）及び図２の（Ｂ）を合計した利得変化を示す図である。
図２の（Ａ）に示すとおり、利得制御部４０のＲＦ−ＳＷ切替部４２は、着信強度が弱い間には（着信強度＜閾値Ｌ１）、無線周波数信号スイッチ５２を開いて低雑音増幅器１２のバイパスを停止し受信信号を所定利得Ｇ１で増幅させ、また着信強度が強く（着信強度≧閾値Ｌ１）低雑音増幅器１２による増幅が不要な場合には、無線周波数信号スイッチを閉じて受信信号を低雑音増幅器１２からバイパスさせる。

一方図２の（Ｂ）に示すように、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は、着信強度の増加に対して利得が低減する着信強度−利得特性（以下、本明細書において「利得直線」と記す）ＧＬＬ及びＧＬＨに従い、受信強度に応じて可変利得増幅器１６の利得を可変制御する。
閾値Ｌ１をまたいで着信強度が変化する際には、低雑音増幅器１２のバイパスの有無の切替のため、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１の前段の利得量が所定利得Ｇ１だけ変化する。このときＶ−ＡＭＰ利得決定部４１は、利得幅Ｇ１だけ離れた２つの利得直線ＧＬＬ及びＧＬＨを切り替えて低雑音増幅器１２のバイパスの有無に伴う受信装置１全体の利得変動を補償する。このような可変利得増幅器１６の利得切替によって、図２の（Ｃ）に示すような連続した広い可変利得幅を有する受信装置１全体の利得直線ＧＬＡを得る。具体的にはＶ−ＡＭＰ利得決定部４１は、着信強度が閾値Ｌ１より弱く低雑音増幅器１２がバイパスされない間、比較的低い利得直線ＧＬＬに従って可変利得増幅器１６の利得を決定し、着信強度が閾値Ｌ１以上であり低雑音増幅器１２がバイパスされている間には、利得直線ＧＬＬよりも利得がＧ１だけ大きい利得直線ＧＬＨに従って可変利得増幅器１６の利得を決定する。

なお、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１が所定の利得直線に従って可変利得増幅器１６の利得を決定するために、例えば各着信強度において可変利得増幅器１６が有するべき各々の利得を、各々対応する着信強度に関連付けた利得設定値テーブルを予め作成して記憶部（図示せず）に記憶しておき、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１が、電力検出部３３が推定した着信強度に応じた利得をこの利得設定値テーブルから読み出すこととしてよい。

特開２００４−３２８４９４号公報

上記の通り、着信強度が閾値Ｌ１をまたいで変化する際には、低雑音増幅器１２をバイパスさせる無線周波数信号スイッチ５２の開閉制御と、これを補償する可変利得増幅器１６の利得の切替制御が同時に行われる。
ここで可変利得増幅器１６の利得変化は、素子特性と変化利得幅に応じた応答速度を有するため、瞬間的に無線周波数信号スイッチ５２で切り替える低雑音増幅器１２の急峻な利得変化に対してやや緩慢な変化となる。したがって、無線周波数信号スイッチ５２の開閉タイミングに同期して可変利得増幅器１６の利得を切り替えても、受信装置１全体の利得直線は図２の（Ｃ）に示すような完全な直線にならず、切替時に若干の利得変動が生じることになる。このような利得変動の例を以下説明する。

図３の（Ａ）は、着信強度が閾値Ｌ１を超えて増加しているとき、無線周波数信号スイッチ５２の開閉タイミングに対して可変利得増幅器１６の利得切替タイミングがやや遅れた場合の利得変化を示す図であり、図において実線は低雑音増幅器１２による利得の利得変化を示し、一点鎖線は可変利得増幅器１６の利得変化を示す。図示するとおり、無線周波数信号スイッチ５２の閉時期ｔ１と同時に可変利得増幅器１６の利得切替を開始しているが、利得切替が完了するのはそれより遅れた時刻ｔ２となる。
図３の（Ｂ）は、図３の（Ａ）に示す低雑音増幅器１２による利得と可変利得増幅器１６の利得を合計した図である。図示するとおり、可変利得増幅器１６の利得切替を終了する前に低雑音増幅器１２がバイパスされてしまうので、受信装置１全体の利得は低雑音増幅器１２のバイパス切替時において瞬間的に低下することになる。

図４の（Ａ）は、着信強度が閾値Ｌ１を超えて増加しているとき、無線周波数信号スイッチ５２の開閉タイミングに対して可変利得増幅器１６の利得切替タイミングがやや速い場合における利得変化を示す図である。図示するとおり、可変利得増幅器１６の利得切替の完了時刻ｔ２と同時期に無線周波数信号スイッチ５２が閉じられている。
図４の（Ｂ）は、図４の（Ａ）に示す低雑音増幅器１２による利得と可変利得増幅器１６の利得を合計した図である。図示するとおり、低雑音増幅器１２がバイパスされる前に可変利得増幅器１６の利得切替を開始するので、受信装置１全体の利得は低雑音増幅器１２のバイパス切替時において瞬間的に増大することになる。

このような利得変動を避けるために、従来はＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように無線周波数信号スイッチ５２への切替信号を所定時間だけ遅延させて、低雑音増幅器１２のバイパスタイミングと可変利得増幅器１６の利得切替タイミングを調整する時定数回路５３を設けていた。
しかしながら、時定数回路５３により制御タイミングを調整する方法では、低雑音増幅器１２のバイパスタイミングと可変利得増幅器１６の利得切替タイミングの時間差を、一定の時間差にしか設定できないため、着信強度の増加中に切替が起きた場合と低下中に切替が起きた場合とで異なる時間差を設定することが困難であった。
また時定数回路５３は抵抗素子と要領素子で構成するのが一般的であるが、素子特性にバラツキがあることから正確な時間差の設定が困難であった。
さらに、上述の利得変動によって低雑音増幅器１２及び可変利得増幅器１６のＤＣオフセット成分が増幅されると、大きな過渡応答成分が発生して受信性能が劣化する場合があった。

上記問題に鑑み、本発明は上記の低雑音増幅器１２と可変利得増幅器１６のような、直列接続されたそれぞれ第１及び第２の増幅器を有し、着信強度に応じて第１の増幅器をバイパスし、かつ第２の増幅器の利得を着信強度に応じて可変制御するとともに、第１の増幅器のバイパスの有無により生じる利得変動を第２の増幅器の利得を切り替えて補償する受信装置において、バイパス有無の切替タイミングと第２の増幅器の利得切替タイミングとの間の時間差の正確かつフレキシブルに調整可能とすることを目的とする。
併せて上記切替タイミングの調整状態に応じて異なる利得で増幅されるＤＣオフセット成分の過渡応答成分による受信性能の劣化を回避する。

本発明によれば、受信信号を増幅する直列接続された第１及び第２の増幅器と、受信信号を第１の増幅器からバイパスさせるスイッチと、受信信号の着信強度に従ってスイッチの開閉制御及び第２の増幅器の利得の可変制御を行うことにより受信信号を所定の信号レベルにまで正規化する利得制御部と、を備え、利得制御部が上記スイッチの開閉による利得変動を第２の増幅器の利得を切り替えることによって補償する受信装置であって、利得制御部が、スイッチの開閉時期と第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差を、予めプログラムされた設定値に調整するディジタル論理回路を含む受信装置が提供される。

スイッチの開閉タイミング及び第２の増幅器の利得切替タイミングの間の時間差を、予めプログラムされた設定値に調整するディジタル論理回路を設けることによって、第１の増幅器のバイパス有無の切替タイミングと第２の増幅器の利得切替タイミングとの間の時間差の正確かつフレキシブルに調整可能とすることが可能となる。
このようなディジタル論理回路は、スイッチの開閉時期と第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差がプログラムされた、プログラム可能なディジタル論理回路を含めることによって実現可能である。このようなディジタル論理回路は例えばフィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（FPGA:Field Programmable Gate Array）によって構成可能である。

またスイッチの開閉時期と第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差の設定値を所定の記憶部に記憶させるとともに、記憶された設定値を読み込んでこの設定値を持ってスイッチの開閉制御と第２の増幅器の利得の切替制御を行うように構成されたディジタル論理回路を含むように、利得制御回路を構成してもよい。
さらに、利得制御部によるスイッチの開閉制御及び第２の増幅器の利得の切替制御に、ヒステリシス特性を持たせてもよい。

さらに利得制御部による受信信号の利得制御を、複数のサブキャリア信号からなるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に適用してもよい。このとき受信装置に、ＯＦＤＭ信号を所定のローカル信号で直交復調する直交復調器と、直交復調された信号の直流成分を除去する直流成分除去手段とを設ける。そして、複数のサブキャリア信号のうちいずれかをヌルキャリアとし、直交復調に用いる所定のローカル信号の周波数を、このローカル信号によって復調されたヌルキャリアが直流成分となる周波数に定められる。
このように受信装置を構成することによって、切替タイミングの状態に応じて第１及び第２の増幅器のＤＣオフセット成分が瞬間的に大きく増幅されても、ヌルキャリアから変換された直流成分を無視し、これと共にＤＣオフセット成分を直流成分除去手段で除去することが可能となる。

本発明によって、直列接続された複数の増幅器の一方のバイパス有無の切替と他方の増幅器の利得切替のタイミングを正確かつフレキシブルに設定することが可能となる。
また、切替タイミングの状態に応じて増幅器のＤＣオフセット成分が大きく増幅されてもこれを容易に除去することが可能となる。

また従来有していた時定数回路の代わりにディジタル論理回路を用いるので、現状の受信装置の集積化論理回路に収めることが可能であり、部品点数やコストを増加させることなく受信特性を改善することが可能である。

以下、添付する図面を参照して本発明の実施例を説明する。図５は、本発明の第１実施例によるＯＦＤＭ受信装置の構成例の概略構成図である。図５に示すＯＦＤＭ受信装置１は、図１を参照して上述したＯＦＤＭ受信装置と類似する構成を有しているため同一又は類似の構成要素には同一の参照番号を付し、また同一の機能については説明を省略する。

図２の（Ａ）を参照して上述したとおり、電力検出部３３が推定した着信強度が、所定の信号強度閾値Ｌ１よりも低い強度から高い強度へと変動するとき、ＲＦ−ＳＷ切替部４２は無線周波数信号スイッチ５２を閉じて受信信号を低雑音増幅器１２からバイパスさせる。また、電力検出部３３が推定した着信強度が、所定の信号強度閾値Ｌ１よりも高い強度から低い強度へと変動するとき、ＲＦ−ＳＷ切替部４２は無線周波数信号スイッチ５２を開いて低雑音増幅器１２のバイパスを停止する。

また図２の（Ｂ）を参照して上述したとおり、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は、着信強度の増加に対して利得が低減する利得直線ＧＬＬ及びＧＬＨに従って、受信強度に応じて可変利得増幅器１６の利得を可変制御する。そして、着信強度が閾値Ｌ１より弱く低雑音増幅器１２がバイパスされない間、比較的低い利得直線ＧＬＬに従って利得を決定し、着信強度が閾値Ｌ１以上であり低雑音増幅器１２がバイパスされている間には、利得直線ＧＬＬよりも利得Ｇ１だけ大きな利得直線ＧＬＨに従って利得を決定する。利得幅Ｇ１は低雑音増幅器１２の利得と同じ値に設定する。

Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１が上記利得直線ＧＬＬ及びＧＬＨに従って可変利得増幅器１６の利得を決定するために、各着信強度において可変利得増幅器１６が有するべき各々の利得と各々対応する着信強度とを関連付けた利得設定値テーブルが、各利得直線毎に作成されて記憶部４４に記憶される。Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は、電力検出部３３が推定した着信強度に応じた利得をこの利得設定値テーブルから読み出して、可変利得増幅器１６の利得指令値とする。

したがって、電力検出部３３が推定した着信強度が、所定の信号強度閾値Ｌ１よりも低い強度から高い強度へと変動し、低雑音増幅器１２がバイパスされるとき、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は、利得が比較的低い利得直線ＧＬＬから、低雑音増幅器１２の利得Ｇ１だけ高い利得直線ＧＬＨへと利得決定に使用する利得直線を切り替えることによって、可変利得増幅器１６の利得をＧ１だけ高い値に切り替え、低雑音増幅器１２のバイパスによって生じた利得変動を補償する。
また電力検出部３３が推定した着信強度が、所定の信号強度閾値Ｌ１よりも高い強度から低い強度へと変動するとき、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は、利得決定に使用する利得直線を、利得が比較的高い利得直線ＧＬＨから低い利得直線ＧＬＬへと切り替えることによって可変利得増幅器１６の利得をＧ１だけ低い値に切り替える。

図５に戻り、本構成例では、利得制御部４０にディジタル論理回路で構成されるタイミング調整部４３を設ける。タイミング調整部４３は、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１が生成したディジタル形式の可変利得増幅器１６の利得指令信号（以下、単に「利得指令信号」と記す）と、ＲＦ−ＳＷ切替部４２が生成した無線周波数信号スイッチ５２の開閉制御信号（以下、単に「開閉制御信号」と記す）とを入力する。
タイミング調整部４３は、無線周波数信号スイッチ５２の開閉制御が生じない場合には、利得指令信号と開閉制御信号をそのまま出力するが、無線周波数信号スイッチ５２の開閉制御が生じた場合には、それによって変化する利得指令信号の出力タイミングと開閉制御信号の出力タイミングの時間差を調整することによって、無線周波数信号スイッチ５２の開閉時期と可変利得増幅器１６の利得の切替時期との間の時間差を、予め設定された時間差の設定値（以下、「設定時間差」と記す）に調整する。

例えば、タイミング調整部４３は、所定のクロック信号が設定時間差の間に生じるサイクル数を記憶する記憶回路と、着信強度が所定の閾値Ｌ１をまたいで変動したことにより生じた利得指令信号又は開閉制御信号の変化を検出する検出回路と、これら信号の変化から記憶回路に記憶されたサイクル数だけ所定のクロック信号をカウントする計時回路と、計時回路による計時が完了してから開閉制御信号を変化させる遅延回路と、をＦＰＧＡによって実現したディジタル論理回路として構成することが可能である。

図６の（Ａ）〜図６の（Ｆ）を参照して、タイミング調整部４３による無線周波数信号スイッチ５２の開閉時期と可変利得増幅器１６の利得の切替時期との間の時間差の調整例を説明する。図６の（Ａ）は受信信号の着信強度の変化を示すグラフであり、図６の（Ｂ）はＲＦ−ＳＷ切替部４２が生成する開閉制御信号のタイムチャートであり、図６の（Ｃ）はＶ−ＡＭＰ利得決定部４１が生成する利得指令信号のタイムチャートであり、図６の（Ｄ）は図６の（Ｃ）に従って制御された可変利得増幅器１６の実際の利得変化を示すグラフであり、図６の（Ｅ）はタイミング調整部４３によってタイミング調整が行われた開閉制御信号のタイムチャートであり、図６の（Ｆ）は低雑音増幅器１２による利得と可変利得増幅器１６の利得とを合計した利得の変化を示すグラフである。

図６の（Ａ）に示すように着信強度が増加することにより、低雑音増幅器１２のバイパス有無を切り替える所定の信号強度閾値Ｌ１を時刻ｔ１で超えた場合を考える。すると図６の（Ｂ）に示すように時刻ｔ１においてＲＦ−ＳＷ切替部４２が無線高周波信号スイッチ５２の状態を開状態から閉状態にする開閉制御信号を変更し、図６の（Ｃ）に示すように、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１が利得決定に使用する利得直線を比較的低いＧＬＬからＧＬＨに切り替えることによって、利得指令信号の利得指令値を切り替える。

上述の通り実際の利得可変増幅器１６の応答速度が有限であるため、利得可変増幅器１６の利得は、図６の（Ｄ）に示すように利得指令信号の変化に比べて緩やかに時刻ｔ１〜ｔ３に亘って変化する。
タイミング調整部４３は、図６の（Ｅ）に示すように開閉制御信号を出力するタイミングと利得指令信号を出力するタイミングとの間の時間差を、好適な設定時間差Ｔに調整することによって、低雑音増幅器１２による利得と可変利得増幅器１６の利得とを合計した利得が、図６の（Ｆ）に示すように切替時刻ｔ１付近で生じる変動を最小とする。

図７は、設定時間差Ｔの決定方法の一例を示すフローチャートである。本決定方法では、開閉制御信号を出力するタイミングと利得指令信号を出力するタイミングとの間の時間差ＴＴを所定の増分ステップΔＴずつ変化させながら無線高周波信号スイッチ５２と可変利得増幅器１２の切替を繰り返し、そのときに現れる復調回路部２０への入力信号の変動を測定して、最も変動が小さい時間差ＴＴを設定時間差Ｔとして決定する。

まずステップＳ１１において設定時間差を決定すべき受信装置１のアンテナ１１に一定の電界を印加しておく。次にステップＳ１２において、開閉制御信号を出力するタイミングと利得指令信号を出力するタイミングとの間の時間差ＴＴの値を０に初期設定する。

ステップＳ１３において時間差ＴＴ＝０、すなわち切替後の利得指令信号と開閉制御信号を同時に出力して低雑音増幅器１２のバイパスの切替と可変利得増幅器１６の利得切替を行う。ステップＳ１４において、切替時に生じる復調回路部２０への入力信号の信号強度変動を測定し変数ＰＣ１に記憶する。
ステップＳ１５において時間差ＴＴを増加させた状態で、低雑音増幅器１２のバイパスの切替と可変利得増幅器１６の利得切替を行い（ステップＳ１６）、切替時に生じる復調回路部２０への入力信号の信号強度変動を測定し変数ＰＣ２に記憶する（ステップＳ１７）。

ステップＳ１８において、変数ＰＣ１とＰＣ２を比較してＰＣ１がＰＣ２よりも大きい、すなわち時間差ＴＴを増加させた結果として信号強度変動が小さくなれば、時間差ＴＴを増加する方向に調整するために、増分ステップΔＴを正の値とする（ステップＳ１９）。反対にＰＣ１がＰＣ２よりも大きくなければ、増分ステップΔＴを負の値とする（ステップＳ２０）。
その後、ステップＳ２１において、以後ステップＳ２３からＳ２７において順次変化する各時間差ＴＴにおいて測定した復調回路部２０への入力信号の信号強度変動値の最小値を記憶しておく電力値履歴変数ＰＨを、ステップＳ１７で測定した値ＰＣ２に設定しておく。

ステップＳ２２において、上記のとおり決定した増分ステップΔＴを各時間差ＴＴに加えた後、低雑音増幅器１２のバイパスの切替と可変利得増幅器１６の利得切替を行い（ステップＳ２３）、切替時に生じる復調回路部２０への入力信号の信号強度変動を測定し変数ＰＣ２に記憶する（ステップＳ２４）。
そしてステップＳ２５において、今回測定した信号強度変動値ＰＣ２がそれまでに測定した変動値の最小値ＰＨよりも増加しているか否か、すなわち各時間差ＴＴが最適な調整ポイントを通過したか否かを判定する。

もし信号強度変動値ＰＣ２がそれまでに測定した変動値の最小値ＰＨよりもまだ減少した場合には、ステップＳ２６において時間差ＴＴに更に増分ステップΔＴを加え、ステップＳ２７において最小値ＰＨを今回測定した変動値ＰＣに更新してから、処理をＳ２３に戻して、増分ステップΔＴを加えることにより信号強度変動値ＰＣ２が増加し始めるステップＳ２３〜Ｓ２７を反復する。

ステップＳ２５においてもし信号強度変動値ＰＣ２がそれまでに測定した変動値の最小値ＰＨよりも増加している場合には、ステップＳ２８において現在の時間差ＴＴから増分ステップΔＴ分を戻した（ＴＴ−ΔＴ）を設定時間差として決定し処理を終了する。

なお、可変利得増幅器１６の利得が増加するように切り替える場合（すなわち低雑音増幅器１２をバイパスするように切替える場合）と、可変利得増幅器１６の利得が減少するように切り替える場合（すなわち低雑音増幅器１２をバイパスを停止するように切替える場合）とでは、可変利得増幅器１６の応答速度が異なる場合には、タイミング調整部４３は、可変利得増幅器１６の利得が増加するように切り替える場合と減少するように切り替える場合とで、利得指令信号の出力タイミングと開閉制御信号の出力タイミングとの間の時間差Ｔとして、異なる設定時間差を採用してもよい。このために上記の両方の場合において図７に示す決定方法をそれぞれ実行して、それぞれの場合に適した設定時間差を決定する。

受信装置１が移動している場合、着信強度は弱から強へ、あるいは強から弱へと一方向に変動することが考えられるが、例えば受信装置１が移動していない場合には、一定の受信強度が維持されることも考えられる。その際に受信装置１の着信強度が、可変利得増幅器１６のバイパス制御の切替が生じる所定の閾値Ｌ１付近で維持されると、頻繁にバイパス制御の切替が生じて受信特性の劣化を引き起こすことが考えられる。
そこで本構成の受信装置１では、無線周波信号スイッチ５２の切り替えと可変利得増幅器１６の利得切替が行われる着信強度の閾値を２つ設けて、ＲＦ−ＳＷ切替部４２による無線周波信号スイッチ５２を切り替え制御と、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１による可変利得増幅器１６の利得切替制御にヒステリシス特性を設ける。

図８の（Ａ）はＶ−ＡＭＰ利得決定部４１で生成されるヒステリシス特性を有する利得指令信号を示すグラフであり、図８の（Ｂ）はＲＦ−ＳＷ切替部４２で生成されるヒステリシス特性を有する開閉制御信号を示すグラフである。
まず、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１及びＲＦ−ＳＷ切替部４２には、それぞれ可変利得増幅器１６の利得切替制御及び無線周波信号スイッチ５２の切り替え制御を行う着信強度の閾値として、比較的低い閾値Ｌ１と比較的高いＬ２とが指定される。これら閾値は、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１及びＲＦ−ＳＷ切替部４２を構成する論理回路に予めプログラムして設定してもよく、又は後述するとおり外部の記憶素子に記憶しておきこれを読み出して使用してもよい。

図８の（Ａ）にて実線で示すとおり、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は、着信強度が一度比較的低い閾値Ｌ１よりも低くなると、それ以降は着信強度が、比較的高い閾値Ｌ２に至るまで比較的低い利得を有する利得直線ＧＬＬに従って可変利得増幅器１６の利得を可変制御する。また着信強度が一度比較的高い閾値Ｌ２を超えると、それ以降は一点鎖線で示すように受信強度が、比較的低い閾値Ｌ１に至るまで比較的高い利得を有する利得直線ＧＬＨに従って可変利得増幅器１６の利得を可変制御する。

同様にＲＦ−ＳＷ切替部４２は、図８の（Ｂ）にて実線で示すとおり、着信強度が一度比較的低い閾値Ｌ１よりも低くなると、それ以降は着信強度が、比較的高い閾値Ｌ２に至るまで無線周波数信号スイッチ５２を開状態にする。また着信強度が一度比較的高い閾値Ｌ２を超えると、それ以降は一点鎖線で示すように着信強度が、比較的低い閾値Ｌ１に至るまで、無線周波数信号スイッチ５２を閉状態にする。

図９はヒステリシス特性を有する無線周波数信号スイッチ５２の開閉及び可変利得増幅器１６の利得の制御方法を示すフローチャートである。
まずステップＳ３１に示すように、受信装置１の動作開始時には、ＲＦ−ＳＷ切替部４２は、無線周波信号スイッチ５２を開状態とする開閉制御信号を出力して受信信号を低雑音増幅器１２で増幅し、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１には比較的低い利得を有する利得直線ＧＬＬを用いて可変利得増幅器１６の利得を可変制御する。
ステップＳ３２において受信装置１が信号を受信すると、ステップＳ３３にて電力検出部３３が受信信号の着信強度ＲＩを検出する。

ステップＳ３４においてＲＦ−ＳＷ切替部４２及びＶ−ＡＭＰ利得決定部４１は、着信強度ＲＩが比較的高い閾値Ｌ２を超えるか否かを判定し、着信強度ＲＩが閾値Ｌ２を超えない場合には、ステップＳ３２に処理を戻してステップＳ３２〜Ｓ３４を繰り返す。この間、無線周波信号スイッチ５２が開状態のままであり、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は利得直線ＧＬＬを用いたまま可変利得増幅器１６の利得制御を続ける。

ステップＳ３４にて着信強度ＲＩが閾値Ｌ２を超えた場合には、ステップＳ３５においてＲＦ−ＳＷ切替部４２は、無線周波信号スイッチ５２を閉状態とする値に開閉制御信号の値を切り替えて受信信号を低雑音増幅器１２からバイパスさせ、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は可変利得増幅器１６の利得制御に用いる利得直線を、比較的高い利得直線ＧＬＨに切り替える。

その後、ステップＳ３６において受信装置１が信号を受信すると、ステップＳ３７にて電力検出部３３が受信信号の着信強度ＲＩを検出する。
ステップ３８においてＲＦ−ＳＷ切替部４２及びＶ−ＡＭＰ利得決定部４１は、着信強度ＲＩが比較的低い閾値Ｌ１以下より小さいか否かを判定し、着信強度ＲＩが閾値Ｌ１より小さくない場合には、ステップＳ３６に処理を戻してステップＳ３６〜Ｓ３８を繰り返す。この間、無線周波信号スイッチ５２が閉状態のままであり、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は利得直線ＧＬＨを用いたまま可変利得増幅器１６の利得制御を続ける。

ステップＳ３８にて着信強度ＲＩが閾値Ｌ１よりも小さい場合には、ステップＳ３９においてＲＦ−ＳＷ切替部４２は、無線周波信号スイッチ５２を開状態とする値に開閉制御信号の値を切り替えて受信信号を低雑音増幅器１２で増幅し、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１は可変利得増幅器１６の利得制御に用いる利得直線を、比較的低い利得直線ＧＬＬに切り替えた後に処理をＳ３２に戻す。

このように無線周波信号スイッチ５２を切り替え制御と可変利得増幅器１６の利得切替制御にヒステリシス特性を設けることにより、２つの閾値Ｌ１及びＬ２のうちの一方の閾値でバイパス制御が発生した場合には、他の閾値まで着信強度が変動しない限りバイパス制御が発生しないので、頻繁にバイパス制御の切替頻度を抑えることが可能である。なお閾値Ｌ１及びＬ２は、受信装置１を構成する素子や回路構成、また回路全体の特性（例えばＮＦ特性など）に応じて適宜変更して設定することが好ましい。

さて、無線周波数信号スイッチ５２の開閉タイミングと可変利得増幅器１６の利得切替タイミングの時間差を好適に調整したとしても、図６の（Ｆ）に示すように、受信装置１全体の利得直線は完全な直線にならず、切替時に若干の利得変動が生じることになる。そして、このような利得変動によって低雑音増幅器１２及び可変利得増幅器１６のＤＣオフセット成分の過渡応答成分が増幅され受信性能が劣化するおそれがある。
例えば、低雑音増幅器１２及び可変利得増幅器１６のＤＣオフセット成分は、アナログベースバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するアナログディジタル変換器２５ａ及び２５ｂの入力オフセットとなるため、かかるＤＣオフセット成分が大きくなることによりアナログディジタル変換器２５ａ及び２５ｂのダイナミックレンジを圧迫して、ディジタルベースバンド信号のＳ／Ｎ比低下を招来する。
そこで本構成例では、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリア信号のうち、復調回路部２０で直流成分に変換されるサブキャリアにヌルキャリア（有意信号を含まないキャリア成分）を割り当てて、アナログディジタル変換器２５ａ及び２５ｂの前段で、低雑音増幅器１２及び可変利得増幅器１６のＤＣオフセット成分とともに除去することによって、ＤＣオフセット成分の過渡応答成分による受信性能の劣化を回避する。

図１０は、周波数変換器１３を通過して中間周波数信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号のスペクトルを示す図である。図示するとおりＯＦＤＭ受信信号は異なる周波数帯が割り当てられた複数のサブキャリア信号Ｗ０〜Ｗ６、…を含んでいる。
これら複数のサブキャリア信号のうち、その搬送周波数帯の中心周波数が、復調回路部２０が直交復調（直交検波）に使用するローカル信号の周波数ＬＯ２となるサブキャリアＷ０は、復調回路部２０による直交復調によって直流信号成分に変換される。このサブキャリアにヌルキャリアを割り当てることによって、アナログベースバンド信号に含まれる直流信号成分を無視することが可能になる。

このように、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリア信号のうち、直交復調に使用するローカル信号の周波数ＬＯ２に対応して定まる、直交復調によって直流成分に変換されるサブキャリア信号をヌルキャリアとし、直交復調によって変換されたアナログベースバンド信号から直流信号成分を除去するハイパスフィルタ等の直流成分除去手段２６ａ及び２６ｂを設けて、ヌルキャリアを変換して生じた直流成分とともに低雑音増幅器１２及び可変利得増幅器１６のＤＣオフセット成分とともに除去する。

図１１は、本発明の第２実施例によるＯＦＤＭ受信装置の構成例の概略構成図である。本構成では、無線周波数信号スイッチ５２の開閉時期と可変利得増幅器１６の利得の切替時期との間の時間差として、上述の通り予め指定された設定時間差Ｔを記憶部４４に記憶する。
タイミング調整部４３は図５を参照して説明した上記構成例と同様にディジタル論理回路として実現され、図５の構成例では設定時間差Ｔが予めタイミング調整部４３にプログラムされている代わりに、記憶部４４に記憶された設定時間差Ｔを読み出して、無線周波数信号スイッチ５２の開閉時期と可変利得増幅器１６の利得の切替時期との間の時間差をこの設定時間差Ｔに調整する。

本構成例では、ＲＦ−ＳＷ切替部４２及びＶ−ＡＭＰ利得決定部４１が、低雑音増幅器１２のバイパス有無の切替制御及び可変利得増幅器１６の利得切替制御を行う着信強度の閾値Ｌ１もまた記憶部４４に記憶する。そしてＲＦ−ＳＷ切替部４２及びＶ−ＡＭＰ利得決定部４１は受信装置１の動作開始時に記憶部４４から読み出した閾値Ｌ１を用いて、それぞれ低雑音増幅器１２のバイパス有無の切替の要否、及び可変利得増幅器１６の利得切替の要否を判断する。
なお本構成例においても、２つの着信強度の閾値Ｌ１及びＬ２を設けて、ＲＦ−ＳＷ切替部４２による無線周波信号スイッチ５２を切り替え制御と、Ｖ−ＡＭＰ利得決定部４１による可変利得増幅器１６の利得切替制御にヒステリシス特性を設けることが可能である。これら２つの着信強度の閾値Ｌ１及びＬ２もまた記憶部４４に記憶しておき、そしてＲＦ−ＳＷ切替部４２及びＶ−ＡＭＰ利得決定部４１はこれらを読み出して使用してもよい。

本発明は、受信信号を所定の信号強度に正規化する自動利得制御を行う受信装置に適用可能である。

自動利得制御機能を備える従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例の概略構成図である。（Ａ）は利得制御部４０が低雑音増幅器１２を用いて行う利得制御の説明図であり、（Ｂ）は利得制御部４０による可変利得増幅器１６の利得制御の説明図であり、（Ｃ）は、（Ａ）及び（Ｂ）を合計した利得変化を示す図である。（Ａ）は着信強度が閾値Ｌ１を超えて増加しているとき、低雑音増幅器のバイパスタイミングに対して可変利得増幅器の利得切替タイミングがやや遅れた場合における利得変化を示す図であり、（Ｂ）は低雑音増幅器による利得と可変利得増幅器の利得を合計した利得を示す図である。（Ａ）は、着信強度が閾値Ｌ１を超えて増加しているとき、低雑音増幅器バイパスタイミングに対して可変利得増幅器１６の利得切替タイミングがやや速い場合においける利得変化を示す図であり、（Ｂ）は低雑音増幅器による利得と可変利得増幅器の利得を合計した利得を示す図である。本発明の第１実施例によるＯＦＤＭ受信装置の構成例の概略構成図である。（Ａ）は受信信号の着信強度の変化を示すグラフであり、（Ｂ）はＲＦ−ＳＷ切替部が生成する開閉制御信号のタイムチャートであり、（Ｃ）はＶ−ＡＭＰ利得決定部が生成する利得指令信号のタイムチャートであり、（Ｄ）は（Ｃ）に従って制御された可変利得増幅器の実際の利得変化を示すグラフであり、（Ｅ）はタイミング調整部によってタイミング調整が行われた開閉制御信号のタイムチャートであり、（Ｆ）は低雑音増幅器による利得と可変利得増幅器の利得とを合計した利得の変化を示すグラフである。設定時間差Ｔの決定方法の一例を示すフローチャートである。（Ａ）はＶ−ＡＭＰ利得決定部４１で生成されるヒステリシス特性を有する利得指令信号を示すグラフであり、（Ｂ）はＲＦ−ＳＷ切替部４２で生成されるヒステリシス特性を有する開閉制御信号を示すグラフである。ヒステリシス特性を有する無線周波数信号スイッチ５２の開閉及び可変利得増幅器１６の利得の制御方法を示すフローチャートである。ヌルキャリアを含むＯＦＤＭ信号のスペクトルを示す図である。本発明の第２実施例によるＯＦＤＭ受信装置の構成例の概略構成図である。

符号の説明

１ＯＦＤＭ受信装置
１１アンテナ
１２低雑音増幅器
１３周波数変換器
１４、２３発振器
１６可変利得増幅器
２１分波器
２２ａ、２２ｂミクサ
２４ π／２位相器
２６ａ、２６ｂ直流成分除去手段
５２無線周波数信号スイッチ

Claims

受信信号を増幅する直列接続された第１及び第２の増幅器と、前記受信信号を前記第１の増幅器からバイパスさせるスイッチと、前記受信信号の着信強度に従って前記スイッチの開閉制御及び前記第２の増幅器の利得の可変制御を行うことにより前記受信信号を所定の信号レベルにまで正規化する利得制御部と、を有し、この利得制御部は前記スイッチの開閉による利得変動を前記第２の増幅器の利得を切り替えることによって補償する受信装置であって、
前記利得制御回路は、前記スイッチの開閉時期と前記第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差を、予めプログラムされた設定値に調整するディジタル論理回路を含むことを特徴とする受信装置。
前記ディジタル論理回路は、前記スイッチの開閉時期と前記第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差が予めプログラムされた、プログラム可能なディジタル論理回路であることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記利得制御回路は、前記スイッチの開閉時期と前記第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差の設定値を予め記憶する記憶部と、さらに有し、
前記ディジタル論理回路は、前記スイッチの開閉時期と前記第２の増幅器の利得の切替時期との間の時間差を、記憶された前記設定値に調整する、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記利得制御部による前記スイッチの開閉制御及び前記第２の増幅器の利得の切替制御は、ヒステリシス特性を有することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記受信信号は、ヌルキャリアを含む複数のサブキャリア信号からなる直交周波数分割多重信号であって、
前記受信装置は、直交周波数分割多重信号を所定のローカル信号で直交復調する直交復調器と、直交復調された信号の直流成分を除去する直流成分除去手段と、を備え、
前記所定のローカル信号の周波数は、このローカル信号によって復調された前記ヌルキャリアが、直流成分となる周波数に定められることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。