JP2005012868A

JP2005012868A - 電源装置および電圧変換方法

Info

Publication number: JP2005012868A
Application number: JP2003171506A
Authority: JP
Inventors: Takayoshi Yoshida; 孝義吉田
Original assignee: Tohoku Pioneer Corp
Current assignee: Tohoku Pioneer Corp
Priority date: 2003-06-17
Filing date: 2003-06-17
Publication date: 2005-01-13

Abstract

【課題】１次側電源から各電圧変換手段へ流入する電流を効果的に分散させて、実使用状態において、１次側電流に含まれるリップル成分を低減させることができる電源装置および電圧変換方法を提供すること。
【解決手段】入力電圧を目的の出力電圧に変換する電源装置１００において、入出力間において互いに並列に接続され、夫々にスイッチング素子を備えた複数の電圧変換手段２ａ、２ｂと、前記各電圧変換手段２ａ、２ｂにおけるスイッチング素子に対して、夫々スイッチング制御信号を供給する制御信号生成手段１１とが備えられ、前記制御信号生成手段１１が生成する夫々のスイッチング制御信号のうち、少なくとも１組は位相が異なる。
【選択図】図５

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電圧を目的の出力電圧に変換する電源装置および電圧変換方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば薄型化、軽量化が求められる携帯電話等の携帯型移動端末では、低コスト化が追及され、システム全体の低電圧化がすすんでいる。一方で、例えば、その携帯型移動端末に用いられるディスプレイ装置にあっては、メール表示や写真表示、あるいは情報のブラウジング等の多機能化に対応するため、明るく大画面のものが要求されている。このような携帯型端末等での用途の拡大が期待されている例えば有機ＥＬディスプレイにおいては、その駆動電圧が１０Ｖ以上を必要とし、この種の端末機を駆動する小型、薄型のバッテリ電源からの出力では、その駆動電圧が不足する。このために、前記バッテリ電源からの出力電圧を、ＤＣ−ＤＣコンバータによって変換し、必要な電圧を得るようにされている。
【０００３】
図１に、チョッパ型スイッチングレギュレート方式により昇圧する電源装置、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一例を示す。図１の電源装置３０は、直流電圧の入力手段であるバッテリ電源１と、前記バッテリ電源１の電圧に起電力による電圧を加えて昇圧変換する電圧変換手段３１と、前記電圧変換手段３１の出力電圧を目的の電圧に一定して保つようスイッチング制御信号を出力する制御信号生成手段３２と、目的の電圧が出力される出力端子１９とで構成される。また、前記電圧変換手段３１と出力端子１９との間には、電圧変換手段３１で昇圧変換した電圧による出力側のリップル電流を平滑化するコンデンサ９と、抵抗１０ａ、１０ｂが接続されている。
【０００４】
前記電圧変換手段３１は、充電電流を流すことによってエネルギーを蓄積するコイル３と、前記バッテリ電源１の電圧よりも大きい電圧で放電電流が流れるダイオード４と、前記コイル３に充電電流を流すタイミングを制御するスイッチング素子５とを備えている。
【０００５】
そして、前記制御信号生成手段３２は、電源装置３０における動作タイミングの基準信号となるクロック信号を発生するクロック発生部１２と、鋸状の三角波を発生する三角波発生部１３と、基準電圧を発生する基準電圧発生部１７とを備える。さらに制御信号生成手段３２は、前記基準電圧と、電圧変換手段３１の出力電圧を抵抗１０ａ、１０ｂで分圧した電圧とを比較し、エラー量を出力する誤差増幅部１８と、前記エラー量と前記三角波を比較し、前記スイッチング素子５のオン・オフを切り替えるスイッチング制御信号を発生するＰＷＭコンパレータ１４とを備えている。なお、前記電圧変換手段３１からの出力電圧は出力端子１９に供給されている。
【０００６】
続いて、このような構成の電源装置３０において、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する動作を説明する。
前記制御信号生成手段３２の三角波発生部１３においては、図２のタイミング図に示すようにクロック発生部１２によるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりのタイミングで三角波が立ち上がるように鋸状の三角波Ｔ１が生成されている。
【０００７】
そしてＰＷＭコンパレータ１４の一方の入力には、この三角波Ｔ１が入力され、他方の入力には誤差増幅部１８からのエラー量信号ｅが入力されている。
図２のタイミング図に示すように、ＰＷＭコンパレータ１８では、前記三角波Ｔ１の立ち上がりのタイミング及び、前記三角波Ｔ１の立ち上がり信号とエラー量信号ｅとが交錯するタイミングに従いスイッチング制御信号ＳＷが生成される。このスイッチング制御信号ＳＷは、電圧変換手段３１のスイッチング素子５にゲート信号として入力される。
【０００８】
一方、前記スイッチング制御信号ＳＷが入力される電圧変換手段３１のスイッチング素子５は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが用いられており、従って、スイッチング制御信号ＳＷがＨ（ハイ）レベルのときにスイッチオン状態となり、Ｌ（ロー）レベルのときにスイッチオフ状態となるよう動作する。
そして、スイッチング素子５がスイッチオン状態のときに、コイル３にバッテリ電源１より電流が流され、コイル３に電磁エネルギーが蓄積される。
次いでスイッチング素子５がスイッチオフ状態になると、前記コイル３に蓄積された電磁エネルギーにより起電力が発生し、これにより発生した電圧にバッテリ電源１による電圧Ｖｉｎが加えられ、ダイオード４にはこの電圧による放電電流が流れる。これによって、出力端子１９には昇圧変換された目的の電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【０００９】
このように、電圧変換手段３１においては、前記スイッチング制御信号ＳＷのデューティに従ったスイッチング素子５のオン動作により、前記した昇圧動作を繰り返し、出力端子１９での出力電圧Ｖｏｕｔが目的の電圧に維持されるように作用する。
【００１０】
なお、このとき１次側（バッテリ電源１側）に流れる電流Ｉｂは、前記スイッチング制御信号ＳＷに合わせて変化し、図２のタイミング図に示すようにリップル成分の大きな電流（以下、リップル電流と呼ぶ）となる。
このようなリップル電流は例えば携帯電話等の高周波回路（ＲＦ回路）にノイズ等の悪影響をもたらすことが知られている。
このため、前記したような電源装置にあっては、一時側に流れるリップル電流のリップル値をできるだけ低く抑える回路構成が要求されている。
【００１１】
そこで、特許文献１には、このような１次側に発生するリップル電流のリップル値を抑制し、高周波障害を抑える電源装置が開示されている。
【００１２】
【特許文献１】
特開２０００―１４１２９号公報（第３頁右欄第１７行乃至第４頁左欄第３９行、第１図）
【００１３】
この特許文献１に示されるスイッチングレギュレート方式の電源装置の概略ブロック図を図３に示し、タイミング図を図４に示す。
図３に示すように、この電源装置７０は、鋸状の三角波を発生する三角波発生手段７３と、この三角波を遅延する遅延手段７４と、入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２を夫々出力するＤＣ−ＤＣコンバータ７１、７２とにより構成されている。
【００１４】
この電源装置７０の入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する動作について、図３、図４に基づいて説明する。
三角波発生手段７３からの三角波は、図４（ａ）、（ｂ）に示すように、遅延量が異なるように遅延手段７４で遅延され、遅延量の異なる三角波ＴＲ１、ＴＲ２として夫々、ＤＣ−ＤＣコンバータ７１、７２に入力されている。
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２に入力される三角波ＴＲ２は、図４に示すように三角波ＴＲ１よりも時間ｔ１だけ遅延して入力される。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ７１では、図４（ａ）に示すように三角波ＴＲ１をエラー量ｅｒ１と比較し、スイッチング信号ＳＷＴ１を生成する。そして、このスイッチング信号ＳＷＴ１に基づき内部でスイッチ制御を行なって、目的の出力電圧Ｖｏｕｔ１を出力している。
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２においても同様に、図４（ｂ）に示すように三角波ＴＲ２をエラー量ｅｒ２と比較し、スイッチング信号ＳＷＴ２を生成する。そして、このスイッチング信号ＳＷＴ２に基づき内部でスイッチ制御を行なって、目的の出力電圧Ｖｏｕｔ２を出力している。
なお、このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ７１の入力側に流れるリップル電流Ｒ１は、図４（ａ）に示す波形となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２の入力側に流れるリップル電流Ｒ２は、図４（ｂ）に示す波形となる。
【００１６】
ここで、２個のＤＣ−ＤＣコンバータ７１、７２が動作しているときの合成リップル電流Ｒ０は、図４（ｃ）に示すように、リップル電流Ｒ１とリップル電流Ｒ２とが合成され、ピークが分散しているところで打ち消されて、ピークの小さい合成リップル電流Ｒ０となる。
このように特許文献１に開示された電源装置にあっては、一時側に発生する合成リップル電流Ｒのピークが低減されるようにされている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記した特許文献１に開示された電源装置によると、１次側電源を共通に利用した２つのＤＣ−ＤＣコンバータが備えられている。そして、夫々のコンバータの出力を、異なった負荷に対して夫々独立して供給するように構成されている。この構成によると、例えば一方のコンバータにおける負荷が軽く、他方のコンバータにおける負荷が非常に重い場合のようなアンバランスの負荷状態が発生する場合もある。
【００１８】
前記したようなアンバランスの負荷状態を想定した場合においては、負荷が非常に重い状態のコンバータにおける１次側電源からの電流には大きなリップル成分が含まれることになる。したがって、前記したアンバランスの負荷状態においては、高周波障害を抑える効果は期待できない場合もある。
【００１９】
この発明は、前記した技術的な課題に着目してなされたものであり、複数の電圧変換手段の入出力を互いに並列接続させることにより、各電圧変換手段に対して負荷を略均分に分散させるように構成した点に特徴を有する。これにより、１次側電源から各電圧変換手段へ流入する電流を効果的に分散させて、実使用状態において、１次側電流に含まれるリップル成分を低減させることができる電源装置および電圧変換方法を提供することを目的とするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためになされた本発明にかかる電源装置は、請求項１に記載のとおり、入力電圧を目的の出力電圧に変換する電源装置において、入出力間において互いに並列に接続され、夫々にスイッチング素子を備えた複数の電圧変換手段と、前記各電圧変換手段におけるスイッチング素子に対して、夫々スイッチング制御信号を供給する制御信号生成手段とが備えられ、前記制御信号生成手段が生成する夫々のスイッチング制御信号のうち、少なくとも１組は位相が異なることに特徴を有する。
【００２１】
また、上記課題を解決するためになされた本発明にかかる電圧変換方法は、請求項５に記載のとおり、入力電圧を目的の出力電圧に変換する電圧変換方法において、入出力間において互いに並列接続され、スイッチング素子のスイッチング動作により出力電圧が変換される複数の電圧変換手段を備えると共に、前記各電圧変換手段に備えられたスイッチング素子のうちの少なくとも１組の素子は、スイッチング動作のタイミングが異なるように制御されることに特徴を有する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明にかかる電源装置および電圧変換方法について、図に示す実施の形態に基づいて説明する。なお、以下の説明においてはすでに説明した各図に示された各部（素子）に相当する部分（素子）を同一符号で示しており、したがって個々の機能および動作については適宜説明を省略する。
【００２３】
図５および図６は、その第１の実施の形態を示すものである。図５は、本発明に係る電源装置および電圧変換方法が適用される回路構成の一例の概略を示すブロック図であり、図６は、図５の電源装置におけるタイミング図である。
図５に示す電源装置１００の回路は、図１に示した電源装置３０と同様に、チョッパ型スイッチングレギュレート方式により入力電圧を目的の出力電圧に昇圧変換する回路である。この電源装置１００は、基本的に、図１に示した電源装置３０の電圧変換手段３１を構成する素子の部分を第１の電圧変換手段２ａとし、さらに同様の構成の第２の電圧変換手段２ｂを並列に設けた構成とされる。すなわち、第１と第２の電圧変換手段２ａ、２ｂは、その入出力間において、互いに並列接続されている。そして、この電圧変換手段２ａ、２ｂによって、前記電圧変換手段３２に替えて電圧変換手段２を構成している。なお、この電源変換部２ｂは、電源変換部２ａと同様の構成であって、コイル６と、ダイオード７と、スイッチング素子８により構成されている。
【００２４】
また、この電源装置１００は、図１に示した電源装置３０の制御信号生成手段３２を構成する素子に加え、図１に示した三角波発生部１３と同様に三角波を発生する三角波発生部１５と、ＰＷＭコンパレータ１４と同様にスイッチング制御信号を生成するＰＷＭコンパレータ１６を備える構成としている。これにより前記制御信号生成手段３２に替えて制御信号生成手段１１を構成している。
なお、前記三角波発生部１５には、クロック発生部１２からの反転クロック信号が入力され、これに基づき鋸状の三角波Ｔ２が生成されるように構成されている。また、この三角波発生部１５により発生した三角波Ｔ２は、前記ＰＷＭコンパレータ１６に入力され、誤差増幅部１８からのエラー量信号ｅと比較されてスイッチング制御信号ＳＷ２が生成される。そして、このスイッチング制御信号ＳＷ２は、前記電圧変換手段２ｂのスイッチング素子８のゲート信号として入力されるように構成されている。
【００２５】
続いて、このような構成の電源装置１００において、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する動作を説明する。
図６のタイミング図に示すように、制御信号生成手段１１の三角波発生部１３にあっては、クロック発生部１２によるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりのタイミングで三角波が立ち上がるように鋸状の三角波Ｔ１が形成されている。
【００２６】
ＰＷＭコンパレータ１４の一方の入力には、この三角波Ｔ１が入力され、他方の入力には誤差増幅部１８からのエラー量信号ｅが入力される。
図６のタイミング図に示すように、ＰＷＭコンパレータ１４では、前記三角波Ｔ１の立ち上がりのタイミング及び、前記三角波Ｔ１の立ち上がり信号とエラー量ｅとが交錯するタイミングに従いスイッチング制御信号ＳＷ１が生成される。
このＳＷ１信号は、電圧変換手段２のスイッチング素子５のゲート入力となるよう出力されている。
【００２７】
一方、三角波発生部１５にあっては、前記クロック発生部１２によるクロック信号ＣＬＫの立ち下がりのタイミングで三角波が立ち上がるように鋸状の三角波Ｔ２が形成されている。すなわち、この三角波Ｔ２は、前記三角波Ｔ１よりもクロック信号ＣＬＫの半周期分、位相が異なる信号となっている。
ＰＷＭコンパレータ１６の一方の入力には、この三角波Ｔ２が入力され、他方の入力には誤差増幅部１８からのエラー量信号ｅが入力される。
図６のタイミング図に示すように、ＰＷＭコンパレータ１６では、前記三角波Ｔ２の立ち上がりのタイミング及び、前記三角波Ｔ２の立ち上がり信号とエラー量ｅとが交錯するタイミングに従いスイッチング制御信号ＳＷ２が生成される。
このＳＷ２信号は、電圧変換手段２のスイッチング素子８のゲート入力となるよう出力されている。
【００２８】
電圧変換手段２におけるスイッチング素子５および８においては、夫々ゲート信号として入力されるＳＷ１、ＳＷ２に従って、スイッチオンあるいはスイッチオフの動作を行なう。
これにより、電圧変換手段２ａ、２ｂにおける昇圧動作を行ない、出力端子１９に目的の出力電圧を一定して出力するようにされている。
【００２９】
ここで、電圧変換手段２ａの一時側に流れる電流Ｉｂ１は、前記ＳＷ１に合わせて変化し、図中に示すような波形の電流となる。一方、電圧変換手段２ｂの一次側に流れる電流Ｉｂ２は、前記ＳＷ２に合わせて変化し、図中に示すような波形の電流となる。このとき、電圧変換手段２の入力側に流れる電流は、これらの電流Ｉｂ１とＩｂ２とが足し合わされた電流Ｉｂ０となる。
【００３０】
ここで、図５において電圧変換手段と称した回路が１つの構成、すなわち図１に示した電源装置３０の回路構成は、前記電圧変換手段２ａ、２ｂが並列接続された前記実施の形態において、前記電流Ｉｂ１とＩｂ２の位相が一致する状態、すなわち前記ＳＷ１とＳＷ２の位相が一致するような回路構成と等価に考えることができる。このときのリップル電流Ｉｂ４は、図６に示す通り、リップル電流Ｉｂ０に比べピーク値が大きくリップル成分も大きなものとなる。
【００３１】
よって、前記した実施の形態のように、ＳＷ１とＳＷ２の出力を制御し、電流Ｉｂ１とＩｂ２の位相をずらすことによって、１次側に流れるリップル電流のピーク値を小さくし、リップル成分を小さく抑えることが可能となる。
また、前記ダイオード４および５からは、交互に放電電流が流れ出るように構成されているため、負荷変動に対する電圧安定化動作のレスポンスをより向上させることができる。
【００３２】
以上、説明した第１の実施の形態によれば、２つの電圧変換手段を並列に設けることで、負荷を略等分させると共に、夫々の１次側に流す電流の位相をずらすことによって、１次電源側に流れるリップル電流のピーク値を小さくすることができる。
【００３３】
なお、前記した実施の形態において、出力側の負荷が小さく、出力電圧が負荷により受ける変動の影響が小さい場合には、前記電圧変換手段２ｂの動作を行なわないように構成してもよい。
【００３４】
この場合の本発明に係る電源装置について、図７に第２の実施の形態として示す。図７に示す電源装置にあっては、図５に示した電源装置１００の構成に、信号供給制御手段２０を加えた構成とされる。
この信号供給制御手段２０は、ＰＷＭコンパレータ１６のスイッチング制御信号出力ＳＷ２を電圧変換手段２ｂのスイッチング素子８に供給するか否かを制御するものとして設けられる。
【００３５】
そして、この信号供給制御手段２０は、スイッチ２１と制御信号生成部２２とにより構成される。
スイッチ２１は制御信号生成手段２２から出力される制御信号に従って、オン・オフ動作を行ない、オン状態のときのみ、ＰＷＭコンパレータ１６の出力ＳＷ２をスイッチング素子８に供給するように構成されている。
【００３６】
また、制御信号生成部２２には、誤差増幅部１８からのエラー量信号ｅが入力され、そのレベル値が閾値と比較されることによって、制御信号を生成するようにされている。すなわち、エラー量信号ｅのレベルは、出力側の負荷による電圧変化のバロメータであるため、電圧変換手段２ｂを動作させるか否かを判断するための閾値を予め設定しておき、この閾値とエラー量信号ｅとを比較することにより制御信号が生成される。
【００３７】
このように本発明に係る第２の実施の形態にあっては、出力側の負荷が軽い場合においては、一方の電圧変換手段２ｂの動作を停止するよう制御することによって、電圧変換手段２における消費電力を低減することができる。なお、前記実施の形態においては、前記制御信号生成部２２は、エラー量信号ｅにより出力電圧を監視し、制御信号生成を行なう形態を示した。しかしながら、これに限らず、例えば、出力電流（負荷電流）、コイル３、６に流れる電流、スイッチング素子５、８に流れる電流等を監視する回路構成として前記制御信号生成を行なってもよい。
【００３８】
また、前記した第１および第２の実施の形態においては、スイッチング素子の制御信号生成にパルス幅変調方式であるＰＷＭ制御を用いたが、これは、パルス周波数変調方式のＰＦＭ制御、またはパルススキップ方式のＰＳＭ制御等を用いてもよい。あるいは、各スイッチング素子に供給する制御信号を夫々異なる制御方式（ＰＷＭ制御とＰＦＭ制御等）により生成するように構成してもよい。
また、前記実施の形態では、入力電圧を昇圧変換する例を挙げたが、本発明に係る電源装置および電圧変換方法は、入力電圧を降圧あるいは反転変換する電源装置に適用してもよい。
【００３９】
さらにまた、前記実施の形態においては、２つの電圧変換手段を並列に設けた構成としたが、より速く目的の電圧を安定化するために、３つ以上の複数の電圧変換手段を並列に設けた構成としてもよい。なお、このとき制御信号生成手段１１から出力するスイッチング制御信号の数を、前記複数の電圧変換手段の数に合わせて出力するよう構成し、少なくとも１組以上のスイッチング制御信号の位相が異なるようにすることで、負荷変動に対する電圧変換動作のレスポンスをより向上することができると共に、１次側電流のピークを抑制し、リップル成分を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の昇圧型電源装置の回路構成の一例を示す図である。
【図２】図１の電源装置の動作タイミング図を示す図である。
【図３】従来の昇圧型電源装置の回路構成の別の一例を示す図である。
【図４】図３の電源装置の動作タイミング図を示す図である。
【図５】本発明の電源装置の第１の実施の形態に係る回路構成を示す図である。
【図６】図５に示す電源装置の動作タイミング図を示す図である。
【図７】本発明の電源装置の第２の実施の形態に係る回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１バッテリ電源
２電圧変換手段
３コイル
４ダイオード
５スイッチング素子
６コイル
７ダイオード
８スイッチング素子
９コンデンサ
１０ａ抵抗
１０ｂ抵抗
１１制御信号生成手段
１２クロック発生部
１３三角波発生部
１４ＰＷＭコンパレータ
１５三角波発生部
１６ＰＷＭコンパレータ
１７基準電圧発生部
１８誤差増幅部
１９出力端子
２０信号供給制御手段
２１スイッチ
２２制御信号生成部

Claims

入力電圧を目的の出力電圧に変換する電源装置において、
入出力間において互いに並列に接続され、夫々にスイッチング素子を備えた複数の電圧変換手段と、前記各電圧変換手段におけるスイッチング素子に対して、夫々スイッチング制御信号を供給する制御信号生成手段とが備えられ、
前記制御信号生成手段が生成する夫々のスイッチング制御信号のうち、少なくとも１組は位相が異なることを特徴とする電源装置。
前記制御信号生成手段によって生成される前記複数のスイッチング制御信号のうち、少なくとも１つを除く夫々について、前記スイッチング素子に供給するか否かを制御する信号供給制御手段をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載された電源装置。
前記信号供給制御手段は、出力負荷に応じて、各スイッチング素子に供給するスイッチング制御信号の数を可変制御することを特徴とする請求項２に記載された電源装置。
前記位相の異なるスイッチング制御信号は、共通の基準信号に基づいて生成されることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載された電源装置。
入力電圧を目的の出力電圧に変換する電圧変換方法において、
入出力間において互いに並列接続され、スイッチング素子のスイッチング動作により出力電圧が変換される複数の電圧変換手段を備えると共に、前記各電圧変換手段に備えられたスイッチング素子のうちの少なくとも１組の素子は、スイッチング動作のタイミングが異なるように制御されることを特徴とする電圧変換方法。
出力負荷に応じて、前記複数の電圧変換手段の動作の数を可変制御することを特徴とする請求項５に記載された電圧変換方法。