JP2004533155A - 複素指数変調フィルタバンクを使用するエイリアシングの低減 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、サブサンプリングされるデジタル・フィルタバンクに関し、かつデジタル・フィルタバンクのスペクトル係数又はサブバンド信号の修正、例えば量子化又は減衰、から発生する影響を実質的に低減させる新しい方法及び装置を提供する。本発明は、デジタル・イコライザ[A.J.S.Ferreira,J.M.N.Viera著「効率的な20バンド・デジタル音声イコライザ」AESプレプリント、第98回大会、1995年2月25−28日、米国ニューヨーク州パリス]、適応型フィルタ[A.Gilloire,M.Vetterli著「クリティカル・サンプリングによるサブバンドにおける適応型フィルタリング:分析、実験及び音響キャンセリングへの適用」信号処理に関するIEEE会誌第40巻第8号、1992年8月]、マルチバンド・コンパンダ及び高周波数再構成(high frequency reconstruction)(HFR)を使用する音声コーディング・システムに適用可能である。そこでは、デジタル・フィルタバンクは、スペクトル・バンド複製(SBR)システム[WO 98/57436]のように、スペクトル包絡線の適応調整に使用されている。
【背景技術】
【0002】
デジタル・フィルタバンクは、2つ又はそれ以上の並列するデジタル・フィルタの集合体である。分析フィルタバンクは、受信信号をサブバンド信号(又はスペクトル係数)と称される多数の別々の信号に分割する。該フィルタバンクは、単位時間当たりのサブバンド・サンプルの合計数が入力信号のそれと同じである場合にクリティカル・サンプリングを実行される(又は最大限にデシメート(decimate)される)。合成フィルタバンクは、これらのサブバンド信号を結合して出力信号にする。クリティカル・サンプリングを実行されるフィルタバンクの一般的なタイプは、余弦変調フィルタバンクである。余弦変調システムにおけるフィルタは、所謂プロトタイプ・フィルタである低域通過フィルタの余弦変調によって取得される。余弦変調されたバンクは極めて効果的な実施を提供し、自然音声コーディック[K.Brandenburg著「知覚コーディング入門」AES、1996年度デジタル音声ビットレート低減に関する論文集、1996年]に使用されることが多い。しかしながら、例えば等化利得曲線の印加又はサンプルの量子化によってサブバンド・サンプル又はスペクトル係数を変更する試みはどれも、出力信号に重度のエイリアシング・アーティファクトをもたらす。
【発明の開示】
【0003】
本発明は、正弦変調された虚数部で余弦変調フィルタバンクを拡張して複素指数変調フィルタバンクを形成することにより、サブバンド信号の修正から発生する障害は大幅に低減可能であることを証明する。正弦拡張は、余弦変調されたフィルタバンクに存在する主要なエイリアス項を排除する。さらに本発明は、プロトタイプ・フィルタを最適化するためのエイリアス項最小化(ATM)と呼ばれる方法を提示する。複素指数変調は、フィルタバンクの実数部、即ち基礎的な余弦変調フィルタバンクから取得される信号の解析信号として解釈されることが可能な複素数値化されたサブバンド信号を生成する。この機能は、サブバンド信号の瞬間エネルギーの固有測度を提示する。
【0004】
本発明による複素指数変調フィルタバンクを動作させるための主要ステップは、次の通りである。
1.所望されるエイリアシング阻止及び通過帯域の平坦度に合わせて最適化される、カットオフ周波数π/2Mを有する対称性低域通過プロトタイプ・フィルタの設計、
2.最適化されたプロトタイプ・フィルタの複素指数変調によるMチャネル・フィルタバンクの構成、
3.フィルタバンクの分析部分を介する、実数値時間領域信号のフィルタリング、
4.所望される、おそらくは時間的に変動するイコライザ設定による複素数値化されたサブバンド信号の修正、
5.フィルタバンクの合成部分を介する、修正された複素値サブバンド・サンプルのフィルタリング、
6.フィルタバンクの合成部分から取得される複素数値化された時間領域出力信号の実数部の計算。
【0005】
本発明の最も魅力あるアプリケーションは、HFRシステムにおいて使用される様々なタイプのデジタル・イコライザ、適応型フィルタ、マルチバンド・コンパンダ及び適応型包絡線調整フィルタバンクの改良である。
【発明を実施するための最良の形態】
【0006】
次に、添付の図面を参照して、本発明を発明の範囲及び精神を限定することなく例示的に説明する。
【0007】
本発明は、本特許において明示的に記述されているもの以外のデジタル・フィルタバンクを組み込む実施範囲にも適用可能であることは理解されなければならない。
【0008】
デジタル・フィルタバンク
デジタル・フィルタバンクは、共通の入力又は共通の出力を共用する2つ又はそれ以上の並列するデジタル・フィルタの集合体である[P.P.Vaidyanathan著「マルチレート・システムとフィルタバンク」Prentice Hall:Englewood Cliffs,NJ,1993年]。共通の入力を共用する場合、フィルタバンクは分析バンクと呼ばれる。分析バンクは受信する信号を、サブバンド信号と呼ばれるM個の別々の信号に分割する。分析フィルタは、Hk(z)で示される。但し、k=0...M−1である。サブバンド信号がM毎にデシメートされるとき、フィルタバンクはクリティカル・サンプリングを実行される(又は最大限にデシメートされる)。したがって、単位時間当たりの合計サブバンド・サンプル数は、入力信号に関する単位時間当たりのサンプル数と同じである。合成バンクは、これらのサブバンド信号を結合して1つの共通の出力信号にする。合成フィルタはFk(z)で示され、k=0...M−1である。図1は、Mチャネル(サブバンド)を有する最大限にデシメートされたフィルタバンクを示している。分析部分101は、入力信号X(z)から信号Vk(z)を生成する。信号Vk(z)は、送信され、記憶され、又は修正される信号を構成する。合成部分102は、信号Vk(z)を再び結合して出力信号
にする。
【0009】
原信号X(z)の近似値
を求めるためのVk(z)の再結合は、幾つかの誤差を伴う。その1つは、サブバンドのデシメーション及び補間に起因するエイリアシングである。その他の誤差としては、位相及び振幅の歪みがある。
【0010】
図1の表記法に従えば、分析フィルタHk(z)103の出力は、
である。但し、k=0...M−1である。デシメータ104が与える出力は、
であり、W=e-i2 π /Mである。インターポレータ105の出力は、
で与えられ、合成フィルタ106から求められる信号の和は、
と書き表すことができる。但し、
は、l番目のエイリアス項X(zWl)の利得である。式(4)は、
と書き直すことができる。右辺(RHS)にある最後の和は、望まれないエイリアス項の和を構成する。全てのエイリアシングを除去する、即ちHk(z)及びFk(z)の適正な選定によってこの和をゼロにすると、
になる。但し、
は全体の伝達関数又は歪み関数である。合成フィルタFk(z)を、
但しNは分析フィルタの次数、となるように選定すると、次のような伝達関数が得られる。
表記法
は、時間反転および複素共役系列hk(n)のZ変換である。式(10)を単位円上で評価すると、
になる。式(11)は、T(z)が線形位相を有し、よって位相歪みを全く生じないことを示す。さらに、右辺の最終的な和が定数であれば、振幅の歪みは存在しない。この場合、全体の伝達関数は一定の換算係数cを有する単一遅延であり、即ち、
である。これを式(7)に代入すると、
になる。式(13)を満足させるフィルタ・タイプは、完全再構成(PR)特性を有するものとされる。
【0011】
余弦変調フィルタバンク
余弦変調フィルタバンクにおいては、分析フィルタhk(n)は、
のように、対称性低域通過プロトタイプ・フィルタp0(n)の余弦変調バージョンである。但し、Mはチャネルの数であり、k=0...M−1であり、Nはプロトタイプ・フィルタ次数であり、n=0...Nである。実数値プロトタイプ・フィルタ係数の和は、
のように1と仮定する。同じ表記法によれば、合成フィルタは、
で与えられる。分析フィルタバンクは、実数値入力信号の実数値サブバンド・サンプルを生成する。サブバンド・サンプルはM毎にダウンサンプリングされ、これによりシステムはクリティカル・サンプリングを実行される。プロトタイプ・フィルタの選定に依存して、フィルタバンクは、ほぼ完全な再構成システム、所謂擬似QMFバンク[米国特許第5,436,940号]又は完全再構成(PR)システムを構成する可能性がある。PRシステムの一例は、変調重複変換(MLT)である[H.S.Malvar著「効率的変換/サブバンド・コーディングのための重複変換」IEEE、ASSP会誌第38巻第6号、1990年]。余弦変調固有の特性の1つは、あらゆるフィルタが、一方は正の周波数範囲にありかつ他方は負の周波数範囲内の対応する通過帯域にある2つの通過帯域を有することにある。
【0012】
式(5)は、行列形式で、
のように、あるいは明示的に、
と書き表すことができる。行列
は、エイリアス成分(AC)行列と呼ばれる。この式をより厳密に検討するために、
は、
と書き表すことが可能であり、もしくはコンパクトな形式で、
と書き表すことができる。式(17)に式(20)を代入すると、エイリアス利得を
と書き表すことができる。但し、積、
はM×Mの行列であり、以後これを複合エイリアス成分行列と称す。
【0013】
余弦変調システムの場合、複合エイリアス成分行列における支配項は第1の行と4つの対角項上にある。三次元プロットである図2は、この行列における成分の大きさを示している。第1の行は伝達関数である式(8)の項を保有し、4つの対角項は主として主要なエイリアス項、即ちフィルタとそれらの最近傍フィルタとのオーバーラップに起因するエイリアシングで構成される。主要なエイリアス項は、正の通過帯域の周波数変調バージョンを有するフィルタの負の通過帯域間、又は逆に負の通過帯域の周波数変調バージョンを有するフィルタの正の通過帯域間の何れかの周波数オーバーラップから発現することは容易に分かる。複合エイリアス成分行列における複数行の項を合計する、即ちエイリアス利得を計算すると、主要なエイリアス項が相殺される結果となる。エイリアシングは2つ1組で相殺され、第1の主要エイリアス項が同じ行内の第2のエイリアス項によって相殺される。主要エイリアス項には、他のより小さいエイリアス項も重畳される。プロトタイプ・フィルタ特性が、フィルタの遷移および遮断帯域がその変調バージョンとの実質的オーバーラップを有する類のものであれば、これらのエイリアス項は大きなものになる。一例として、第2かつ最終の行は、フィルタとそれらの最近傍の変調バージョンとのオーバーラップによって導入されたエイリアス項で構成される。PRシステムの場合、これらのより小さいエイリアス項もまた、エイリアス利得項を合計すると完全に相殺される。しかしながらQMFシステムでは、これらの項は残存する。
【0014】
複素指数変調フィルタバンク
余弦変調を本発明による複素指数変調にまで拡張すると、前と同じ表記法を使用して、
として表わされる分析フィルタhk(n)が生じる。これは、虚数部を実数値のフィルタバンクに加算したものとして捉えることができる。但し、虚数部は同じプロトタイプ・フィルタの正弦変調バージョンより成る。実数値の入力信号を考慮すると、フィルタバンクからの出力は、実数部及び虚数部が互いのヒルベルト変換である一組のサブバンド信号として解釈することができる。したがって、得られるサブバンドは、余弦変調フィルタバンクから取得される実数値出力の解析信号である。故に、複素数値表現に起因して、サブバンド信号は2倍にオーバーサンプリングされる。
【0015】
合成フィルタも同様に、
のように拡張される。式(22)及び(23)は、合成バンクからの出力が複素値であることを意味している。行列表記法を使用して、
は式(14)の分析フィルタを有する行列であり、
は、
で表されるフィルタを有する行列とすると、式(22)のフィルタは
として求められる。これらの行列では、kは行の指標であり、nは列の指標である。同様に、行列
は式(16)の合成フィルタを有し、
は、
で表されるフィルタを有する行列である。したがって、式(23)は
と書き表すことができる。但し、kは列の指標であり、nは行の指標である。入力信号をxで示すと、
から、出力信号yが求められる。
式(26)から分かるように、実数部は、一般的な余弦変調フィルタバンクからの出力及び正弦変調フィルタバンクからの出力である2項より成る。余弦変調フィルタバンクがPR特性を保有すれば、その正弦変調バージョンもまたPRシステムを構成することは、容易に検証される。したがって、出力の実数部を利用することにより、複素指数変調システムは対応する余弦変調バージョンと同じ再構成精度をもたらす。
【0016】
複素指数変調システムは、複素数値の入力信号をも処理するように拡張されることが可能である。チャネル数を2Mに拡大する、即ち負の周波数用のフィルタを追加しかつ出力信号の虚数部を維持することにより、複素数値信号の擬似QMF又はPRシステムが取得される。
【0017】
式(21)の複合エイリアス成分行列を精査すると、複素指数変調フィルタバンクでは主要なエイリアス対角項が消える。複素指数変調フィルタバンクはあらゆるフィルタが通過帯域を1つしか保有しないことから、これは容易に理解される。言い替えれば、このフィルタバンクは主要なエイリアス項を保有せず、上述の2つ1組のエイリアシングの相殺のシステムは不要である。複合エイリアス成分行列は、第1の行にのみ支配項を有する。図3は、得られる行列の成分の大きさを示している。プロトタイプ・フィルタの特性に依存して、1乃至(M−1)行上の項は多かれ少なかれ減衰される。複素指数変調バージョンにおいて、主要なエイリアス項が存在していないことは、余弦(又は正弦)変調フィルタバンクに基づくエイリアシング相殺の制約を不要にする。したがって、分析及び合成フィルタは共に、対称プロトタイプ・フィルタではp0(n)=p0(N−n)であるため、
から求めることができる。先にも述べたように、Mはチャネル数であり、k=0...M−1であり、Nはプロトタイプ・フィルタ次数であり、n=0...Nである。
【0018】
式(4)を参照すると、出力信号
の実数部のZ変換は、
である。表記法
は、複素共役系列
のZ変換である。式(4)から、出力信号の実数部の当該変換は、
であることになる。但し、入力信号x(n)は実数値であることが利用されている。式(29)は、
と書き表すことができる。式(30)を検分しかつ式(28)の変換を想起すると、PRシステムの場合、a0(n)の実数部は必ずディラック・パルスになることは明白である。さらに、aM/2(n)の実数部は必ずゼロであり、l=1...M/2−1に関するエイリアス利得は、必ず、
を満足させる。擬似QMFシステムでは、式(31)は近似的でしか成立しない。さらに、a0(n)の実数部は厳密にはディラック・パルスではなく、aM/2(n)の実数部も厳密にはゼロではない。
【0019】
サブバンド信号の修正
余弦変調フィルタバンクにおけるチャネル利得を変更する、即ち分析/合成システムをイコライザとして使用すると、主要エイリアス項に起因して甚だしい歪みが生じる。例えば、8チャネルのフィルタバンクを帯域通過応答用に調整しようとして、第2及び第3のチャネル以外の全てのサブバンド信号がゼロに設定されるものとする。すると、式(21)の複合エイリアス成分行列は、図4が示すように第2及び第3の列を除く全てのエレメントがゼロである8×8行列になる。図が示すように、7つの重大なエイリアス項が残存する。第3行及び5行のエイリアシングは、これらの行における主要エイリアス項が同じ利得を有する、即ち2つ1組の相殺が意図的に働くことから相殺される。しかしながら第2行、4行及び6行には、その対応するエイリアス項が利得ゼロを有することから、単一のエイリアス項が存在する。故に、エイリアス相殺は意図された通りには働かず、出力信号においてエイリアシングが実在することになる。
【0020】
この例から、複素指数変調フィルタバンクをイコライザとして使用すると、実質的改良が達成されることは明白である。図4が示す8チャネル・システムは、次数128のプロトタイプ・フィルタを有する。上述の例では、エイリアシングの全減衰量は16dBでしかないが、複素指数変調に移行すると、エイリアシングの減衰量は95dBになる。存在しない主要エイリアス項に起因して、結果として得られるエイリアシングは、フィルタとその変調バージョンとのオーバーラップから生じるエイリアス項の抑圧にのみ依存する。したがって、エイリアス利得項を最大限に抑圧するようにプロトタイプ・フィルタを設計することが極めて重要である。単位円上で評価された式(30)の右辺の第1項は、
で表わされる伝達関数の誤差エネルギーetをもたらす。全エイリアシングのエネルギーeaは、
のように、単位円上で式(30)の右辺の残り全ての項を評価して計算することができる。対称性、式(9)及び、
という事実に起因して、式(33)における和の中括弧内の複数項は等しい。したがって、エイリアシングの全エネルギーは(M/2−1)項を有し、
となる。エイリアス利得項の最小化は、プロトタイプ・フィルタの最適化によって実行される。好適には、これは、例えばダウンヒル・シンプレックス法[W.H.Press、S.A.Teukolsky、W.T.Vetterling、B.P.Flannery共著「Numerical Recipes in C,The Art of Scientific Computing:第2版」ケンブリッジ大学出版、NY、1992年]のような標準的な非線形最適化アルゴリズムを使用して合成目的関数を最小化することにより達成される。本発明によるプロトタイプ・フィルタのエイリアス項最小化(ATM)の場合、目的関数は、
のようなものである。最適化の間は、εaの計算に際して、即ち分析及び合成フィルタが、
のように利得ファクタgkで乗算される際にはフィルタバンクにランダムな等化曲線が適用され、エイリアス利得項Al(z)をl=1...M−1に関して計算する際には、結果として得られるフィルタHk (eq)及びFk (eq)、但しk=0...M−1、が使用される。
【0021】
図5では、5つの異なる複素指数変調システムのエイリアス利得が比較されている。5つのうちの4つは8チャネル・システムであり、1つは64チャネル・システムである。これらのシステムは全て、128のプロトタイプ・フィルタ長を有する。星印のついた点線軌跡及び実線軌跡は2つの擬似QMFシステムのエイリアス成分を示し、一方はエイリアス項が最小化されている。破線軌跡及び一点破線軌跡は、2つの8チャネル完全再構成システムの成分に関するものであり、この場合も一方のシステムはエイリアス項が最小化されている。実線軌跡は、複素指数変調重複変換(MLT)のエイリアス成分である。全てのシステムは、上述の例による帯域通過応答に合わせて調整され、結果は表1に示されている。全エイリアシングの阻止は、式(33)の逆数として計算される。通過帯域の平坦度は、帯域通過応答に合わせて調整された積分間隔をもって、式(32)の逆数として計算される。
【0022】
【表1】
【0023】
表1における数値から分かるように、64チャネルのMLTから8チャネルのPRシステムに移行すると実質的改良が達成される。MLTは完全再構成システムであり、ポリフェーズ成分当たり(N+1)/2M=1個の係数しか保有しない。8チャネルPRシステムの係数の数は、128/16=8である。これは、より高度の遮断帯域減衰及びより高度のエイリアス項の阻止を有するフィルタを可能にする。さらに、PRシステムのエイリアス項最小化はエイリアシングを阻止し、かつ通過帯域の平坦化を大幅に向上させることが分かる。擬似QMFシステムとPRシステムとを比較すると、通過帯域の平坦度はほぼ維持されるが、エイリアシングの阻止は明らかに40dBほど向上する。エイリアス項を最小化すれば、エイリアス阻止の約20dBの改善及び通過帯域平坦度の10dBの向上が達成される。したがって、完全再構成の制約は、等化システムにおいて使用されるフィルタバンクを限定することは明白である。実際のデジタル実現は全て、数値表現では限定された分解能を有することから、擬似QMFシステムは、常に十分な再構成精度を見込んで設計することが可能である。擬似QMF及びPRシステムに関しては何れも、最適なシステムは遮断帯域の大幅な阻止を有するプロトタイプ・フィルタを基礎として構築されることが明白である。このため、プロトタイプ・フィルタは、MLTで使用される窓より長い相対長さを有するものを使用しなければならない。
【0024】
複素指数変調システムの卓越した優位点は、サブバンド信号が余弦変調フィルタバンクから取得される実数値のサブバンド信号の解析信号を構成することから、瞬間エネルギーが容易に計算されることにある。これは、例えば適応型フィルタ、自動利得制御(AGC)、マルチバンド・コンパンダ及びフィルタバンクを使用してスペクトル包絡線が調整されるスペクトル・バンド複製システム(SBR)において極めて価値のある特性である。サブバンドkにおける平均エネルギーは、
で計算される。但し、vk(n)はチャネルkのサブバンド・サンプルであり、w(n)はn=0近傍を中心とする長さ(2L−1)の窓である。次にこの測度は、適応化又は利得計算アルゴリズム用の入力パラメータとして使用される。
【0025】
実用的な実施例
標準型のPC又はDSPを使用すれば、複素指数変調フィルタバンクのリアルタイム処理が可能である。フィルタバンクはまた、カスタム・チップにハードコード化される場合もある。図6は、複素指数変調フィルタバンク・システムの分析部分の効果的な実施のための構成を示している。まず、アナログ入力信号がA/D変換器601に供給される。デジタルの時間領域信号は、一度に2M個のサンプルを保持しかつM個のサンプルをシフトするシフト・レジスタ602に供給される。シフト・レジスタからの信号は、次にプロトタイプ・フィルタ603のポリフェーズ係数を介してフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は続いて604で結合され、DCT−IV変換器605及びDST−IV変換器606により並列して変換される。余弦変換器及び正弦変換器からの出力は、各々サブバンド・サンプルの実数部及び虚数部を構成する。サブバンド・サンプルの利得は、カレント・スペクトル包絡線調整器設定607により修正される。
【0026】
図7は、複素指数変調システムの合成部分の効果的な実施を示している。サブバンド・サンプルは、まず複素数値の回転因子701で乗算され、実数部はDCT−IV変換器702で変調され、虚数部はDST−IV変換器703で変調される。両変換器からの出力は704で結合され、プロトタイプ・フィルタ705のポリフェーズ成分を介して供給される。シフト・レジスタ706からは、時間領域出力信号が取得される。最後に、デジタル出力信号が元のアナログ波形707に変換される。
【0027】
上述の実施形態は、本発明による複素指数変調フィルタバンク・システムの原理を単に例示したものである。当業者には、本明細書に記述された装置及び詳細事項の修正及び変更が明らかとなることは理解される。したがって本発明は、本明細書における実施形態の記述及び説明によって提示された特定の詳細事項ではなく、添付の請求の範囲に記載された範囲によってのみ限定されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【0028】
【図1】デジタル・フィルタバンクの分析セクション及び合成セクションを示している。
【図2】余弦変調フィルタバンクの複合エイリアス成分行列における大きさを示している。
【図3】複素指数変調フィルタバンクの複合エイリアス成分行列における大きさを示している。
【図4】帯域通過フィルタ応答用に調整された余弦変調フィルタバンクにおける希望される項及び主要なエイリアス項を示している。
【図5】異なる複素指数変調フィルタバンクの実現のためのエイリアス利得項の減衰を示している。
【図6】本発明による複素指数変調フィルタバンク・システムの分析部分を示している。
【図7】本発明による複素指数変調フィルタバンク・システムの合成部分を示している。
Claims (15)
- デジタル・フィルタバンクから取得される係数又はサブバンド信号のエネルギー測度を推定する方法であって、
完全再構成特性を有するようには制約されない、フィルタ次数Nを有する低域通過対称プロトタイプ・フィルタp0(n)を最適化することと、
Mチャネルの分析フィルタバンクであって、該フィルタバンクが、
で表わされるフィルタ係数を有し、n=0,1,...,Nでありかつk=0,1,...,M−1であるものを前記プロトタイプ・フィルタの複素指数変調によって構築することと、
前記フィルタバンクを介して実数値の時間領域信号をフィルタリングすることと、
前記フィルタリングにより取得された複素数値のサブバンド信号の絶対値二乗を計算することを特徴とする方法。 - デジタル・フィルタバンクから取得される係数又はサブバンド信号の修正によって発生するエイリアシングを低減する方法であって、
完全再構成特性を有するようには制約されない、フィルタ次数Nを有する低域通過対称プロトタイプ・フィルタp0(n)を最適化することと、
Mチャネルのフィルタバンクであって、該フィルタバンクが、
で表わされる分析及び合成フィルタ係数を有し、n=0...Nでありかつk=0...M−1であるものを前記プロトタイプ・フィルタの複素指数変調によって構築することと、
前記フィルタバンクの分析部分を介して実数値の時間領域信号をフィルタリングすることと、
前記フィルタリングにより取得された複素数値のサブバンド信号を修正することと、
前記修正された複素数値のサブバンド信号を前記フィルタバンクの合成部分を介してフィルタリングすることと、
複素数値の時間領域出力信号であって、該出力信号が前記合成フィルタリングにより取得された信号の和であるものの実数部を取り出すことを特徴とする方法。 - 前記低域通過プロトタイプ・フィルタは2M−1より高次のフィルタ次数Nを有し、Mは前記デジタル・フィルタバンクにおけるチャネル数であることを特徴とする請求項1から3に記載の方法。
- 前記低域通過プロトタイプ・フィルタは少なくとも数値Nのフィルタ次数を有することを特徴とする請求項5から7に記載の方法。ここで、Nは前記合成目的関数が予め定義された値より小さくなるように選定される。
- 前記分析フィルタバンクは、高周波数再構成システムにおいてエネルギー測度の推定に使用されることを特徴とする請求項1から2に記載の方法。
- 前記複素指数変調フィルタバンクは、高周波数再構成システムにおいて包絡線調整フィルタバンクとして使用されることを特徴とする請求項3から8に記載の方法。
- 前記複素指数変調フィルタバンクは、デジタルイコライジングシステムにおいてフィルタとして使用されることを特徴とする請求項3から8に記載の方法。
- 前記複素指数変調フィルタバンクは、適応型フィルタリング・システムにおいて使用されることを特徴とする請求項3から8に記載の方法。
- 前記複素指数変調フィルタバンクは、マルチバンド・コンパンダ・システムにおいて使用されることを特徴とする請求項3から8に記載の方法。
- デジタル・フィルタバンクから取得される係数又はサブバンド信号のエネルギー測度を推定するための装置であって、
完全再構成特性を有するようには制約されない、フィルタ次数Nを有する低域通過対称プロトタイプ・フィルタp0(n)を最適化するための手段と、
Mチャネルの分析フィルタバンクであって、該フィルタバンクが、
で表されるフィルタ係数を有し、n=0,1,...,Nでありかつk=0,1,...,M−1であるものを前記プロトタイプ・フィルタの複素指数変調によって構築するための手段と、
前記フィルタバンクを介して実数値の時間領域信号をフィルタリングするための手段と、
前記フィルタリングにより取得された複素数値のサブバンド信号の絶対値二乗を計算するための手段を特徴とする装置。 - デジタル・フィルタバンクから取得される係数又はサブバンド信号の修正によって発生するエイリアシングを低減するための装置であって、
完全再構成特性を有するようには制約されない、フィルタ次数Nを有する低域通過対称プロトタイプ・フィルタp0(n)を最適化するための手段と、
Mチャネルのフィルタバンクであって、該フィルタバンクが、
で表わされる分析及び合成フィルタ係数を有し、n=0,1,...,Nでありかつk=0,1,...,M−1であるものを前記プロトタイプ・フィルタの複素指数変調によって構築するための手段と、
前記フィルタバンクの分析部分を介して実数値の時間領域信号をフィルタリングするための手段と、
前記フィルタリングにより取得された複素数値のサブバンド信号を修正するための手段と、
前記修正された複素数値のサブバンド信号を前記フィルタバンクの合成部分を介してフィルタリングするための手段と、
複素数値の時間領域出力信号であって、該出力信号が前記合成フィルタリングにより取得された信号の和であるものの実数部を取り出すための手段を特徴とする装置。
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