JP2011090317A - 部分的な複素変調フィルタバンク - Google Patents

Abstract

【課題】高品質の操作を可能にする信号を出力するための効率的な概念と、歪が少ない状態で信号を削減するための効率的な概念とを提供する。
【解決手段】第１の実数サブバンド信号と第２の実数サブバンド信号とを含む複数の実数サブバンド信号を処理して少なくとも１つの複素サブバンド信号を提供する装置２１０であって、この装置は、実数中間サブバンド信号を出力するためのマルチバンドフィルタ２０４と、上記複数の実数サブバンド信号からの実数サブバンド信号と上記中間サブバンド信号とを結合することによって複素サブバンド信号を出力するための計算器２１５と、を備え、上記複数の実数サブバンド信号は実数ＱＭＦ分析バンクによって出力される。
【選択図】図２

Description

本発明は、特にオーディオ信号の符号化及び復号化の分野における、複数の複素サブバンド信号を処理するための装置と方法、及び複数の実数サブバンド信号を処理するための装置と方法に関する。

非特許文献１には、複素−指数変調フィルタバンクがオーディオ信号のスペクトル包絡線を調整するための優れたツールであることが示されている。この機能の１つの適用例としては、スペクトル帯域複製（ＳＢＲ）に基づくオーディオ符号化がある。複素フィルタバンクの他の有益な適用例には、パラメトリックステレオのための周波数選択的パニング及び空間化（非特許文献２参照）、及びパラメトリックマルチチャネル符号化（非特許文献３参照）が含まれる。これらの適用例においては、複素フィルタバンクの周波数分解能は、サブ−サブバンドフィルタリングによって低周波数においてさらに強化される。これらを用いた組合せのハイブリッドフィルタバンクが達成する周波数分解能は、両耳聴覚系のスペクトル分解能に近似するスペクトル分解能における空間的キューの処理を可能にするものとなる。フィルタリングの追加は、たとえ修正を施したとしてもそれ自体がエイリアシングを導入することはない。そのため、ハイブリッドフィルタバンクの品質は、最初のフィルタバンクのエイリアシング特性によって決定される。

計算の複雑さを抑制する意味から、複素指数変調フィルタバンクの利用が妨げられ、コサイン変調された（実数値の）フィルタバンクしか使用されないとすれば、そのようなフィルタバンクがスペクトル包絡線の調整に使用された場合、強烈なエイリアシングを発生させることになる。非特許文献４に示されているように、適応型のサブバンドゲイングルーピング（又はゲインロッキング）は、エイリアシングをある程度まで軽減することができる。しかしながら、この方法が最もよく機能するのは、信号の高周波数成分のみを修正するだけでよい場合である。パラメトリックマルチチャネル符号化におけるパニングを目的とする場合、低周波数におけるエイリアシングを聴き取れなくするために必要なゲインロッキングの量は、フィルタバンクツールの周波数選択性を極度に低下させることになるので、現実的には１つのハイブリッドフィルタバンクの周波数選択性を追加することも不可能となるであろう。その結果、どちらかと言えば音の印象は狭まり、正しい音源配置に問題が生じる。もし複雑な信号処理を聴覚的により重要な低周波数に限定して維持することが可能であれば、品質と複雑さとの遙かに上質の妥協が達成されるであろう。
P. Ekstrand "Bandwidth extension of audio signals by spectral bandreplication"「スペクトル帯域複製によるオーディオ信号の帯域幅拡張」, Proc. 1st IEEE BeneluxWorkshop on Model based Processing and Coding of Audio (MPCA-2002), pp. 53-58,Leuven, Belgium, 2002 E. Schuijers, J. Breebart, H. Purnhagen, J. Engdegard "Low complexityparametric stereo coding"「低複雑性パラメトリックステレオ符号化」, Proc. 116th AESconvention, 2004, paper 6073 J. Herre et al. "The reference model architecture for MPEG spatialaudio coding"「MPEG空間オーディオ符号化のための参照モデル構成」, Proc. 118th AESconvention, 2005, paper 6447 O. Shamida et al. "A low power SBR algorithm for the MPEG-4 audiostandard and its DSP implementation"「MPEG-4オーディオ標準のための低パワーSBRアルゴリズムおよびそのDSP構成」,Proc. 116th AES convention, 2004, paper 6048 PCT/SE02/00626 “Aliasing reduction using complex exponential modulatedfilter banks”「複素指数変調フィルタバンクを用いたエイリアシング低減」

本発明の目的は、高品質の操作を可能にする信号を出力するための効率的な概念と、歪が少ない状態で信号を削減するための効率的な概念とを提供することにある。

この目的は、請求項１に記載の装置、請求項１６に記載のシステム、請求項１８に記載の方法及び請求項１９に記載のコンピュータプログラムによって達成される。

本発明の第１の態様は、複数の実数サブバンド信号を処理するための装置を提案するものであり、上記複数の実数サブバンド信号は、少なくとも１つの複素サブバンド信号を取得するための第１の実数サブバンド信号と第２の実数サブバンド信号とを含み、上記装置は、上記第１の実数サブバンド信号を濾波（フィルタリング）して第１の濾波されたサブバンド信号を取得し、上記第２の実数サブバンド信号を濾波して第２の濾波されたサブバンド信号を取得し、かつ上記第１及び第２の濾波されたサブバンド信号とを結合して実数中間サブバンド信号を取得し、この中間サブバンド信号を出力するマルチバンドフィルタと、上記複素サブバンド信号の実数部としての上記複数の実数サブバンド信号からの実数サブバンド信号と、上記複素サブバンド信号の虚数部としての上記中間サブバンド信号とを結合することによって複素サブバンド信号を出力する計算器と、を備え、上記複数の実数サブバンド信号は実数ＱＭＦ分析バンクによって出力される。

本発明の他の態様は、複数の複素サブバンド信号を処理するための装置を提案するものであり、上記複数の複素サブバンド信号は、実数サブバンド信号を取得するための第１の複素サブバンド信号と第２の複素サブバンド信号とを含み、上記装置は、上記第１の複素サブバンド信号から第１の虚数部を抽出し、上記第２の複素サブバンド信号から第２の虚数部を抽出し、かつ上記複数の複素サブバンド信号の上記第１、第２又は第３の複素サブバンド信号から実数部を抽出するための抽出器と、上記第１の虚数部を濾波して第１の濾波された虚数部信号を取得し、上記第２の虚数部を濾波して第２の濾波された虚数部信号を取得し、かつ上記第１及び第２の濾波された虚数部信号を結合して実数中間サブバンド信号を取得し、この中間サブバンド信号を出力するマルチバンドフィルタと、上記実数部信号と上記中間サブバンド信号とを結合することによって実数サブバンド信号を出力する計算器と、を備える。

本発明は次のような知見を基礎とする。即ち、複数の実数サブバンド信号を処理して少なくとも１つの複素サブバンド信号を得ることで、上記複数の実数サブバンド信号の操作よりも高品質の操作が可能になる、という知見である。この場合、上記複数の実数サブバンド信号の処理に掛かる計算はほんの少し複雑になるだけである。より具体的には、本発明は、複数の実数サブバンド信号をマルチバンドフィルタ及び計算器によって処理することで、これら複数の実数サブバンド信号を直接操作する場合に比較して、歪が少なくかつ最小のエイリアシングで遙かに容易に操作することができ、複素サブバンド信号を取得することができる、という事実を基礎とする。

本発明の一実施形態によれば、複数の実数サブバンド信号を処理するための装置は、上記複数の実数サブバンド信号の第１のサブセットから複数の複素サブバンド信号を出力し、上記複数の実数サブバンド信号の第２のサブセットを、対応する数の複素サブバンド信号へと処理することなく、さらなる複数の実数サブバンド信号として出力する。即ち、この実施形態は、部分的な複素変調分析フィルタバンクを表すものであり、上記複素サブバンド信号は、調整レベルやさらなるフィルタリング等の線形で時間不変な修正から生じるエイリアシングが最小でエネルギー推定の安定を保つという点に関し、複素指数変調フィルタバンクからの対応するサブバンド信号と同様の優位性を有することになる。さらに、追加的な優位点として、複素値信号を処理するための複素フィルタバンクに比較して、計算の複雑性が大幅に低減されることが挙げられる。

後述するように、本発明の他の実施形態は、時間差及び／又は非線形操作を導入する修正及び修正要素をも含むことができる。このような実施形態の例は、高品質ＳＢＲの分野、空間パラメータの様々な適用例及び他の適用例の中に見出すことができる。これらの実施形態では、対応する複素バンクのマニピュレータの効果的な特性は、全て本発明の実施形態に係る部分複素フィルタバンクの複素数部分に含まれる。

本発明のさらに他の実施形態では、上記複数の実数サブバンド信号の処理のために本発明の装置によって受け渡される上記さらなる複数の実数サブバンド信号は、本発明の装置により出力される複素サブバンド信号に対する同期性を保証するために、遅延器によって遅延される。

本発明の第２の態様は以下の知見を基礎とする。即ち、少なくとも２つの複素サブバンド信号から上記少なくとも２つの複素サブバンド信号の実数値虚数部を抽出することと、抽出器、上記虚数部に基づいて中間信号を出力するためのマルチバンドフィルタ、及び上記実数部信号と上記中間信号とを組み合わせて上記実数サブバンド信号を出力するための計算器を用いて、上記第１、上記第２又は第３の複素サブバンド信号から実数部を抽出することにより、複数の複素サブバンド信号を少ない歪と最小のエイリアシングで実数サブバンド信号へと効率的に削減することができる、という知見である。より具体的には、本発明は、任意選択的な実数部合成に先行して、別のマルチバンドフィルタが複素サブバンド信号を実数サブバンド信号へと変換し戻せば、再構成及び信号処理性能の全体的な品質は複素フィルタバンクの品質に匹敵する、という知見を基礎とする。

上記実施形態の具体的な構成に依存するが、もし例えば出力されるべき実数サブバンド信号が１を超える数であれば、抽出器はセパレータとして構成されてもよい。この場合は、全ての複素サブバンド信号からその適切な実数部及び虚数部を抽出することが後の処理にとって有益であるとも考えられる。

これとは逆に、たとえ唯一の実数サブバンド信号が３つ以上の異なる複素サブバンド信号を基礎として取得されるべき場合であっても、抽出器はセパレータとして構成されてもよく、この場合のセパレータは、複素サブバンド信号の各々をその実数部及び虚数部の双方に分離するものとなる。この場合は、後の処理において必要でない虚数部信号及び実数部信号を単に無視することができる。故に、本発明の枠組みにおいて、セパレータ及び抽出器という用語は同義的に使用されてもよい。

さらに、本発明の枠組みにおいて、虚数部信号と虚数部、及び実数部信号と実数部は、複素サブバンド信号の値の虚数部又は実数部のいずれかに対応する値を有する双方の信号を指す。また、原則として、任意の虚数部信号及び任意の実数部信号は共に実数又は複素数の何れであってもよい点は留意されるべきである。

本発明の一実施形態においては、複数の複素サブバンド信号を処理するための本発明の装置に対し、複数の実数サブバンド信号も入力され、上記複数の複素サブバンド信号は先に述べた通りに処理され、上記複数の実数サブバンド信号は上記装置の出力において濾波されない形式で出力される。つまり、この実施形態は部分的な複素変調合成フィルタバンクを形成するものである。この実施形態の主たる優位点は、上記複数の複素サブバンド信号に対する再構成及び信号処理性能の全体的な品質が複素フィルタバンクの品質に匹敵し、かつ上記複数の実数サブバンド信号で表される残りの周波数領域では実数フィルタバンクの品質に匹敵することにある。この実施形態の追加的な優位点として、計算の複雑性が実数フィルタバンクのそれに比べてほんの僅かしか高まらない点も挙げられる。さらにこの実施形態の追加的な優位点として、ある特定のエッジ帯域処理により、上記複数の複素サブバンド信号と上記複数の実数サブバンド信号との両方によって表される２つの周波数領域間の途切れのない遷移が生じる点も挙げられる。さらに追加的な優位点として、計算の複雑性は複素数信号を処理するための複素フィルタバンクに比べて格段に低減される。

本発明の他の実施形態は、複数の実数サブバンド信号を処理するための上記装置と複数の複素サブバンド信号を処理するための上記装置とを組み合わせたシステムであって、このシステムにおいては、上記両方の装置はさらなる複数の実数サブバンド信号を受け渡す。上記２つの本発明の装置の間には第１のマニピュレータと第２のマニピュレータとがあり、これらマニピュレータは、複数の実数サブバンド信号を処理するための上記本発明の装置により出力される上記複数の複素サブバンド信号を修正する役割と、上記さらなる複数の実数サブバンド信号を修正する役割とをそれぞれ果たす。上記第１と第２のマニピュレータは、包絡線調整又はフィルタリング等の線形で時間不変な修正を実行することができる。その結果、上述のシステムにおける再構成と信号処理作用の全体的な品質は、上記複数の複素サブバンド信号により表される周波数領域に関しては複素フィルタバンクの品質に匹敵し、上記さらなる複数の実数サブバンド信号によって表される周波数領域に関しては実数フィルタバンクの品質に匹敵するものとなり、上記複数の実数サブバンド信号を直接修正する場合に比べて遙かに高品質の信号操作がもたらされる一方で、計算の複雑さはほんの少し高まるだけである。先に概説しかつ後に詳述するように、他の実施形態におけるマニピュレータは、線形及び／又は時間に不変な操作に限定されるものではない。

複数の複素サブバンド信号を処理するための上記本発明の装置のさらに他の実施形態においては、複数の複素サブバンド信号を処理するための本発明の装置により出力される実数サブバンド信号に対して同期性を保証するために、さらなる複数の実数サブバンド信号は、遅延器を使用して遅延された形式で受け渡される。

次に、添付の図面を参照して本発明の好適な実施形態を例示的に説明するが、これらの説明は本発明の範囲又は意図するものを限定するものではない。

下記の実施形態は、本発明による部分的な複素変調フィルタバンクの原理を単に例示するものである。この明細書に記述する装置の修正及び変形が他の当業者にとって可能であることは自明である。従って、本発明は、添付の請求の範囲に記載された範囲によってのみ限定されるべきものであり、本明細書において実施形態を記述しかつ説明する目的で提示した特定の詳細により限定されるものではない。

図１は、部分複素分析１０１及び合成１０４の各フィルタバンクを用いた部分複素信号処理の原理を示す。デジタルオーディオ入力信号は、部分複素分析フィルタバンク１０１内へと入力される。この分析バンク１０１は、合計Ｌ個のサブバンド信号のうちから、Ｋ個の複素数サブバンド信号と（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号とを出力する。但し、Ｋ及びＬは正の整数であり、Ｋ≦Ｌである。第１の修正１０２は上記実数サブバンド信号に対して実行され、第２の修正１０３は上記複素信号に対して実行される。これらの修正は共に、時間及び周波数におけるオーディオ信号のシェーピング（整形）を目的とする。修正されたサブバンド信号は、次に部分複素合成フィルタバンク１０４へと入力され、この部分複素合成フィルタバンク１０４は、処理されたデジタルオーディオ信号を生成して出力する。

図２は、本発明の教示に従った部分複素分析フィルタバンク１０１の実施形態の構成要素を示す。入力されたデジタルオーディオ信号は、Ｌ帯域コサイン変調フィルタバンク２０１によって分析され、このＬ帯域コサイン変調フィルタバンク２０１は、その出力においてＬ個の実数サブバンド信号を２つのグループに分割する。そのうち、Ｋ個の実数サブバンド信号から成る第１のグループはマルチバンドフィルタ２０４によって濾波され、このマルチバンドフィルタ２０４の出力は乗算器２０５において負の虚数単位が乗算され、遅延器２０３により遅延されたＫ個の実数サブバンド信号に対して加算器２０６において加算され、Ｋ個の複素サブバンド信号が生成される。これらのサブバンド信号は固定実数ゲイン２０７によってゲイン調整され、その後、部分複素分析のＫ個の複素サブバンドとして出力される。（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号から成る第２のグループは遅延器２０２へ入力され、この遅延器２０２の出力は上記部分複素分析の実数サブバンドを構成する。

遅延器２０２及び２０３の双方における遅延量は、マルチバンドフィルタ２０４によって導入される遅延を補償すべく調整される。遅延器２０２、遅延器２０３、マルチバンドフィルタ２０４、乗算器２０５、加算器２０６及び固定実数ゲイン調整器２０７は実数から複素数への変換器２１０を形成し、これに対し、複数のＫ個の実数サブバンド信号と複数の（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号とが入力され、Ｋ個の複素サブバンド信号と（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号とが出力される。さらに、乗算器２０５と加算器２０６とは計算器２１５を形成し、この計算器２１５は少なくとも１つの複素サブバンド信号を出力するものであり、この出力信号は、実数部信号として上記複素サブバンド信号の少なくとも１つの実数サブバンド信号を使用し、かつ虚数部として上記複素サブバンド信号の少なくとも１つの実数サブバンド信号を使用する。

図３は、本発明の教示に従った部分複素合成フィルタバンク１０４の実施形態の構成要素を示す。上記（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号は遅延器３０４において単純に遅延され、Ｌ帯域コサイン変調された合成フィルタバンク３０８に対し（Ｌ−Ｋ）個の入力として入力される。上記Ｋ個の複素サブバンドは、まず固定実数ゲイン３０１によってゲインを調整される。次に、上記複素サブバンド信号の実数部及び虚数部が各々抽出器３０２及び３０３において抽出される。上記サブバンドの虚数部はマルチバンドフィルタ３０６によって濾波され、その出力は、遅延器３０５により遅延された上記サブバンドの実数部に対し加算器３０７において加算される。遅延器３０４及び３０５の双方における遅延量は、マルチバンドフィルタ３０６によって導入される遅延を補償すべく調整される。

加算器３０７の出力は、Ｌ帯域コサイン変調された合成フィルタバンク３０８に対し、残りのＫ個の入力として入力される。実数部抽出器３０２及び虚数部抽出器３０３は共に、複素サブバンド信号を実数値実数部信号と実数値虚数部信号とに分離するためのセパレータ３０９を形成する。具体的には、実数部抽出器３０２は実数部信号を出力し、虚数部抽出器３０３は虚数部信号を出力する。図３に示す特定の実施形態においては、セパレータ３０９はＫ個の複素サブバンド信号を処理し、Ｋ個の実数値実数部信号とＫ個の実数値虚数部信号とに分離する。

しかし、前述したようにセパレータ３０９は抽出器として実装されもよく、この場合には、複素サブバンド信号のうちの全てを実数部信号又は虚数部信号へと分離しないように適合化された抽出器となる。故に、このセパレータ３０９は、複素サブバンド信号から実数部信号（実数部）及び虚数部信号（虚数部）を抽出するための抽出器３０９とも称することができる。

固定実数ゲイン調整器３０１と、実数部抽出器３０２及び虚数部抽出器３０３を備えるセパレータ３０９と、遅延器３０４と、遅延器３０５と、マルチバンドフィルタ３０６と、加算器３０７とは、合同して本発明の複素数から実数への変換器３１０を形成し、この変換器３１０は、Ｋ個の複素サブバンド信号をＫ個の実数サブバンド信号に変換することができ、かつその出力において、（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号を遅延された形式で出力することができる。

図４は、Ｋ個の実数サブバンド信号を入力０，１，２，...，（Ｋ−１）として取り込み、Ｋ個の実数サブバンド信号を出力０，１，２，...，（Ｋ−１）として出力するマルチバンドフィルタ４０１の動作を示す。線形システムの言語においては、これは単なる線形時不変離散時間多重入出力（ＭＩＭＯ）システムである。ｍ番目の出力は、４０２ｍの中において、（ｑ（ｍ）＋ｐ（ｍ）＋１）個の入力（ｍ−ｑ（ｍ）），...，ｍ，...，（ｍ＋ｐ（ｍ））を各々フィルタＦ_m,-q(m)，...，Ｆ_m,0，...，Ｆ_m,+p(m)で濾波し、各結果を加算器４０３ｍにおいて合計することで生成される。条件（ｍ−ｑ（ｍ））≧０及び（ｍ＋ｐ（ｍ））≦Ｋ−１は守られなければならない。ここで、

である。後述するように本発明は、演算複雑性の低いマルチバンドフィルタ２０４，３０６を使用することによって、高品質の複素表現を取得する方法を教示するものである。

さらに、フィルタＦ_m,-1及びＦ_m,1の類似性を活用することにより、計算の複雑性はさらに低減され得る。

（１）及び（２）に記述されているようなｑ（ｍ）及びｐ（ｍ）の特に小さな値は、コサイン変調フィルタバンクのプロトタイプフィルタが十分に高い阻止帯域減衰量を有する場合に使用されることができる。これは潜在的に所定の最小長さのプロトタイプフィルタを必要とする。より短いプロトタイプフィルタに対しては、ｑ（ｍ）及びｐ（ｍ）の値が増大せざるを得ない。しかしながら、本発明が教示する方法は、フィルタＦ_m,rの長さがプロトタイプフィルタの長さに比例することから、計算が効率的であることには変わりがない。

マルチバンドフィルタ４０１には、原則的には、あらゆる種類のフィルタ特性を有するあらゆる種類のフィルタを実装することができる。図４に示す実施形態においては、マルチバンドフィルタＦ_m,0は、指数ｍを有するサブバンド信号を同じサブバンド指数ｍを有するサブバンド信号にマップするフィルタであり、典型的には（π／２）に中心周波数を有する帯域通過フィルタである。１つのマルチバンドフィルタが３つのサブバンド信号を組み合せてフィルタバンク信号として１つのサブバンド信号を生成する場合には、他の２つのマルチバンドフィルタＦ_m,-q(m)及びＦ_m,+p(m)は、典型的には高域通過フィルタ又は低域通過フィルタのいずれかであり、それらの正確なタイプはサブバンド指数ｍに依存する。マルチバンドフィルタ４０１が３個を超えるサブバンド信号を組み合せ、「境界」サブバンド信号ではない指数ｍを有するフィルタサブバンド信号を生成するように適合化されている場合には、このマルチバンドフィルタの対応するタイプは、帯域通過フィルタ、高域通過フィルタ、低域通過フィルタ、帯域阻止フィルタ又は全域通過フィルタであってもよい。

従って、図１〜図３に示す実施形態は、離散時間オーディオ信号を修正するための方法を記述するものであり、この方法は、
−コサイン変調された分析フィルタバンクを用いて上記信号を濾波するステップと、
−マルチバンドフィルタリングを用いて、サブバンドのサブセットのための複素サブバンドサンプルを生成するステップと、
−実数サブバンドサンプルと複素サブバンドサンプルとの両方を修正するステップと、
−結果的に得られる複素サンプルを、マルチバンドフィルタリングを用いて実数サンプルに変換するステップと、
−上記実数サブバンドサンプルをコサイン変調された合成フィルタバンクを介して濾波するステップと、
を含むことを特徴とする。

図５は、複数のサイン成分を含む原信号の振幅スペクトルの一部を示す。このスペクトルは、ウィンドウ化された離散フーリエ変換を使用して得られたものである。周波数軸は、Ｌ＝６４のとき周波数指数ｎが（ｎπ／Ｌ）に等しい離散時間周波数と一致するように正規化される。故に、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数がｆ_sであれば、図５に示す周波数範囲は（５／６４）・ｆ_s／２から（１１／６４）・ｆ_s／２までとなる。この正規化においては、Ｌ個のサブバンドを有する複素変調又は実数変調フィルタバンクの指数ｎを有するサブバンドは、周波数指数ｎと（ｎ＋１）との間に主ローブ(main
lobe)の中心を有するレスポンスを持つ。この規定は、図５〜図９の全てに適用される。

換言すれば、各サブバンド又はサブバンド信号は、指数ｎ又はｍと対応するサブバンドの中心周波数との両方に関連づけられる。故に、サブバンド信号又はサブバンドは、そのサブバンド信号に関連づけられた中心周波数に従って、例えば指数が増大すればより高い周波数に対応し得るように設定されてもよい。

図６は、部分複素フィルタバンク内におけるサブバンド修正を行わず、本発明が教示する途切れのない遷移特性を組み込んでいない分析及び合成により取得された信号のスペクトルを示す。

具体的には、フィルタバンク１０１がＬ＝６４個のサブバンドを有する２つのフィルタバンクから構築され、第１のバンクは複素指数変調バンクでありかつ第２のバンクはコサイン変調バンクであるという、より単純な場合について考察する。これらのフィルタバンクは共に、別々に使用される時には完全に近い再構成をもたらすものである。この図で考慮される構成は、第１の複素バンクからＫ＝８個の第１のサブバンドを採用し、第２の実数バンクから残り（Ｌ−Ｋ）＝５６個のサブバンドを採用する。入力信号は図５において考慮されている信号と同じであり、図５との比較から分るように、複素サブバンドと実数サブバンドとの間の遷移周波数を表す周波数指数８の近くでエイリアス成分が導入されている。この単純な場合が実際には単一の複素バンクの場合よりも複雑である点を無視して考えたとしても、この例は、複素サブバンドと実数サブバンドとの間の遷移の特別な処理が必要であることを示している。１０２及び１０３において何ら修正が行われない場合には、１０１への入力とは知覚的に区別できないようなデジタルオーディオ出力を、１０４から出力させるのが好ましい。図２と図３とに示すような本発明の部分複素分析及び合成フィルタバンクは、まさしくこの特徴を有する。具体的には、処理された信号の対応する振幅スペクトルは、図５の振幅スペクトルと同一である。そのため、マルチバンド分析フィルタ又は分析フィルタバンクとマルチバンド合成フィルタ又は合成フィルタバンクとの連結、つまりマルチバンド分析及び合成フィルタリングの連結は、例えば符号反転に至る完璧に近い再構成をもたらす可能性もある。

図７は、複素指数変調フィルタバンクのサブバンドドメインにおける修正により取得された信号のスペクトルを示す。この修正は、指数ｎを有するサブバンドに対し、ゲインｇ（ｎ）を適用することより成る。但し、ｇ（ｎ）はｎの減少関数である。図５と比較すると、サイン成分の振幅は単調に漸次変化している。これは、原信号の等化(equalization)又は包絡線調整の望ましい性能を示している。実数コサイン変調フィルタバンクを用いて同様の修正を実行すれば、図８に示す周波数分析を有する出力信号をもたらす。追加的なエイリアスなサイン成分により、図７が示す望ましい性能からはかけ離れた結果が発生し、歪が可聴信号となる。図４に示すマルチバンドフィルタであって個々のフィルタにつき１１個のフィルタタップを有するマルチバンドフィルタにより実現された、図２と図３とにより示される部分複素フィルタバンクの中において、同様のゲイン修正を施すと、図９の振幅スペクトルがもたらされる。この場合もやはりＫ＝８が選択され、図から分るように、出力は周波数指数Ｋ−０．５＝７．５より下の領域では複素フィルタバンク処理（図７）の品質を有し、この周波数指数より上の領域では実数フィルタバンク処理（図８）の品質を有する。

故に、本発明は、ダウンサンプリングされた実数サブバンドフィルタバンクを使用して、オーディオ信号の等化、スペクトル包絡線調整、周波数選択的パニング又は周波数選択的空間化を含むシステムに関するものである。本発明は、選択された周波数領域に対するエイリアシングの抑制を、サブバンド信号の対応するサブセットを複素サブバンド信号に変換することによって可能にする。選択された周波数領域より外部のエイリアシングは注目するに値しないか、又は他の方法によって軽減され得るものであることを考えると、本発明により、複素フィルタバンクを使用する場合に比べて計算労力を大幅に節約することができる。

以下に、変調フィルタバンクについて説明する。

計算を簡略化するために、ここでは合成波形の式

但し、ｎ、ｋは整数でありかつｎ≧０であり、

である合成波形を使用しながら、連続的時間ウインドウ化された変換により、複素指数変調Ｌバンドフィルタバンクをモデリングする。

ウインドウ関数ｖ（ｔ）は実数値であるものとする。ｅ_n(t)＝ｃ_n(t)＋ｉｓ_n(t)を実数部と虚数部とに分割すると、コサイン及びサイン変調フィルタバンクのための合成波形が次式で得られる。

離散時間信号及びＬ個のサブバンドを有するフィルタバンクの結果は、間隔１／Ｌを有するｔ変数の適切なサンプリングによって得られる。信号間の内積を、

によって定義する。ここで、アスタリスクは共役複素数を示す。離散時間信号の場合、積分は総和に置き換えられる。そのため、信号ｘ（ｔ）のコサイン及びサイン変調フィルタバンク分析の演算は、

で記述される。

サブバンド信号を

とすると、対応する合成演算は、

となる。

離散時間信号の場合、サブバンド指数ｎに係る総和は（Ｌ−１）に限定される。コサイン／サイン変調フィルタバンク及び重複変換の定理から、修正されていないサブバンド信号

について、組み合わされた分析及び合成の演算が完全な再構成ｙ_c＝ｙ_s＝ｘをもたらすように、ウインドウ関数ｖ（ｔ）を設計し得ることは周知である。完全な再構成に近い設計の場合には、これらの等式は近似となる。

特許文献１が教示する複素指数変調フィルタバンクの演算は、複素分析により、

と記述することができる。但し、ｇ_aは固定実数分析ゲイン係数である。
複素サブバンド信号

からの合成は、

と定義することができる。但し、ｇ_sは固定実数合成ゲイン係数である。

複素サブバンド信号が修正されていない

であり、コサイン及びサイン変調されたバンクが完全な再構成を有すると仮定すると、式（８）及び式（９）から、

であることが分る。故に、完全な再構成は、

であれば達成される。

複素サブバンド表示のエネルギー保存をもたらす固定ゲインの中で、特に魅力ある選択肢は、

である。

複素数の場合には、式（９）及び式（１０）における複素サブバンド信号の修正が相殺されることから、式（４）に記述される特定の修正からの、各サブバンドについての固定位相係数分だけの偏差は、再構成の特性を変更することなく許容され得ることは明らかである。複素指数変調フィルタバンクは、係数２でオーバーサンプリングされる。適正なウインドウ設計を使用すれば、この方法は、特許文献１が示すような実質上エイリアシングのない包絡線調整を可能にする。このような設計は、完全に近い再構成を選択し、上述のように厳密で完全な再構成の枠組みを放棄することで、達成し易くなる場合が多い。

以下に、マルチバンドフィルタリングについて説明する。

式（７）のコサイン変調されたバンク分析α_n（ｋ）のみが利用可能であると仮定すると、対応するサイン変調されたバンク分析β_m（ｌ）は、コサインバンク合成ステップとサインバンク分析とを組み合わせることで達成することが可能である。また、

であることがわかる。ここで、内積における時変数の変化は次式のようになる。

故に、式（１３）内のｋに関する総和はフィルタリングに相当し、全体構成は、図４に示された無限数のバンドを有するマルチバンドフィルタリングの１つの形式として認識される。複素波形の式（１４）を書き換えると、

になる。

を代入すると、式（１５）の最初の項は、

に展開することができる。対称ウインドウｖ（−ｔ）＝ｖ（ｔ）により、式（１６）における積分の虚数部は消滅する。その結果、

となり、

が定義される。

この式は、μとλとの偶関数である。ウインドウの設計が適切であれば、│μ│＞１でｈ_μは消滅すると仮定することができる。離散時間ケースでは、式（１８）における積分は、ｔ＝（ｖ＋θ）／Ｌである整数ｖ’に渡る総和によって置換されることになる。ここで、Ｌはサブバンドの数であり、θは０又は１／２のいずれかに等しいオフセット値である。式（１８）の離散時間対応部分は、θ＝０ではμにおいて周期的であって周期２Ｌを有し、θ＝１／２ではμにおいて反周期的であって周期２Ｌを有する。式（１５）にｎ＝ｍ＋ｒを挿入すると、

が得られる。

図４の４０２ｍを参照すると、上述の計算にＬ＝Ｋが挿入されれば、ｆ_m,s（λ）＝＜ｃ_m+r，ｓ_m,λ＞をフィルタＦ_m,rのインパルス応答として使用することができる。μ＝２Ｋκ＋σであって、κは整数、σ∈｛−１，０，１｝である場合を除いて、ｈ_μは消滅すると仮定すると、式（１９）の第２の項は、ｍ＝０及びｍ＝（Ｋ−１）の時にしか寄与しないことになる。これらのエッジケースは、マルチバンドフィルタ４０１の反転性への近似の鍵を含んでいることから、重要である。式（１９）の些細な変調を除くと、考慮しなければならないものは２つのプロトタイプフィルタｈ₀及びｈ₁のみであり、式（１９）を検討すると、ｈ₀の奇数サンプルしか関与しないことが分る。さらに、式（１９）の独特の変調及びフィルタｆ_m+1,-1とｆ_m-1,1との類似性が、マルチバンドフィルタの多相形式における極めて効率的な実装を可能にすることは、当業者にとって明らかである。このような実施形態に関しては、後段でさらに詳しく説明する。

実際の設計では、これらのプロトタイプフィルタの設計の場合、離散化された内積の式（１８）を放棄することが効果的である。代わりに、選択された整数Ｎに関して、フィルタｆ_m,rは最良の近似

を与えるように設計される。

次の式は、サイン変調されたバンク分析への第２のより直接的な経路を示す。

ここで、星印は畳み込みを指す。さらに、サイン合成演算の式（８）に式（２０）を挿入することで展開し、コサイン項を集合すると、

となる。よって、合成マルチバンドフィルタ３０６もまた、インパルス応答ｇ_m,r（λ）＝ｆ_m+r,-r（−λ）を有するＧ_m,rで置換されたフィルタを備えた４０１の構造を有する。同じ結果は、上述の誘導においてコサイン及びサイン変調の役割を交換することによっても導かれるであろう。

マルチバンドフィルタの計算の総合的な複雑さは、サブバンドのサンプル周期当たりのＮ・Ｋ演算数、即ち、デジタルオーディオサンプル当たりのＮ・Ｋ／Ｌ演算数に比例する。Ｋ≪Ｌのとき、完全な複素変調フィルタバンクに必要な追加的サイン変調に比べて格段の節約をもたらす。

純粋な実数又は純粋な複素変調フィルタバンクの適用に比べて、マルチバンドフィルタでは、分析及び合成ステップの双方においてＮ個のサブバンドサンプルの追加的遅延が導入される。これは、２０２、２０３、３０４及び３０５において、マルチバンドフィルタを通過しない全てのサブバンドサンプルを、Ｎ個のサブバンドサンプルの遅延分だけ遅延させることによって補償される。修正１０３が非特許文献２に記述されているようなサブ−サブバンドフィルタリングを含む場合では、上記サブ−サブバンドフィルタは、組み合わされたインパルス応答を近似することで合計遅延の低減を可能にするために、マルチバンドフィルタ２０４と組み合わされてもよい。

選択されたＫ個の複素サブバンドが合計Ｌ個のサブバンドのうちの最初のＫ個であれば、マルチバンドフィルタは、後でＫ個のサブバンドを持つフィルタバンクによって分析される元のサンプリング周波数のＫ／Ｌ倍の時間ドメインに対して、Ｋ個のサブバンドを有するフィルタバンクの合成の効果をエミュレートし、次いでＫ個のサブバンドを有するフィルタバンクによる分析を行う。このような遠回りな方法では、本発明が教示する設計方法によって達成され得る遅延よりも長いマルチバンドフィルタ遅延が発生するという欠点がある。分析オーディオチャネルの数が合成チャネルの数より遙かに少ない適用例の場合、マルチバンドフィルタの分析遅延は、計算がより複雑になるという代償はあるが、Ｌ個のサブバンドを使用する真の複素変調フィルタバンク分析により部分複素分析１０１を実行し、かつ最後の（Ｌ−Ｋ）個のサブバンドの虚数部を捨てることによって、完全に回避することができる。しかしながら、図３に示す合成との組合せを、変更のないサブバンドの場合の完全に近い再構成にするためには、指数（Ｋ−１）を有するエッジサブバンドの分析を特殊な直接形式のフィルタで置き換え、次いで係数Ｌによるサブサンプリングを行う必要がある。故に、指数（Ｋ−１）を有するエッジサブバンドが唯一の非ゼロサンプルを含み、他のサブバンドが全てゼロである場合では、このフィルタは、図３に示す部分複素合成を考慮することによって達成することができる。複雑性の低減に関しては有用性が少ないが、マルチバンドフィルタの合成遅延は、Ｌ個のサブバンドによる真の複素変調フィルタバンク合成により部分複素合成１０４を実行することにより、同様に回避することができる。この複素変調フィルタバンク合成のために、指数（Ｋ−１）を有する入力サブバンドは、係数Ｌによるアップサンプリングとこれに続く特別の直接形式のフィルタリングとから成る分離した合成演算に配向し直される。次に、（Ｌ−１）個のバンドからの複素バンク合成と上記分離した１つのバンド合成との結果が時間ドメインにおいて加算される。

本発明は、ダウンサンプリングされた実数サブバンドフィルタバンクを使用し、オーディオ信号の等化、スペクトル包絡線調整、周波数選択的パニング又は周波数選択的空間化を含むシステムに関する。このシステムは、選択された周波数領域に対するエイリアシングの抑制を、対応するサブバンド信号のサブセットを複素サブバンド信号に変換することによって可能にする。選択された周波数領域外のエイリアシングはあまり聞き取られないか、又は他の方法によって軽減され得るものであると仮定すると、本発明のシステムは、複素フィルタバンクを使用する場合に比べて計算努力を大幅に節約することができる。

本発明は、選択された周波数領域のための信号の複素表現を実数フィルタバンクの場合よりほんの少し複雑な計算で達成する方法を教示している。実数フィルタバンク分析の選択されたサブバンドに対し、これらサブバンド信号の虚数部を生成するために効率的なマルチバンドフィルタが適用される。その結果、部分的な複素変調フィルタバンク分析が得られる。複素化されたサブバンドは、エネルギー推定の安定性に関して複素指数的な変調フィルタバンクからの対応するサブバンドと同じ優位点を有し、包絡線調整及びフィルタリング等の線形で時間不変な修正から生じる最小のエイリアシングを有する。実数合成に先行して、別のマルチバンドフィルタが複素サブバンドサンプルを実数サブバンドサンプルへ変換し戻す。再構成及び信号処理性能の全体的な品質は、複素化された周波数領域においては複素フィルタバンクの品質に匹敵し、かつ残りの周波数領域においては実数フィルタバンクの品質に匹敵する。本発明が教示する特定のエッジバンド処理により、２つの領域の間の途切れのない遷移を潜在的に生じさせる。

修正要素又はマニピュレータ１０２，１０３の枠組みにおいては、時間補間されたゲイン又は行列による空間パラメータ（例えばＭＰＥＧサラウンド又はパラメトリックステレオ）の時変アプリケーションが検討されてもよい。時間不変な修正又は操作の場合には、エイリアシングを導入しない特徴を有する包絡線調整又は等化への適用が重要である。故に、エイリアシング導入に関する定義は、主に時間不変な場合に焦点が当てられる。

しかし、例えば図１に示すマニピュレータ又は修正要素１０２，１０３の枠組み内において時間変化を導入すると、エイリアシングを導入しないという特徴の実現がより困難になる場合を生じさせる。実際には、例えば信号の長くて重要なピースは、ＭＰＥＧサラウンドの枠組みにおいてさえ局部的に時間不変な方法で処理される。後のステップでは、非線形の操作を例えば高品質ＳＢＲのように高度な転置方法の枠組み内において考慮することも可能であり、またこれは重要になるであろう。これらの高度な転置方法は時変及び／又は非線形の操作を含んではいるが、最初に時間不変な修正及び操作を考慮すべきであろう。

要するに、修正要素又はマニピュレータ１０２，１０３の枠組みにおいては、最終的な（部分複素）フィルタバンクの時間周波数分解能を条件とする限り、どのような操作も確実に可能であり、かつ関連性があると言える。故に、対応する複素バンクの操作１０３の優位点は全て、この部分複素フィルタバンクの複素部分に含まれる。

図１〜図３に記述した本発明の実施形態は、次の特徴を有する。即ち、離散時間オーディオ信号を修正するための方法であって、
−コサイン変調された分析フィルタバンクによって信号を濾波するステップと、
−マルチバンドフィルタリングによってサブバンドサブセットのための複素サブバンドサンプルを生成するステップと、
−実数サブバンドサンプルと複素サブバンドサンプルとの両方を修正するステップと、
−結果的に得られる複素サンプルを、マルチバンドフィルタリングを用いて実数サンプルに変換するステップと、
−上記実数サブバンドサンプルをコサイン変調された合成フィルタバンクで濾波して修正された離散時間オーディオ信号を取得するステップと、を含む。

次に、空間オーディオツールの低電力タイプの実装について概説する。低電力の空間オーディオツールは、Ｋ番目のＱＭＦサブバンド（ＱＭＦ＝直交ミラーフィルタ）より上の実数サブバンドドメイン信号上で動作する。但し、Ｋは正の整数である。整数Ｋは意図される実装の固有の必要条件及び仕様に従って選ばれる。言い替えれば、整数Ｋはビットストリーム情報等の意図される実装の詳細によって与えられる。実数ＱＭＦフィルタバンクは、部分複素サブバンドドメイン表現を達成するために、本発明の実数から複素数への変換器と組み合わせて使用される。さらに、上記低電力空間オーディオツールは、実数値処理に起因して導入されるエイリアシングを低減するために、追加的なモジュールを組み込んでもよい。

上述の説明に続き、低電力の空間オーディオ符号化システムは、図１０に示す時間／周波数変換を使用する。上述の空間オーディオ符号化の時間／周波数変換器は、図１０に示すハイブリッドＱＭＦ分析バンクを備える。実数ＱＭＦ分析バンクを処理するハイブリッドＱＭＦ分析バンク５００は、任意選択のスイッチ５１０を介して本発明の実数から複素数への変換器５２０へ接続される。実数から複素数への変換器５２０はさらに、１つ又は複数のナイキスト分析バンク５３０へ接続される。

実数ＱＭＦ分析バンク５００は、その入力において時間ドメインの入力信号

を受け取り、その出力において実数ＱＭＦ信号

を実数から複素数への変換器５２０へと出力する。実数から複素数への変換器５２０は、このＱＭＦ信号を部分複素サンプル

に変換してナイキスト分析バンク５３０へと出力し、ナイキスト分析バンク５３０は、次にハイブリッドサブバンドドメイン信号ｘ^n,mを生成する。

空間オーディオデコーダが時間ドメインサンプル

を用いて設計されるこの時間／周波数変換器の通常の動作モードの他に、例えば低複雑度ＨＥ−ＡＡＣデコーダから、（中間）実数値（ＱＭＦ）サブバンドドメインサンプル

が取り出されてもよい。さらに具体的には、この場合、ISO/IEC14496-3:2001/AND1:2003に示されているように、ＨＥ−ＡＡＣ ＱＭＦ合成に先行してサブバンドドメインサンプルが取り出される。また、これらのＱＭＦ入力信号

を本発明の実数から複素数への変換器５２０へと入力できるように、図１０に示す時間／周波数変換器には任意選択のスイッチ５１０が設けられ、適宜切換される。

ＱＭＦ入力信号の形式で入力されるにせよ、実数ＱＭＦ分析バンク５００を介して入力されるにせよ、実数ＱＭＦサンプルは実数から複素数への変換器５２０によって部分複素サンプル

に変換される。この変換器５２０については、後段で図１３を用いて詳述する。さらに追加的な任意選択肢として、可能であれば、図１０に示されていない残余の復号モジュールがサブバンドドメインサンプル

をＱＭＦ残余入力信号として供給することができる。これらＱＭＦ残余信号もナイキスト分析バンク５３０へと送られるが、任意選択肢である遅延器５４０が介在する。なぜなら、これらＱＭＦ残余入力信号もまた、上記実数から複素数への変換器５２０に起因して発生する遅延を補償するために、ハイブリッドドメインへ変換され合同してハイブリッドサブバンドドメイン信号ｘ^n,mを形成する前に、遅延された形式で送られなければならないからである。

図１１は、空間オーディオ符号化システムにおいて、周波数／時間変換又は時間／周波数変換を実行するためのハイブリッドＱＭＦ合成バンクを示す。このハイブリッドＱＭＦ合成バンクは１つ又は複数のナイキスト合成バンク５５０を備え、その入力にはハイブリッドサブバンド領域信号ｙ^n,mが入力される。より具体的には、ハイブリッドサブバンドドメインサンプルｙ^n,mは、ナイキスト合成バンク５５０により、ナイキスト合成側で部分複素ＱＭＦサブバンドドメインサンプル

へと変換される。この部分複素ＱＭＦサブバンドドメインサンプルは、次に本発明の複素数から実数への変換器５６０へと出力され、この変換器５６０は上記部分複素ＱＭＦサブバンドドメインサンプルを実数値又は実数ＱＭＦサンプル

に変換する。本発明の複素数から実数への変換器５６０については、後段で図１４を用いて詳述する。これら実数ＱＭＦサンプルは、実数ＱＭＦ合成バンク５７０へと出力され、このバンク５７０において時間ドメインサンプル又は時間ドメイン出力信号

の形式で時間ドメインへと変換され、戻される。

次に、フィルタバンク又はより具体的には実数ＱＭＦ分析バンク５００と、実数ＱＭＦ合成バンク５７０とについて、さらに詳しく説明する。例えば低電力ＭＰＥＧサラウンドシステムの場合は、実数ＱＭＦフィルタバンクが使用される。この場合、分析フィルタバンク５００は後に概説するように６４チャネルを使用する。上記合成フィルタバンク５７０も同じく６４チャネルを有し、ISO/IEC14496-3のセクション4.6.18.8.2.3に記述されているような低複雑度ＨＥ−ＡＡＣシステムに使用されるフィルタバンクと同一である。以下の説明は６４チャネル（整数Ｌ＝６４）に基づいて行うものであるが、本発明及びその実施形態は、６４チャネル又はしかるべき数の実数又は複素サブバンド信号を使用することに限定されない。原則として、本発明の実施形態においては、任意数のチャネル、あるいはどちらかと言えば実数又は複素サブバンド信号を使用することができる。しかしながら、異なる数のチャネルが使用されれば、その実施形態の適切なパラメータもまた適宜適合化されなければならないことになる。図１０に示す実数ＱＭＦ分析バンク５００は、コアデコーダからの時間ドメイン信号

を６４個のサブバンド信号に分割するために使用される。フィルタバンク又は実数ＱＭＦバンク５００からの出力は、サブバンドサンプル形式の実数値かつ臨界的にサンプリングされた信号である。

図１２は、Ｃ／Ｃ＋＋−擬似コード形式の実数分析ＱＭＦバンク５００により実行される演算を示すフローチャートである。つまり、図１２は実数ＱＭＦ分析バンク５００によって実行される方法を示す。フィルタリングは下記のステップを含むが、アレイｘは０から６３９までの間の指数でラベリングされた６４０個の時間ドメイン入力サンプルを含む。図１２では、アレイ又はベクトルの指数を長方形の括弧に入れて示す。時間ドメイン入力サンプルのアレイｘへの高次指数は、旧サンプルに対応している。

図１２は、ＱＭＦサブバンドサンプル１に対して実数ＱＭＦ分析バンク５００により実行される方法を示す。ステップＳ１００における本方法の開始後、アレイｘ内のサンプルはステップＳ１１０において６４ポジション分だけシフトされ、５７５から６３９までの範囲の指数（ｎ＝５７５，...，６３９）を有する最も古い６４個のサンプルが捨てられる。その後、ステップＳ１２０において、６４個の新たなサンプルがアレイｘ内の０から６３までの指数を有するポジションに格納される。

ステップＳ１３０において、アレイｘのサンプルは、ウインドウ又はウインドウ関数ｃの係数のセットで乗算される。ウインドウｃもまた、ｎ＝０，...，６３９の範囲の指数を有する６４０個の要素を持つアレイｃとして実装されている。この乗算は、ステップＳ１３０において、６４０個の要素を有する新たな中間アレイｚを導入することにより、

に従って行われる。この場合のウインドウ係数ｃ［０］，...，ｃ［６３９］は、ISO/IEC14496-3の表４.A.87に示されている。

次のステップＳ１４０では、上記中間アレイｚにより表現されたサンプルが、

に従って合計され、１２８要素の新たな中間アレイｕが生成される。図１２に示すフローチャートでは、式（２４）は、この式（２４）の公式を表すニーモニックコード(mnemonic
code)として示されている。

次のステップＳ１５０では、新たな６４個のサブバンドサンプルが行列Ｍを使用する行列演算Ｍ・ｕによって計算される。このとき行列Ｍの要素は、

によって与えられる。次に、ステップＳ１６０において、フィルタリング方法が実行される。

上述のように、図１２のフローチャートに示す各ループが６４個のサブバンドサンプルを生成し、その各々が１つのフィルタバンクサブバンドからの出力を表す。上述したように、図１２のフローチャートでは、Ｘ_real[ｍ][ｌ]はＱＭＦサブバンドｍのサブバンドサンプルｌに相当する。ここで、ｍ、ｌ、ｎは全て整数である。故に、出力Ｘ_real[ｍ][ｌ]は実数サブバンドサンプル

に等しい。

図１２は実数ＱＭＦ分析バンク５００のフローチャートを示すものであるが、図１３は、図１０の本発明の実数から複素数への変換器５２０をさらに詳しく示している。図１３に示す実数から複素数への変換器５２０は６４個の実数サブバンド信号を受け取るが、これら６４個のサブバンド信号は、Ｋ個の実数サブバンドと、（６４−Ｋ）個の実数サブバンドとの２つの別々のサブセットを形成している。但し、この場合もＫは１から６４までの間の正の整数である。Ｋ個の実数サブバンド信号又はサブバンドからなるサブセットは、複数の実数サブバンド信号を形成し、（６４−Ｋ）個の実数サブバンドからなる第２のサブセットは、さらなる複数の実数サブバンド信号を形成する。

Ｋ個の実数サブバンド信号からなるサブセットは、マルチバンドフィルタ６００と任意選択的な第１の遅延器６１０との両方へ入力される。このマルチバンドフィルタ６００は、出力においてＫ個の実数中間サブバンド信号からなるセットを出力し、これら実数中間サブバンド信号は乗算器６２０へと入力される。乗算器６２０は、実数中間サブバンド信号の各々に負の虚数単位（−ｉ）を乗算する。乗算器６２０の出力は加算器６３０へ入力され、加算器６３０は遅延器６１０からもＫ個の実数サブバンド信号を遅延された形式で受け取る。加算器６３０の出力は、次に固定ゲイン調整器６４０へ入力される。固定ゲイン調整器６４０は、その入力に入力される各サブバンド信号のレベルを対応するサブバンド信号に実数定数を乗じることにより調整する。ここで注意すべきは、固定ゲイン調整器６４０は任意選択の構成要素であり、本発明の実数から複素数への変換器５２０に必須の構成要素でないという点である。実数から複素数への変換器５２０は、固定ゲイン調整器６４０が実装されていれば固定ゲイン調整器６４０の出力として、さもなければ加算器６３０の出力として、Ｋ個の複素サブバンド信号又はＫ個の複素サブバンドを出力する。

加算器６３０と乗算器６２０とは共に計算器６５０を形成し、この計算器６５０は、任意選択的に固定ゲイン調整器６４０によってゲイン調整をされ得る複素サブバンド信号を出力する。より具体的には、計算器６５０は、この計算器６５０が出力する複素サブバンド信号の実数部としての実数サブバンド信号と、マルチバンドフィルタ６００が出力する上記複素サブバンド信号の虚数部としての中間信号とを結合させる。

ここで注意すべき重要な点として、第１の遅延器６１０もまた任意選択的な構成要素であって、計算器６５０がマルチバンドフィルタ６００により出力される上記中間信号と実数から複素数への変換器５２０へ入力される実数サブバンド信号とを結合する前に、マルチバンドフィルタ６００に起因して発生する可能性のある時間遅延が正しく考慮されることを保証する役割を持つことが挙げられる。

同じく任意選択的な構成要素として、実数から複素数への変換器５２０は第２の遅延器６６０も備え、この遅延器６６０もまた、マルチバンドフィルタ６００に起因して発生する可能性のある時間遅延が、さらなる複数の実数サブバンド信号の（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号の中に現出しないことを保証する役割を持つ。これを実行するために、第２の遅延器６６０は、実数から複素数への変換器５２０を変更なしに通過する（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号の途中に接続されている。ここで注意すべきは、整数Ｋの値はＫ＝６４であってもよく、この場合には、実数から複素数への変換器５２０を上述のように変更なしに通過する実数サブバンド信号がゼロになるために、上記実数から複素数への変換器５２０は、変更されていないか又は遅延されただけの形式で送られる実数サブバンド信号を、必ずしも含むとは限らないという点である。

このように、実数ＱＭＦサブバンド信号は、図１３に示すように、実数から複素数への変換器５２０によって部分複素ＱＭＦサブバンドへと変換される。Ｋ個の実数サブバンド信号からなる第１のグループは、マルチバンドフィルタ６００によって濾波され、乗算器６２０によって負の虚数単位（−ｉ）が乗算され、加算器６３０によってＫ個の遅延された実数サブバンド信号へ加算されて、Ｋ個の複素サブバンド信号が生成される。上述したように、Ｋ個の実数サブバンド信号を加算器６３０による処理より前に遅延させる遅延器６１０は、任意選択的なものである。加算器６３０又は計算器６５０により出力されたＫ個の複素サブバンド信号は、固定実数ゲイン調整器６４０によってゲイン調整を実行され、この実数から複素数への変換器のＫ個の複素サブバンドとして、つまり実数／複素変換器５２０を備える部分複素分析フィルタバンクのＫ個の複素サブバンドとして出力される。

（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号からなる第２のグループが多少なりとも存在する場合、このグループは、任意選択的な第２の遅延器６６０によって単に遅延される。任意選択的な遅延器６１０と６６０との両方は、マルチバンドフィルタ６００によって導入される可能性のある遅延を補償する役割を持つ。この遅延の長さは、典型的には、マルチバンドフィルタ６００内に含まれるマルチバンドフィルタのセットの順位に関連する。典型的には、この遅延の長さは、マルチバンドプロトタイプフィルタの順位の半分である。これは、後段において詳記する実施形態においては、任意選択的な２つの遅延器６１０、６６０によって生成される遅延は、サブバンドサンプル５個分になることを意味する。上段において、特に図４のマルチバンドフィルタの説明に関連して詳述したように、マルチバンドフィルタは、下記の計算を実行することによって最初のＫ個のＱＭＦサブバンド信号に作用する。ここで、

は計算器６５０により出力された複素サブバンド信号の虚数部になるマルチバンドフィルタ６００の出力を表し、

で与えられる。

項ｆ_m,r［ｖ］はフィルタ関数を表し、

はマルチバンドフィルタに対して入力される実数サブバンド信号を表す。さらに、ＱＭＦサブバンドの総和限界は、

及び、

によって定義される。

フィルタ関数ｆ_m,r［ｖ］はマルチバンドフィルタ６００の２つのプロトタイプフィルタから導出され、これら２つのプロトタイプフィルタは、主として２つのマルチバンドフィルタプロトタイプ係数ａ^v［ｎ］により決定される。但しｖ＝０，１である。より具体的には、フィルタ関数ｆ_m,r［ｖ］は関係式

を満足する。ここで、マルチバンドフィルタプロトタイプ係数ａ⁰［ｖ］は下記の表１で与えられる関係式を満たす。

さらに、マルチバンドフィルタプロトタイプ係数ａ¹［ｖ］は下記の表２で与えられる関係式を満たす。

つまり、フィルタ関数ｆ_m,r［ｖ］は表１及び２で与えられているプロトタイプフィルタ係数から式（２９）を用いて導出される。

図１３に示すように、マルチバンドフィルタ６００の出力

は計算器６５０により遅延された実数ＱＭＦサブバンドサンプル

と結合され、その結果、部分複素ＱＭＦサブバンドサンプル

が形成される。より具体的には、出力

は関係式

を満足する。ここで、実数ＱＭＦサブバンドサンプル

の上付き文字（ｎ−５）の中には、２つの遅延器６１０、６６０による影響が表されている。上述したように、この遅延の長さは、典型的には、表１及び表２に示されたマルチバンドプロトタイプフィルタ係数ａ^v［ｎ］の順位の半分である。つまり、サブバンドサンプル５個分になる。

本発明の他の実施形態では、マルチバンドフィルタプロトタイプ係数ａ^v［ｎ］は、ｖ＝０，１のとき、下記の表３及び表４で与えられている関係式を満足する。

本発明のさらに他の実施形態では、マルチバンドフィルタプロトタイプ係数ａ^v［ｎ］は、ｖ＝０，１のとき、下記の表５に示す値を持つ。

上述の式（１８）から式（２０）までの数学的背景説明、特に式（１８）における式の特性に関する説明の中で、結果的に得られる係数ａ^v［ｎ］の構成は幾分かの対称性を含む。具体的には、同じく上述の表５に示される係数でも表すように、係数ａ^v［ｎ］はｖ＝０，１及びｎ＝０，...，１０について対称関係式
ａ^v［１０−ｎ］＝ａ^v［ｎ］ （３０ａ）
を満足し、ｎ＝０，...，４について対称関係式
ａ⁰［２ｎ＋１］＝０ （３０ｂ）
を満足する。

図１１を参照すると、部分複素サブバンドＱＭＦ信号は、実数ＱＭＦ合成５７０より前に複素数から実数への変換器５６０によって実数ＱＭＦ信号へと変換される。図１４は、この複素数から実数への変換器５６０を詳述するものである。

図１４に示す複素数から実数への変換器５６０は、Ｋ個の複素サブバンド信号と（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号とを含む６４個のサブバンド信号を受け取る。Ｋ個の複数の複素サブバンド信号又はＫ個の複素サブバンドは、複素数から実数への変換器５６０の任意選択的な構成要素である固定ゲイン調整器７００へ入力される。上述したように、Ｋは１から６４までの範囲内の正の整数を表す。また、本発明は６４個のサブバンド信号に限定されるものではなく、６４以上又は以下の個数のサブバンド信号をも処理することができる。その場合、後述する実施形態におけるパラメータは適宜変更されなければならないことがある。

固定ゲイン調整器７００は、上述のようにセパレータ７１０又は抽出器７１０へと接続される。このセパレータ又は抽出器７１０は実数部抽出器７２０と虚数部抽出器７３０とを備え、これらは共に固定ゲイン調整器７００からの出力を入力として受け取る。しかしながら、任意選択的な固定ゲイン調整器７００が実装されていなければ、セパレータ７１０又は抽出器７１０はＫ個の複素サブバンド信号を直接的に受け取る。実数部抽出器７２０は任意選択的な第１の遅延器７４０へと接続され、虚数部抽出器７３０はマルチバンドフィルタ７５０へと接続される。第１の遅延器７４０及びマルチバンドフィルタ７５０は共に計算器７６０へと接続され、この計算器７６０は出力において、本発明の複素数から実数への変換器５６０の出力としてＫ個の実数サブバンド信号を出力する。

さらに、複素数から実数への変換器５６０に対し（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号が入力される。図１４では、これらは実数サブバンドとも呼ばれ、同じく任意選択的な構成要素である第２の遅延器７７０へと入力される。複素数から実数への変換器５６０の出力においては、上記（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号は遅延された形式で出力される。しかしながら、第２の遅延器７７０が実装されていなければ、（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号は修正されないまま送られる。

図１４に示す実施形態では、部分複素ＱＭＦサブバンド信号

の複素部分、即ちＫ個の複素サブバンド信号は、固定ゲイン調整器７００によってゲイン調整を実行される。固定ゲイン調整器７００は、入力される全ての複素サブバンド信号に対し、例えば１／√２である実数値係数を乗じる。その後、セパレータ７１０は、実数部抽出器７２０と虚数部抽出器７３０とを使用してゲイン調整された信号を

に従って実数部信号

と虚数部信号

とに分割する。

図１４に示す実施形態では、複素サブバンド信号

の前の係数１／√２が固定ゲイン調整器７００によって供給される。

マルチバンドフィルタ７５０は、下記の数学演算式

を実行することによって、実数値信号である虚数部信号

に対する演算を実行する。

マルチバンドフィルタ７５０は、Ｋ個の実数中間サブバンド信号

から成るセットを出力する。式（３２）におけるＱＭＦサブバンド総和限界値ｐ（ｍ）及びｑ（ｍ）は、先述した式（２７）及び（２８）によって各々定義されている。さらに、フィルタ関数ｇ_m,r［ｖ］は、表１及び表２、表３及び表４、又は表５に明示されているようなプロトタイプフィルタ係数から、関係式

を用いて導出される。

セパレータ７１０又は抽出器７１０とマルチバンドフィルタ７５０とにより処理された、Ｋ個の複素サブバンド信号に関連するＱＭＦ信号

を取得するために、計算器７６０は、マルチバンドフィルタ７５０によって出力された中間サブバンド信号と、遅延器７４０により遅延された形式で出力された実数部信号とを合計する。

残りの（６４−Ｋ）個の実数サブバンド信号は、第２の遅延器７７０の影響に起因して遅延された形式で送られる。つまり、図１１の実数ＱＭＦ合成バンク５７０へ供給されるべきＱＭＦ信号

は、演算、

を実行することによって取得される。

式（３０）の説明において既に記述したように、実数部信号

と実数サブバンド信号

との両方の上付き文字（ｎ−５）は、第１の遅延器７４０と第２の遅延器７７０とに起因して生じるものであり、典型的には、その遅延の長さは、表１から表５までに示されているマルチバンドプロトタイプフィルタａ^v［ｎ］の順位の半分である。上述の通り、これはサブバンドサンプル５個分に相当する。

図１３について説明したように、本発明は、６４個のサブバンド信号又はＫ個の複素サブバンド信号の何れにも限定されない。実際には、複素サブバンド信号の数Ｋが全てのサブバンド信号の数に等しければ（Ｋ＝６４）、図１３における第２の遅延器６６０のように第２の遅延器７７０も省略することができる。従って、全体的なサブバンド信号の数（整数Ｌ＝６４）は限定的でも必須でもなく、図１４に示す構成要素の適正なパラメータを調整することにより、複素数から実数への変換器５６０への入力として、原則的には任意の数Ｌのサブバンド信号を使用することができる。

また本発明は、サブバンド上での指数ｍに関連するサブバンド信号の対称的な分布に作用するマルチバンドフィルタ２０４，３０６，４０１，６００，７５０に限定されるものでもない。換言すれば、本発明は、マルチバンドフィルタにより出力された中間サブバンド信号の指数に関して対称的に分布された指数を有するサブバンド信号又は他の信号を結合するようなマルチバンドフィルタに限定されるものではない。例えば指数ｍと整数ｍ’とを有するサブバンドから開始して、指数ｍ、（ｍ＋ｍ’）及び（ｍ−ｍ’）を有するサブバンドを使用することにより信号を結合するようなマルチバンドフィルタに限定されるものではない。非常に小さいか、又は非常に大きな指数を有するサブバンドを使用したために、サブバンド信号の対称的な選択など問題外であるような明らかに制限される場合は別として、マルチバンドフィルタにより出力された中間サブバンド信号の各々について、マルチバンドフィルタはサブバンド信号の個々の結合を使用するように設計されてもよい。つまり、中間サブバンド信号を取得すべく処理されるサブバンド信号の数は３つから外れてもよい。例えば先に指摘したように、異なるフィルタ係数を持つ異なるフィルタが選ばれた場合には、合計で３を超える数のサブバンド信号を使用することも妥当であろう。さらにマルチバンドフィルタは、マルチバンドフィルタへ入力されるサブバンド信号の指数に一致しない指数を有する中間サブバンド信号を供給又は出力するように設計されてもよい。つまり、マルチバンドフィルタが指数ｍを有する中間サブバンド信号を出力する場合でも、マルチバンドフィルタへ入力されるサブバンド信号としては、必ずしも同じ指数を有するサブバンド信号が必要とされるわけではない。

さらに、変換器５２０、５６０の一方又は両方を備えるシステムは、追加的なエイリアシング検出器及び／又はエイリアシング等化器又はエイリアシング等化手段を備えてもよい。

本発明の方法の所定の実装要件に依存するが、本発明の方法はハードウェア又はソフトウェアのいづれにも実装することができる。実装形態は、デジタル記憶媒体を使用して、具体的には、電子的に読取り可能な制御信号を格納し、本発明の方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと共働するディスク、ＣＤ又はＤＶＤを使用して実行されてもよい。従って、概して本発明は、機械読取りが可能なキャリア上へ格納されたプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品であり、上記プログラムコードは、上記コンピュータプログラム製品がコンピュータで使用されると本発明の方法を実行すべく動作する。換言すれば、本発明の方法は、上記コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されたとき、本発明の方法の少なくとも１つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

以上、本発明をその特定の実施形態に関連して説明したが、当業者には本発明の範囲を逸脱することなく形式及び詳細事項に他の様々な変更を行い得ることが理解されるであろう。また異なる実施形態への適合化に際しても、本明細書に開示されかつ添付の請求の範囲に包含される広範な概念を逸脱することなく、様々な変更を行い得ることは理解されるであろう。
本発明の他の態様を以下に記載する。
複数の複素サブバンド信号を処理する装置（３１０；５６０）であって、上記複数の複素サブバンド信号は実数サブバンド信号を取得するための第１の複素サブバンド信号と第２の複素サブバンド信号とを含み、
上記第１の複素サブバンド信号から第１の虚数部を抽出し、上記第２の複素サブバンド信号から第２の虚数部を抽出し、かつ上記複数の複素サブバンド信号の上記第１、第２又は第３の複素サブバンド信号から実数部を抽出する抽出器（３０９；７１０）と、
上記第１の虚数部を濾波して第１の濾波された虚数部信号を取得し、上記第２の虚数部を濾波して第２の濾波された虚数部信号を取得し、かつ上記第１の濾波された虚数部信号と上記第２の濾波された虚数部信号とを結合して実数中間サブバンド信号を取得し、この中間サブバンド信号を出力するマルチバンドフィルタ（３０６；７５０）と、
上記実数部と上記中間サブバンド信号とを結合することによって上記実数サブバンド信号を出力する計算器（３０７；７６０）と、を備える装置（３１０；５６０）。
上記複数の複素サブバンド信号のうちの１つの複素サブバンド信号の値

を調整するゲイン調整器（３０１；７００）を備えることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記実数部信号を遅延させ、上記実数部信号を上記計算器（３０７；７６０）へと遅延された形式で送るための遅延器（３０５；７４０）をさらに備えることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記抽出器（３０９；７１０）は、上記第１の複素サブバンド信号から第１の実数部を抽出し、かつ上記第２の複素サブバンド信号から第２の実数部を抽出することを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記マルチバンドフィルタ（３０６；７５０）は、低域通過フィルタ特性、高域通過フィルタ特性又は帯域通過フィルタ特性を用いて、上記第１の虚数部信号を濾波し、上記第２の虚数部信号を濾波することを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記実数サブバンド信号の各信号に対し、その実数サブバンド信号に関連する中心周波数に従って指数ｍを割り当て、この指数ｍが増大するにつれて上記実数サブバンド信号をそれらの信号に関連する中心周波数に従って配置するものであり、上記複数の実数サブバンド信号はＫ個の実数サブバンド信号を含み、Ｋは正の整数でありかつｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内の整数であることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記抽出器（３０９；７１０）は、上記指数ｍを持つ上記複数の複素サブバンド信号のうち、値

を有する各複素サブバンド信号について、実数値実数部信号には値

を与え、実数値虚数部信号には値

を与えるものであり、指数ｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内にあり、

は、次式

の関係を満たすことを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記抽出器（３０９；７１０）は、各虚数部信号及び／又は実数部信号に上記虚数部信号及び／又は実数部信号へ分離される複素サブバンド信号の指数ｍを関連づけることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記マルチバンドフィルタ（３０６；７５０）は、上記第１の虚数部信号の指数ｍに対応する中間サブバンド信号に指数ｍを関連づけることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記マルチバンドフィルタ（３０６；７５０）は、指数（ｍ＋１）又は（ｍ−１）を有する虚数部信号を上記第２の虚数部信号として使用し、上記指数ｍは上記第１の虚数部信号の指数であることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記マルチバンドフィルタ（３０６；７５０）は、上記複数の複素サブバンド信号のうちの第３の複素サブバンド信号の虚数部に対応し、かつ上記抽出器（３０９；７１０）から受け取られた第３の虚数部信号を濾波して第３の濾波された虚数部信号を取得し、上記第１の濾波された虚数部信号と上記第２の濾波された虚数部信号と上記第３の濾波された虚数部信号とを結合して上記中間サブバンド信号を取得し、上記第２の虚数部信号は指数（ｍ−ｍ’）に、上記第３の虚数部信号は指数（ｍ＋ｍ’）にそれぞれ関連づけられるか、又は上記第２の虚数部信号は指数（ｍ＋ｍ’）に、上記第３の虚数部信号は指数（ｍ−ｍ’）にそれぞれ関連づけられるか、のいずれかであり、ｍは上記第１の虚数部信号の指数であり、ｍ’は正の整数であることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記マルチバンドフィルタ（３０６；７５０）は、各中間サブバンド信号のための上記第１の中間サブバンド信号としての実数中間サブバンド信号に指数ｍを与えることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記マルチバンドフィルタ（３０６；７５０）は、指数ｍを有するＫ個の実数値虚数部信号のために、値

を有するＫ個の実数中間サブバンド信号をそれぞれ次式により出力することができ、

ｎとｍとは整数であり、ｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内にあり、ｖは０から１０までの範囲内の整数であり、

であり、ａ⁰［ｖ］及びａ¹［ｖ］はプロトタイプフィルタの係数であり、ａ⁰［ｖ］及びａ¹［ｖ］はそれぞれ次の関係式、

及び、

に従うことを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記プロトタイプフィルタの係数ａ⁰［ｖ］及びａ¹［ｖ］は次の関係式

及び、

に従うことを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記計算器（３０７；７６０）は、上記実数サブバンド信号の値

と上記中間サブバンド信号の値

とに基づいて、次式

により上記実数サブバンド信号に値

を与えるものであり、ｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内のサブバンド信号の指数であることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号を含むさらなる複数の実数サブバンド信号を受け取り、上記さらなる複数の実数サブバンド信号を出力することができ、ＬはＫに等しいか又はＫより大きい正の整数であることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記整数Ｌは６４であることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
上記さらなる複数の実数サブバンド信号を遅延させ、これらの実数サブバンド信号を遅延された形式で送るための遅延器（７７０）をさらに備えることを特徴とする装置（３１０；５６０）。
実数サブバンド信号を取得するために、第１の複素サブバンド信号と第２の複素サブバンド信号とを含む複数の複素サブバンド信号を処理する方法であって、
上記第１の複素サブバンド信号から第１の虚数部を抽出するステップと、
上記第２の複素サブバンド信号から第２の虚数部を抽出するステップと、
上記複数の複素サブバンド信号のうち上記第１、第２又は第３の複素サブバンド信号から実数部を抽出するステップと、
上記第１の虚数部を濾波して第１の濾波された虚数部信号を取得するステップと、
上記第２の虚数部を濾波して第２の濾波された虚数部信号を取得するステップと、
上記第１の濾波された虚数部信号と上記第２の濾波された虚数部信号とを結合して中間サブバンド信号を取得するステップと、
上記実数部と上記中間サブバンド信号とを結合して上記実数サブバンド信号を取得するステップと、を含む方法。

部分複素信号の処理を示す図である。 部分複素分析フィルタバンクを示す図である。 部分複素合成フィルタバンクを示す図である。 マルチバンドフィルタリングを示す図である。 複数のサイン成分を含む原信号のスペクトルを示す図である。 部分複素フィルタバンク内におけるサブバンド修正を行わず、本発明が教示する途切れのない遷移特性を組み込んでいない分析及び合成により取得された信号のスペクトルを示す図である。 複素フィルタバンクのサブバンドドメインにおける修正により取得された信号のスペクトルを示す図である。 実数フィルタバンクのサブバンドドメインにおける修正により取得された信号のスペクトルを示す図である。 本発明の教示に従って、部分複素フィルタバンクのサブバンドドメインにおける修正により取得された信号のスペクトルを示す図である。 空間オーディオ符号化における時間／周波数変換のためのハイブリッドＱＭＦ分析バンクを示す図である。 空間オーディオ符号化における時間／周波数変換のためのハイブリッドＱＭＦ合成バンクを示す図である。 実数分析ＱＭＦバンクのフローチャートを示す図である。 複数の実数サブバンド信号を処理するための本発明の装置の実数から複素数への変換器としての実施形態を示す図である。 複数の複素サブバンド信号を処理するための本発明の装置の複素数から実数への変換器としての実施形態を示す図である。

Claims (19)

1. 複素サブバンド信号を取得するため、第１の実数サブバンド信号と第２の実数サブバンド信号とを含む複数の実数サブバンド信号を処理する装置（２１０；５２０）であって、
   上記第１の実数サブバンド信号を濾波して第１の濾波されたサブバンド信号を取得し、上記第２の実数サブバンド信号を濾波して第２の濾波されたサブバンド信号を取得し、かつ上記第１及び第２の濾波されたサブバンド信号を結合して実数中間サブバンド信号を取得し、この中間サブバンド信号を出力するマルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）と、
   上記複素サブバンド信号の実数部としての上記複数の実数サブバンド信号からの上記実数サブバンド信号と、上記複素サブバンド信号の虚数部としての上記中間サブバンド信号に基づく信号とを結合することによって、上記複素サブバンド信号を出力する計算器（２１５；６５０）と、を備え、
   上記複数の実数サブバンド信号は実数ＱＭＦ分析バンク（５００）によって出力されることを特徴とする装置。
2. 請求項１に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記実数サブバンド信号を上記計算器（２１５；６５０）へ遅延形式で供給するために上記実数サブバンド信号を遅延させる遅延器（２０３；６１０）を備えることを特徴とする装置。
3. 請求項１又は２に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記計算器（２１５；６５０）から上記複素サブバンド信号を受け取り、かつ上記複素サブバンド信号の値を調整するゲイン調整器（２０７；６４０）を備えることを特徴とする装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、低域通過フィルタ特性、高域通過フィルタ特性又は帯域通過フィルタ特性を用いて、上記第１の実数サブバンド信号を濾波し、かつ上記第２の実数サブバンド信号を濾波することを特徴とする装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか1項に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記実数サブバンド信号の各信号に対し、その実数サブバンド信号に関連する中心周波数に従って指数ｍを割り当て、この指数ｍが増大するにつれて上記実数サブバンド信号をその信号に関連する中心周波数に従って配置し、上記複数の実数サブバンド信号はＫ個の実数サブバンド信号を含み、Ｋは正の整数であり、ｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内の整数であることを特徴とする装置。
6. 請求項５に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、上記実数中間サブバンド信号に対し、上記第１の実数サブバンド信号に関連する指数ｍに対応する指数ｍを割り当てることを特徴とする装置。
7. 請求項６に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、上記複数の実数サブバンド信号からの信号であって指数（ｍ＋１）又は（ｍ−１）と関連する１つの実数サブバンド信号を、上記第２の実数サブバンド信号として使用することを特徴とする装置。
8. 請求項６又は７に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、さらに第３の実数サブバンド信号を濾波して第３の濾波されたサブバンド信号を取得し、上記第１の濾波されたサブバンド信号と上記第２の濾波されたサブバンド信号と上記第３の濾波されたサブバンド信号とを結合することにより上記実数中間サブバンド信号を出力するものであり、上記第２の実数サブバンド信号の指数は（ｍ−ｍ’）でかつ上記第３の実数サブバンド信号の指数は（ｍ＋ｍ’）であるか、又は上記第２の実数サブバンド信号の指数は（ｍ＋ｍ’）でかつ上記第３の実数サブバンド信号の指数は（ｍ−ｍ’）であるかのいずれかであり、ｍ’は正の整数であり、ｍは上記第１の実数サブバンド信号の指数であることを特徴とする装置。
9. 請求項６又は７に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、さらに第３の実数サブバンド信号を濾波して第３の濾波されたサブバンド信号を取得し、上記第１の濾波されたサブバンド信号と上記第２の濾波されたサブバンド信号と上記第３の濾波されたサブバンド信号とを結合することにより上記実数中間サブバンド信号を出力するものであり、上記第１の実数サブバンド信号の指数は（ｍ−ｑ（ｍ））であり、上記第２の実数サブバンド信号の指数はｍであり、上記第３のサブバンド信号の指数は（ｍ＋ｐ（ｍ））であり、ｑ（ｍ）及びｐ（ｍ）は次式
   

   

   及び、
   

   

   で定義されることを特徴とする装置。
10. 請求項９に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、次式
    

    

    から導かれる値
    

    

    を有するＫ個の実数中間サブバンド信号を、上記Ｋ個の実数サブバンド信号のためにそれぞれ出力するものであり、ｎとｍとは正の整数であり、指数ｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内の正の整数であり、ｖは０から１０までの範囲内の整数であり、フィルタｆ_m,r［ｖ］は次式を満たし、
    

    

    ａ⁰［ｖ］とａ¹［ｖ］とはプロトタイプフィルタの係数であり、上記プロトタイプフィルタの各係数ａ⁰［ｖ］とａ¹［ｖ］とは次の関係式、
    

    

    及び、
    

    

    に従うことを特徴とする装置。
11. 請求項１０記載の装置（２１０；５２０）であって、上記マルチバンドフィルタ（２０４；４０１；６００）は、上記プロトタイプフィルタの係数ａ⁰［ｖ］とａ¹［ｖ］とが次の関係式、
    

    

    及び、
    

    

    に従うように設計されていることを特徴とする装置。
12. 請求項５乃至１１のいずれか１項に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記計算器（２１５；６５０）は、指数ｍ及び次式
    

    

    から導かれる値
    

    

    を有するＫ個の複素サブバンド信号を出力するものであり、ｋ、ｎ、ｍは整数であり、ｍは０から（Ｋ−１）までの範囲内にあり、
    

    

    は実数サブバンド信号の値を表し、
    

    

    は実数中間サブバンド信号の値を表し、ｉは、
    

    

    である虚数単位を表すことを特徴とする装置。
13. 請求項５乃至１２のいずれか１項に記載の装置（２１０；５２０）であって、（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号よりなる、さらなる複数の実数サブバンド信号を受け取り、かつ上記さらなる複数の実数サブバンド信号を実数サブバンド信号として出力するものであり、Ｌは正の整数であり、ＬはＫより大きいか又はＫに等しいことを特徴とする装置。
14. 請求項１３に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記正の整数Ｌが６４に等しくなるように設定されていることを特徴とする装置。
15. 請求項１３又は１４に記載の装置（２１０；５２０）であって、上記さらなる複数の実数サブバンド信号の上記実数サブバンド信号を遅延させるためのさらなる遅延器（２０２；６６０）を備え、上記さらなる複数の実数バンド信号を遅延された形式で出力することを特徴とする装置。
16. オーディオ入力信号を処理して複数の実数サブバンド信号を取得するための分析フィルタバンク（５００）と、
    複素サブバンド信号を取得するために、上記複数の実数サブバンド信号を処理する請求項１乃至１５のいずれか１項に記載の装置（２１０；５２０）と、
    上記複素サブバンド信号を受け取り、その複素サブバンド信号を修正された形式で出力するための修正要素（１０３）と、
    実数サブバンド信号を取得するための装置（３１０；５６０）と、
    上記実数サブバンド信号を処理してオーディオ出力信号を取得するための合成フィルタバンク（５７０）と、を備えるシステム。
17. 請求項１６に記載のシステムであって、上記分析フィルタバンク（５００）は上記複数の実数サブバンド信号がＬ個の実数サブバンド信号を含むように構成されており、Ｌは正の整数であり、
    上記複数の実数サブバンド信号を処理する装置（２１０；５２０）は、複数の複素サブバンド信号とさらなる複数の実数サブバンド信号とを出力するように構成されており、
    上記複数の複素サブバンド信号はＫ個の複素サブバンド信号を含み、かつ上記さらなる複数の実数サブバンド信号は（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号を含み、Ｋは１からＬまでの範囲内の整数であり、
    上記修正要素（１０３）は、上記複数の複素サブバンド信号のうちＫ個の複素サブバンド信号を修正し、Ｋ個の複素サブバンド信号を修正された形式で出力するものであり、
    上記システムは、上記さらなる複数の実数サブバンド信号を修正し、上記さらなる複数の実数サブバンド信号を修正された形式で出力する別の修正要素（１０２）をさらに備え、
    上記装置（３１０；５６０）は、Ｋ個の実数サブバンド信号を含む上記複数の複素サブバンド信号と、（Ｌ−Ｋ）個の実数サブバンド信号を含む上記さらなる複数の実数サブバンド信号とを処理して、最終的な複数の実数サブバンド信号を得るものであり、
    上記最終的な複数の実数サブバンド信号はＬ個の実数サブバンド信号を含み、
    上記合成フィルタバンク（５７０）は、上記最終的な複数の実数サブバンド信号を上記オーディオ出力信号へと処理するように構成されていることを特徴とするシステム。
18. 複素サブバンド信号を取得するために、第１の実数サブバンド信号と第２の実数サブバンド信号とを含む複数の実数サブバンド信号を処理する方法であって、
    上記第１の実数サブバンド信号を濾波して第１の濾波されたサブバンド信号を取得するステップと、
    上記第２の実数サブバンド信号を濾波して第２の濾波されたサブバンド信号を取得するステップと、
    上記第１の濾波されたサブバンド信号と上記第２の濾波されたサブバンド信号とを結合して実数中間サブバンド信号を取得するステップと、
    上記複素サブバンド信号の実数部としての上記複数の実数サブバンド信号からの実数サブバンド信号と、上記複素サブバンド信号の虚数部としての上記中間サブバンド信号に基づく信号とを結合するステップと、を含み、
    上記複数の実数サブバンド信号は実数ＱＭＦ分析バンク（５００）によって出力されることを特徴とする方法。
19. 請求項１８に記載の方法を実行するため、コンピュータ上で実行可能なコンピュータプログラム。

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