ES2300099T3 - Banco de filtros modulado parcialmente complejo. - Google Patents
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Abstract
Aparato (210; 520) para procesar una pluralidad de señales de subbanda de valor real, comprendiendo la pluralidad de señales de subbanda de valor real una primera señal de subbanda de valor real y una segunda señal de subbanda de valor real, para obtener una señal de subbanda de valor complejo, que comprende: un filtro (204; 401; 600) multibanda para proporcionar una señal de subbanda intermedia de valor real basándose en el filtrado de la primera señal de subbanda de valor real para obtener una primera señal de subbanda filtrada y la segunda señal de subbanda de valor real para obtener una segunda señal de subbanda filtrada y basándose en combinar la primera señal de subbanda filtrada y la segunda señal de subbanda filtrada para obtener la señal de subbanda intermedia de valor real; y un calculador (215; 650) para proporcionar la señal de subbanda de valor complejo combinando la señal de subbanda de valor real de la pluralidad de señales de subbanda de valor real como una parte real de la señal de subbanda de valor complejo y una señal basándose en la señal de subbanda intermedia como una parte imaginaria de la señal de subbanda de valor complejo.
Description
Banco de filtros modulado parcialmente
complejo.
La presente invención se refiere a un aparato y
método para procesar una pluralidad de señales de subbanda de valor
complejo y a un aparato y método para procesar una pluralidad de
señales de subbanda de valor real, especialmente en el campo de la
codificación y descodificación de señales de audio.
Se ha mostrado en [P. Ekstrand, "Bandwidth
extension of audio signals by spectral band replication",
Proc. 1st IEEE Benelux Workshop on Model based Processing and
Coding of Audio (MPCA-2002), páginas 53 a 58,
Leuven, Bélgica, 2002], que un banco de filtros modulado
exponencial complejo es una herramienta excelente para el ajuste de
envolvente espectral de señales de audio. Una aplicación de esta
característica es la codificación de audio basada en replicación de
banda espectral (SBR, Spectral Band Replication). Otras
aplicaciones provechosas de un banco de filtros complejo incluyen
panning (cambio independiente de volumen de los canales
izquierdo y derecho) y espacialización selectivos en frecuencia para
estéreo paramétrico, véase [E. Schuijers, J. Breebart, H.
Purnhagen, J. Engdegard: "Low complexity stereo parametric
coding", Proc. 116th AES convention, 2004, artículo 6073] y
codificación multicanal paramétrica, véase [J. Herre et al.:
"The reference model architecture for MPEG spacial audio
coding", Proc. 118th AES convention, 2005, artículo 6447]. En
esas aplicaciones la resolución de frecuencia del banco de filtros
complejo se mejora adicionalmente a bajas frecuencias por medio de
filtrado de subbanda. El banco de filtros híbrido combinado consigue
con esto una resolución de frecuencia que permite el procesamiento
de indicaciones espaciales a una resolución espectral que sigue de
cerca la resolución espectral del sistema auditivo binaural. El
filtrado adicional no introduce en sí mismo aliasing (efecto
de solapamiento), incluso si se aplican modificaciones, por lo que
la calidad del banco de filtros híbrido se determina por las
propiedades de aliasing del primer banco de filtros.
Si las limitaciones en la complejidad
computacional impiden la utilización de un banco de filtros modulado
exponencial complejo, y sólo permiten una implementación (de valor
real) de coseno modulado, nos encontramos con fuerte
aliasing cuando el banco de filtros se utiliza para el ajuste
de envolvente espectral. Tal como se muestra en [O. Shimada et
al.: "A low power SBR algorithm for the
MPEG-4 audio standard and its DSP
implementation", Proc. 116th AES convention, 2004, artículo
6048] el agrupamiento de ganancia de subbanda adaptativo (o bloqueo
de ganancia) puede aliviar el aliasing en cierta medida. Sin
embargo, este método funciona de la mejor manera cuando sólo tienen
que modificarse componentes de alta frecuencia de la señal. Para
fines de panning en codificación multicanal paramétrica, la
cantidad de bloqueo de ganancia necesaria para hacer el
aliasing a frecuencias inferiores inaudible reducirá
enormemente la selectividad en frecuencia de la herramienta del
banco de filtros y hará que en la práctica la selectividad en
frecuencia adicional de un banco de filtros híbrido sea
inalcanzable. El resultado es una impresión de sonido bastante
estrecho y problemas con la correcta colocación de fuentes de
sonido. Se obtendría un compromiso mucho mejor entre la calidad y
la complejidad si el procesamiento de señales complejas pudiera
mantenerse sólo para las frecuencias inferiores más importantes
desde el punto de vista de la percepción.
Es el objetivo de la presente invención
proporcionar un concepto más eficaz para proporcionar una señal que
permita una manipulación con mejor calidad y un concepto más eficaz
para reducir una señal con menos distorsiones.
Este objetivo se consigue mediante un aparato
según la reivindicación 1, un aparato según la reivindicación 17,
un sistema según la reivindicación 35, un método según la
reivindicación 37, un método según la reivindicación 38, y un
programa informático según la reivindicación 39.
La presente invención describe un aparato para
procesar una pluralidad de señales de subbanda de valor real,
comprendiendo la pluralidad de señales de subbanda de valor real una
primera señal de subbanda de valor real y una segunda señal de
subbanda de valor real para proporcionar al menos una señal de
subbanda de valor complejo, que comprende un filtro multibanda para
proporcionar una señal de subbanda de valor real intermedia
filtrando la primera señal de subbanda para proporcionar una
primera señal de subbanda filtrada y la segunda señal de subbanda
de valor real para obtener una segunda señal de subbanda filtrada y
combinando la primera y la segunda señales de subbanda filtradas
para proporcionar la señal de subbanda intermedia de valor real y un
calculador para proporcionar la señal de subbanda de valor complejo
combinando una señal de subbanda de valor real de la pluralidad de
señales de subbanda de valor real como la parte real de la señal de
subbanda de valor complejo y la señal de subbanda intermedia como
una parte imaginaria de la señal de subbanda de valor complejo.
Según un segundo aspecto de la presente
invención, la presente invención describe un aparato para procesar
una pluralidad de señales de subbanda de valor complejo,
comprendiendo la pluralidad de señales de subbanda de valor
complejo una primera señal de subbanda de valor complejo y una
segunda señal de subbanda de valor complejo para obtener una señal
de subbanda de valor real, que comprende un extractor para extraer
de la primera señal de subbanda de valor complejo una primera parte
imaginaria, para extraer de la segunda señal de subbanda de valor
complejo una segunda parte imaginaria y para extraer de la primera,
de la segunda o de una tercera señal de subbanda de valor complejo
de la pluralidad de señales de subbanda de valor complejo una parte
real, un filtro multibanda para proporcionar una señal de subbanda
intermedia de valor real filtrando la primera parte imaginaria para
proporcionar una primera señal de parte imaginaria filtrada,
filtrando la segunda parte imaginaria para proporcionar una segunda
señal de parte imaginaria filtrada y combinando la primera y la
segunda señales de parte imaginaria filtradas para proporcionar la
señal de subbanda intermedia, y un calculador para proporcionar la
señal de subbanda de valor real combinando la señal de parte real y
la señal intermedia.
La presente invención se basa en el
descubrimiento de que puede procesarse una pluralidad de señales de
subbanda de valor real para proporcionar al menos una señal de
subbanda de valor complejo que permite una manipulación con una
mejor calidad que una manipulación de la pluralidad de señales de
subbanda de valor real, en la que sólo se aumenta ligeramente una
complejidad computacional del procesamiento de la pluralidad de
señales de subbanda de valor real. Para ser más precisos, la
presente invención se basa en el hecho de que una pluralidad de
señales de subbanda de valor real puede procesarse mediante un
filtro multibanda y mediante un calculador para obtener una señal
de subbanda de valor complejo que puede manipularse bastante más
fácilmente sin crear un número significativo de distorsiones y un
aliasing mínimo en comparación con manipular directamente la
pluralidad de señales de subbanda de valor real.
En una realización de la presente invención, se
describe un aparato de la invención para procesar una pluralidad de
señales de subbanda de valor real, que proporciona una pluralidad de
señales de subbanda de valor complejo a partir de un subconjunto de
la pluralidad de señales de subbanda de valor real, en el que se
proporciona un segundo subconjunto de la pluralidad de señales de
subbanda de valor real como una pluralidad adicional de señales de
subbanda de valor real sin procesarse en un número correspondiente
de señales de subbanda de valor complejo. Por tanto, esta
realización representa un banco de filtros de análisis modulado
parcialmente complejo, en el que las señales de subbanda de valor
complejo tendrán las mismas ventajas que las señales de subbanda
correspondientes de un banco de filtros modulado exponencialmente
complejo en cuanto a estabilidad de estimación de energía con un
aliasing mínimo que surge de modificaciones invariantes en el
tiempo lineales tal como un nivel de ajuste y filtrado adicional.
Además, como una ventaja adicional, la complejidad computacional en
comparación con un banco de filtros complejo para procesar señales
de valor complejo se reduce significativamente.
Tal como se explicará posteriormente,
realizaciones adicionales de la presente invención también pueden
comprender modificaciones y un modificador que introduce
manipulaciones no lineales y/o de varianza en el tiempo. Ejemplos
de tales realizaciones provienen de los campos de SBR de alta
calidad, aplicaciones variadas de parámetros espaciales y otras
aplicaciones. En estas realizaciones, todas las propiedades
ventajosas de los manipuladores del correspondiente banco complejo
están presentes en la parte compleja del banco de filtros
parcialmente complejo de las realizaciones de la presente
invención.
En una realización adicional de la presente
invención, la pluralidad adicional de señales de subbanda de valor
real, que se hace pasar por el aparato de la invención para procesar
la pluralidad de señales de subbanda de valor real, se retarda
mediante un retardador para garantizar una sincronización oportuna
con respecto a las señales de subbanda de valor complejo emitidas
por el aparato de la invención.
El segundo aspecto de la presente invención se
basa en el descubrimiento de que una pluralidad de señales de
subbanda de valor complejo pueden reducirse más eficazmente a una
señal de subbanda de valor real con menos distorsiones y un
aliasing mínimo extrayendo de al menos dos señales de
subbanda de valor complejo partes imaginarias de valor real de las
al menos dos señales de subbanda de valor complejo y extrayendo de
la primera, de la segunda o de una tercera señal de subbanda de
valor complejo una parte real mediante un extractor, mediante un
filtro multibanda para proporcionar una señal intermedia basándose
en las partes imaginarias y mediante un calculador para
proporcionar la señal de subbanda de valor real combinando la señal
de parte real y la señal intermedia. Para ser más precisos, la
presente invención se basa en el descubrimiento de que antes de una
síntesis real opcional otro filtro multibanda convierte las señales
de subbanda de valor complejo de nuevo en señales de subbanda de
valor real, en el que el comportamiento de la calidad de
reconstrucción y el procesamiento de señales global está en línea
con el de un banco de filtros complejo.
Dependiendo de las implementaciones concretas de
las realizaciones, el extractor también puede implementarse como un
separador, si por ejemplo ha de proporcionarse más de sólo una señal
de subbanda de valor real. En este caso podría ser útil extraer de
todas las señales de subbanda de valor complejo sus partes reales y
partes imaginarias apropiadas para el procesamiento adicional.
Por el contrario, incluso si sólo ha de
obtenerse una única señal de subbanda de valor real basándose en
tres o más señales de subbanda de valor complejo diferentes, el
extractor puede implementarse como un separador, que separa cada
señal de subbanda de valor complejo tanto en sus partes reales como
en sus partes imaginarias. En este caso, las señales de parte
imaginaria y las señales de parte real no requeridas en el proceso
adicional pueden simplemente despreciarse. Por tanto, los términos
separador y extractor pueden utilizarse como sinónimos en el marco
de la presente solicitud.
Además, en el marco de la presente solicitud,
las señales de parte imaginaria y las partes imaginarias así como
las partes reales y las señales de parte real se refieren a que
ambas señales tienen valores que corresponden o bien a una parte
imaginaria o bien a una parte real de un valor de señales de
subbanda complejas. En este contexto, también debería observarse
que en principio ambas, cualquier señal de parte imaginaria y
cualquier señal de parte real, pueden o bien tener valor real o
bien valor complejo.
En una realización de la presente invención,
también se proporciona a un aparato de la invención para procesar
una pluralidad de señales de subbanda de valor complejo una
pluralidad de señales de subbanda de valor real, en la que la
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo se procesa tal
como se describe anteriormente y en la que la pluralidad de señales
de subbanda de valor real se proporciona de una forma no filtrada en
una salida del aparato. Por tanto, esta realización forma un banco
de filtros de síntesis modulado parcialmente complejo. Una ventaja
principal de esta realización es que el comportamiento de la calidad
de reconstrucción y el procesamiento de señales global está en
línea con el de un banco de filtros complejo con respecto a la
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo y en línea con
el de un banco de filtros real en el intervalo de frecuencia
restante representado por la pluralidad de señales de subbanda de
valor real. Como ventaja adicional de las realizaciones, la
complejidad computacional sólo se aumenta ligeramente en comparación
con la de un banco de filtros de valor real. Además, como ventaja
adicional de las realizaciones surge una transición perfecta entre
los dos intervalos de frecuencia representados por ambas, la
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo y la pluralidad
de señales de subbanda de valor real, a partir de un tratamiento de
banda de borde particular. Además, como ventaja adicional, la
complejidad computacional en comparación con un banco de filtros
complejo para procesar señales de valor complejo se reduce
significativamente.
Una realización adicional de la presente
invención describe un sistema que combina ambos, un aparato de la
invención para procesar una pluralidad de señales de subbanda de
valor real y un aparato de la invención para procesar una
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo, en la que una
pluralidad de señales de subbanda de valor real también se hace
pasar por ambos aparatos de la invención. Entre los dos aparatos de
la invención, un primer y un segundo manipulador modifican la
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo emitida por el
aparato de la invención para procesar una pluralidad de señales de
subbanda de valor real y modificar la pluralidad adicional de
señales de subbanda de valor real, respectivamente. El primer y el
segundo manipulador pueden realizar modificaciones invariantes en
el tiempo lineales tales como un ajuste de envolvente o un filtrado.
Como consecuencia, en el sistema descrito, el comportamiento de la
calidad de reconstrucción y el procesamiento de señales global está
con respecto al intervalo de frecuencia representado por la
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo en línea con el
de un banco de filtros complejo y con respecto al intervalo de
frecuencia representado por la pluralidad adicional de señales de
subbanda de valor real en línea con el de un banco de filtros real,
llevando a una manipulación de las señales con una calidad mucho
mejor en comparación con modificar directamente la pluralidad de
señales de subbanda de valor real, mientras que la complejidad
computacional sólo se aumenta ligeramente. Tal como se comentó
anteriormente y se explica más detalladamente posteriormente, los
manipuladores de otras realizaciones no están limitados a
manipulaciones invariantes en el tiempo y/o lineales.
En una realización adicional del aparato de la
invención para procesar una pluralidad de señales de subbanda de
valor complejo, una pluralidad adicional de señales de subbanda de
valor real se hace pasar de una forma retardada empleando un
retardador para garantizar una sincronización oportuna con respecto
a la señal de subbanda de valor real emitida por el aparato de la
invención para procesar una pluralidad de señales de subbanda de
valor complejo.
La presente invención, que se define mediante
las reivindicaciones independientes adjuntas, se describirá a
continuación a modo de ejemplos ilustrativos, con referencia a los
dibujos adjuntos. En las reivindicaciones dependientes se definen
realizaciones preferidas de la presente invención y posteriormente
se describen mediante los siguientes dibujos, en los que:
la figura 1 ilustra un procesamiento de señales
parcialmente complejas;
la figura 2 ilustra un banco de filtros de
análisis parcialmente complejo;
la figura 3 ilustra un banco de filtros de
síntesis parcialmente complejo;
la figura 4 ilustra un filtrado multibanda;
la figura 5 ilustra el espectro de una señal
original que contiene múltiples componentes sinusoidales;
la figura 6 ilustra el espectro de una señal
obtenida mediante análisis y síntesis sin modificación de subbanda
en un banco de filtros parcialmente complejo que no incorpora la
característica de transición perfecta enseñada por la presente
invención;
la figura 7 ilustra el espectro de una señal
obtenida mediante la modificación en el dominio de subbanda de un
banco de filtros complejo;
la figura 8 ilustra el espectro de una señal
obtenida mediante la modificación en el dominio de subbanda de un
banco de filtros real;
la figura 9 ilustra el espectro de una señal
obtenida mediante la modificación en el dominio de subbanda de un
banco de filtros parcialmente complejo tal como enseña la presente
invención;
la figura 10 ilustra un banco de análisis QMF
híbrido para una transformada de tiempo/frecuencia en codificación
de audio espacial;
la figura 11 ilustra un banco de síntesis QMF
híbrido para un transformada de tiempo/frecuencia en codificación
de audio espacial;
la figura 12 muestra un diagrama de flujo de un
banco de análisis QMF de valor real;
la figura 13 muestra una realización de un
aparato de la invención para procesar una pluralidad de señales de
subbanda de valor real como un conversor real a complejo, y
la figura 14 muestra una realización de un
aparato de la invención para procesar una pluralidad de señales de
subbanda complejas en la forma de un conversor complejo a real.
Las realizaciones descritas posteriormente son
meramente ilustrativas de los principios de la presente invención
de un banco de filtros modulado parcialmente complejo. Se entiende
que las modificaciones y variaciones de las disposiciones y los
detalles descritos en el presente documento serán evidentes para
otros expertos en la técnica. Es la intención, por lo tanto, que
sólo esté limitada por el alcance de las reivindicaciones de
patente inmediatas y no por los detalles específicos presentados a
modo de descripción y explicación de las realizaciones en el
presente
documento.
documento.
La figura 1 ilustra el principio de
procesamiento de señales parcialmente complejas basado en unos
bancos de filtros de análisis 101 y síntesis 104 parcialmente
complejos. Una señal de entrada de audio digital se alimenta al
banco 101 de filtros de análisis parcialmente complejo. De un total
de L señales de subbanda, este banco de análisis emite K señales de
subbanda complejas y (L - K) señales de subbanda reales, donde K y
L son enteros positivos y K \leq L. Se realiza una primera
modificación 102 sobre las señales de subbanda reales y se realiza
una segunda modificación 103 sobre las señales complejas. Estas
modificaciones tienen ambas como objetivo determinar la señal de
audio en tiempo y en frecuencia. Las señales de subbanda modificadas
se alimentan posteriormente a un banco 104 de filtros de síntesis
parcialmente complejo que produce como salida la señal de audio
digital procesada.
La figura 2 ilustra los componentes de una
realización de un banco 101 de filtros de análisis parcialmente
complejo según enseña la presente invención. La señal de entrada de
audio digital se analiza mediante un banco 201 de filtros de coseno
modulado de L bandas que en la salida divide las L señales de
subbanda reales en dos grupos. El primer grupo que consiste en K
señales de subbanda reales se filtra mediante el filtro 204
multibanda cuya salida se multiplica por el negativo de la unidad
imaginaria en el multiplicador 205 y se suma en 206 a las K señales
de subbanda reales retardadas por 203 con el fin de producir K
señales de subbanda complejas. Esas señales de subbanda se ajustan
en ganancia mediante una ganancia 207 real fija y se emiten como
las K subbandas complejas del análisis parcialmente complejo. El
segundo grupo que consiste en (L-K) señales de
subbanda reales se alimenta a la unidad 202 de retardo cuya salida
constituye las subbandas reales del análisis parcialmente complejo.
La cantidad de retardo tanto en 202 como en 203 se ajusta con el fin
de compensar el retardo introducido por el filtro 204 multibanda.
El retardador 202, el retardador 203, el filtro 204 multibanda, el
multiplicador 205, el sumador 206 y el ajuste 207 de ganancia real
fija forman un conversor 210 real a complejo, que está dotado de
una pluralidad de K señales de subbanda de valor real y una
pluralidad adicional de (L - K) señales de subbanda de valor real
que proporcionan K señales de subbanda de valor complejo y (L - K)
señales de subbanda de valor real. Además, el multiplicador 205 y el
sumador 206 forman un calculador 215, que proporciona al menos una
señal de subbanda de valor complejo basándose en al menos una señal
de subbanda de valor real como una señal de parte real y en al
menos una señal de subbanda de valor real como una parte imaginaria
de la señal de subbanda de valor complejo.
La figura 3 ilustra los componentes de una
realización de un banco 104 de filtros de síntesis parcialmente
complejo tal como enseña la presente invención. Las
(L-K) señales de subbanda reales simplemente se
retardan en 304 y se alimentan a (L-K) entradas del
banco 308 de filtros de síntesis de coseno modulado de L bandas.
Las K subbandas complejas se ajusten en ganancia en primer lugar
mediante una ganancia 301 real fija. Entonces las partes real e
imaginaria de las señales de subbanda complejas se extraen en 302 y
303 respectivamente. Las partes imaginarias de las subbandas se
filtran mediante el filtro 306 multibanda cuya salida se suma en
307 a las partes reales de las subbandas retardadas por 305. La
cantidad de retardo tanto en 304 como en 305 se ajusta con el fin
de compensar el retardo introducido por el filtro 306 multibanda. La
salida del sumador 307 se alimenta a K entradas restantes del banco
308 de filtros de síntesis de coseno modulado de L bandas. El
extractor 302 de parte real y el extractor 303 de parte imaginaria
forman juntos un separador 309 para separar una señal de subbanda
de valor complejo en una señal de parte real de valor real y la
señal de parte imaginaria de valor real. Para ser más precisos, el
extractor 302 de parte real proporciona la señal de parte real y el
extractor 303 de parte imaginaria proporciona la señal de parte
imaginaria. En una realización especial mostrada en la figura 3, el
separador 309 procesa o, más bien, separa K señales de subbanda de
valor complejo en K señales de parte real de valor real y K señales
de parte imaginaria de valor
real.
real.
Sin embargo, tal como se describió
anteriormente, el separador 309 también puede implementarse como un
extractor, que esté adaptado para no separar todas las señales de
subbanda de valor complejo en señales de parte real y señales de
parte imaginaria. Por tanto, también se puede hacer referencia al
separador 309 como sinónimo de extractor 309 para extraer señales
de parte real (partes reales) y señales de parte imaginaria (partes
imaginarias) de señales de subbanda de valor complejo.
El ajustador 301 de ganancia real fija, el
separador 309, que comprende el extractor 302 de parte real y el
extractor 303 de parte imaginaria, el retardador 304, el retardador
305, el filtro 306 multibanda y el sumador 307 forman juntos un
conversor 310 complejo a real de la invención, que puede convertir K
señales de subbanda de valor complejo en K señales de subbanda de
valor real y proporcionar (L-K) señales de subbanda
de valor real de una forma retardada en un salida del conversor 310
complejo a real.
La figura 4 ilustra el funcionamiento de un
filtro 401 multibanda que toma K señales de subbanda reales como
entradas 0,1,2,...,(K- 1) y proporciona K señales de subbanda reales
como salidas 0,1,2,...(K- 1). En el lenguaje de sistemas lineales
esto es simplemente un sistema de múltiples
entradas-múltiples salidas (MIMO, Multiple Input
Multiple Output) de tiempo discreto invariante en el tiempo
lineal. La salida m-ésima se produce en 402m filtrando las
(q(m) +p(m) + 1) entradas
(m-q(m)),...,m....,(n+p(m)) con los
filtros F_{m,-q(m)},...,F_{m,0},...,F_{m,+p(m)}
respectivamente y sumando los resultados en 403m. Las restricciones
(m-q(m))\geq 0 y (m+p(m))\leqK- 1
deben cumplirse. Tal como se comenta en la siguiente descripción, la
presente invención enseña cómo obtener una representación compleja
de alta calidad utilizando filtros 204 y 306 multibanda de baja
complejidad computacional que tienen
y
Además, pueden aprovecharse similitudes de los
filtros F_{m,-1} y F_{m,1} para reducir la complejidad aún más.
Los valores particularmente pequeños de q(m) y p(m)
tal como se describe por (1) y (2) pueden utilizarse cuando el
filtro prototipo del banco de filtros de coseno modulado tiene un
grado suficientemente alto de atenuación de banda de atenuación.
Esto requiere implícitamente una cierta longitud mínima del filtro
prototipo. Para filtros prototipo más cortos, los valores de
q(m) y p(m) tienen que aumentarse. Sin embargo, el
método enseñado por la presente invención sigue siendo eficaz
computacionalmente puesto que la longitud de los filtros F_{m,r}
es proporcional a la longitud del filtro prototipo.
Los filtros implementados en el filtro 401
multibanda pueden ser en principio todas las clases de filtros con
todos los tipos de característica de filtro. En la realización
mostrada en la figura 4, el filtro F_{m,0} multibanda, que mapea
una señal de subbanda con el índice m en una señal de subbanda con
el mismo índice m de subbanda es normalmente un filtro paso banda
con una frecuencia central en (\pi/2). En el caso de un filtro
multibanda que combina tres señales de subbanda en una señal de
subbanda como una señal de banco de filtros, los otros dos filtros
F_{m,-q(m)} y F_{m,+p(m)} multibanda son
normalmente o filtros paso alto o paso bajo, dependiendo su tipo
exacto del índice m de subbanda. Si el filtro 401 multibanda está
adaptado para combinar más de tres señales de subbanda para obtener
las señales de subbanda de filtro con un índice m, que no es señal
de subbanda "de borde", los tipos correspondientes de filtros
multibanda pueden ser filtros paso banda, filtros paso alto,
filtros paso bajo, filtros de atenuación de banda o todos los
filtros de paso.
Las realizaciones mostradas en las figuras 1 a 3
por tanto describen un método para la modificación de una señal de
audio de tiempo discreto, caracterizado por:
\bullet filtrar la señal mediante un banco de
filtros de análisis de coseno modulado,
\bullet crear muestras de subbanda complejas
para un subconjunto de las subbandas por medio de filtrado
multibanda,
\bullet modificar tanto las muestras de
subbanda reales como complejas,
\bullet transformar las muestras complejas
resultantes en muestras reales por medio de un filtrado
multibanda,
\bullet filtrar las muestras de subbanda
reales a través de un banco de filtros de síntesis de coseno
modulado.
La figura 5 ilustra una parte del espectro de
magnitud de una señal original que contiene múltiples componentes
sinusoidales. Este espectro se obtiene mediante el uso de una
transformada de Fourier discreta con ventana. El eje de frecuencia
está normalizado de tal manera que el índice n de frecuencia
corresponde a una frecuencia de tiempo discreto igual a (n\pi/L)
con L = 64. Por tanto, si la frecuencia de muestreo de la señal de
audio digital es f_{s}, el intervalo de frecuencia mostrado en la
figura 5 va de (5 /64)\cdotf_{s} /2 a
(11/64)\cdotf_{s}/2. En esta normalización, la subbanda
con índice n de un banco de filtros modulado complejo o real con L
subbandas tiene una respuesta con el lóbulo principal centrado
entre el índice n y (n+1) de frecuencia. Esta convención se cumple
para todas las figuras 5 a 9.
Dicho de otro modo, cada subbanda o señal de
subbanda se asocia tanto con un índice n o m como con una frecuencia
central de la subbanda correspondiente. Por tanto, las señales de
subbanda o más bien las subbandas pueden disponerse según las
frecuencias centrales asociadas con las señales de subbanda de tal
manera que un índice creciente puede, por ejemplo, corresponder a
una frecuencia superior.
La figura 6 ilustra el espectro de una señal
obtenida mediante análisis y síntesis sin modificación de subbanda
en un banco de filtros parcialmente complejo que no incorpora la
característica de transición perfecta enseñada por la presente
invención. Específicamente, se considera un enfoque más simplista en
el que 101 se construye a partir de dos bancos de filtros con L =
64 subbandas, el primer banco es modulado exponencial complejo y el
segundo banco es de coseno modulado. Ambos bancos de filtros
proporcionan una reconstrucción casi perfecta cuando se utilizan
por separado. La construcción considerada en este caso toma las K =
8 primeras subbandas del primer banco complejo y las (L - K) = 56
subbandas restantes del segundo banco real. La señal de entrada es
idéntica a la señal considerada en la figura 5, y tal como puede
verse por comparación con la figura 5, se ha introducido una
componente alias cerca del índice 8 de frecuencia, que marca la
frecuencia de transición entre subbandas reales y complejas.
Haciendo caso omiso por un momento de que la complejidad de este
enfoque simplista es de hecho superior que para un banco complejo
único, el ejemplo muestra que existe una necesidad de un
tratamiento especial para la transición entre subbandas reales y
complejas. El caso en el que no se realizan modificaciones en 102 y
103 ocasionaría preferiblemente una salida de audio digital de 104
que no puede distinguirse perceptualmente de la entrada en 101. Los
bancos de filtros de análisis y de síntesis parcialmente complejos
descritos por la presente invención tal como en las figuras 2 y 3
tienen exactamente esa característica. En particular, el espectro
de magnitud correspondiente de la señal procesada es idéntico al de
la figura 5. Por tanto, una concatenación de un filtro de análisis
multibanda o un banco de filtros de análisis y un filtro multibanda
de síntesis o un banco de filtros de síntesis, dicho de otro modo
una concatenación de un filtrado de análisis y de síntesis
multibanda, debería llevar a una reconstrucción casi perfecta, por
ejemplos, hasta un cambio de signo. La figura 7 ilustra el espectro
de una señal obtenida mediante modificación en el dominio de
subbanda de un banco de filtros modulado exponencial complejo. La
modificación consiste en aplicar una ganancia g(n) a la
subbanda con índice n, donde g(n) es una función decreciente
de n. En comparación con la figura 5, las componentes sinusoidales
tienen, en consecuencia, magnitudes cambiadas sencillamente. Esto
describe el comportamiento deseado de un ajuste de envolvente o
ecualización de la señal original. Realizar la misma modificación
con un banco de filtros de coseno modulado real lleva a una señal de
salida con el análisis de frecuencia representado en la figura 8.
Las componentes sinusoidales alias adicionales hacen que el
resultado se desvíe considerablemente del comportamiento deseado
tal como se describe mediante la figura 7 y la distorsión es
audible. Aplicar la misma modificación de ganancia en un banco de
filtros parcialmente complejo se enseña mediante las figuras 2 y 3,
realizada mediante filtros multibanda tal como en la figura 4 con 11
coeficientes de filtro para cada filtro individual lleva al
espectro de magnitud de la figura 9. De nuevo se elige K = 8 y, tal
como puede verse, la salida tiene la calidad de procesamiento de
banco de filtros complejo (figura 7) por debajo del índice
K-0,5 = 7,5 de frecuencia y la calidad del
procesamiento de banco de filtros real (figura 8) por encima de
este índice de frecuencia.
Por tanto, la presente invención se refiere a
sistemas que comprenden ecualización, ajuste de envolvente
espectral, panning selectivo en frecuencia, o
espacialización selectiva en frecuencia de señales de audio
utilizando un banco de filtros de subbanda de valor real de
muestreo reducido. Esto permite la supresión de aliasing
para un intervalo de frecuencia seleccionado transformando un
subconjunto correspondiente de señales de subbanda en señales de
subbanda de valor complejo. Suponiendo que el aliasing fuera
del intervalo de frecuencia seleccionado se nota menos o puede
aliviarse por otros métodos, esto permite grandes ahorros en
esfuerzo computacional en comparación con el uso de un banco de
filtros de valor complejo.
\vskip1.000000\baselineskip
Para mayor facilidad de los cálculos se modelará
en el presente documento un banco de filtros de L bandas modulado
exponencial complejo mediante una transformada con ventana de tiempo
continuo utilizando las formas de ondas de síntesis
\vskip1.000000\baselineskip
donde n, k son enteros con n \geq
0
y
\vskip1.000000\baselineskip
Se supone que la función v(t) ventana
tiene un valor real. Dividiendo
e_{n}(t)=c_{n}(t)+is_{n}(t) en partes
real e imaginaria, se obtienen las formas de onda de síntesis para
bancos de filtros de coseno y seno modulado,
\vskip1.000000\baselineskip
Los resultados para señales de tiempo discreto y
bancos de filtros con L subbandas se obtienen mediante el muestreo
adecuado de la variable t con espaciamiento 1/L. Se define el
producto interno entre señales por
donde la estrella denota
conjugación compleja. Para señales de tiempo discreto la integral se
sustituye por una suma. La operación de un análisis de banco de
filtros de coseno o seno modulado de una señal x(t) se
describe entonces
por
Dadas las señales de subbanda
\tilde{\alpha}_{n}, \tilde{\beta}_{n}, las operaciones de
síntesis correspondientes son
Para señales de tiempo discreto, la suma sobre
el índice n de subbanda está limitada a (L-1). Es
ampliamente conocido a partir de la teoría de bancos de filtros de
coseno/seno modulados y transformadas solapadas que la función
v(t) ventana puede diseñarse de tal manera que las
operaciones de análisis y síntesis combinadas llevan a una
reconstrucción perfecta y_{c} = y_{s} = x para señales de
subbanda no modificadas \tilde{\alpha}_{n} = \alpha_{n},
\tilde{\beta}_{n} = \beta_{n}. Para diseños de reconstrucción
casi perfecta, esas igualdades serán aproximadas.
El funcionamiento de un banco de filtros
modulado exponencial complejo tal como se enseña mediante
PCT/SE02/
00626 "Aliasing reduction using complex exponential modulated filter banks" puede describirse mediante el análisis complejo,
00626 "Aliasing reduction using complex exponential modulated filter banks" puede describirse mediante el análisis complejo,
donde g_{a} es un factor de
ganancia de análisis real fijo. La síntesis de señales de subbanda
complejas \tilde{\gamma}_{n} = \tilde{\alpha}_{n}
i\tilde{\beta}_{n} se define
mediante
donde g_{s} es un factor de
ganancia de síntesis real fijo. Suponiendo que las señales de
subbanda complejas no están modificadas \tilde{\gamma}_{n} =
\gamma_{n} y que los bancos de coseno y seno modulados tienen
reconstrucción perfecta, se obtiene a partir de (8) y (9)
que
Por tanto, se consigue una reconstrucción
perfecta si
Una elección particularmente atractiva de
ganancias fijas que lleva a una conservación de energía de la
representación de subbanda compleja es g_{a} = g_{s}
=1/\sqrt{2}.
\newpage
Es inmediato que en el caso complejo pueden
permitirse desviaciones de la modulación específica descritas por
(4) mediante un factor de fase fijo para cada subbanda sin cambiar
las propiedades de reconstrucción, puesto que la modificación de
las señales de subbanda complejas en (9) y (10) se cancelará. El
banco de filtros modulado exponencial complejo se sobremuestrea por
un factor de dos. Con un diseño de ventana apropiado, esto permite
ajuste de envolvente virtualmente libre de alias tal como se muestra
en el documento PCT/SE02/00626 "Aliasing reduction using
complex exponential modulated filter banks". Tales diseños
son a menudo más fáciles de conseguir abandonando el marco de
trabajo de reconstrucción estrictamente perfecta descrito
anteriormente en favor de una reconstrucción casi
perfecta.
Suponiendo que sólo está disponible el análisis
de banco de coseno modulado \alpha_{n} (k) de (7), puede
obtenerse el análisis de banco de seno modulado
\beta_{m}(l) correspondiente combinando una etapa de
síntesis de banco de coseno y un análisis de banco de seno. Se
obtiene que
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde un cambio de la variable de
tiempo en el producto interior lleva
a
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Por tanto la suma con respecto a k en (13)
corresponde a un filtrado y la estructura global se reconoce como
una versión del filtrado multibanda representado en la figura 4 con
infinitamente muchas bandas. Una reescritura en términos de las
formas (4) de onda complejas proporciona
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Después de una sustitución t\rightarrow t +
\lambda/2, el primer término de (15) puede ampliarse en
Con una ventana v(-t) = v(t) simétrica,
la parte imaginaria de la integral en (16) desaparece, de tal
manera que
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
con la
definición
Esta expresión es una función par de tanto m
como \lambda. Para diseños adecuados de ventanas se puede suponer
que h_{\mu} desaparece para |\mu|>1. En el caso de tiempo
discreto, la integral en (18) ha de sustituirse por una suma de
enteros v' con t = (v + \theta) / L, donde L es el número de
subbandas y \theta es un valor de desfase igual o bien a 0 o bien
a 1/2. La homóloga de (18) para tiempo discreto es periódica en
\mu con periodo 2L para \theta = 0 y antiperiódica en \mu con
periodo 2L para \theta = 1/2. Insertar n = m+r en (15)
proporciona
Haciendo referencia a 402m en la figura 4,
f_{m,r}(\lambda) =(c_{m+r},s_{m,\lambda}) puede
utilizarse como la respuesta de impulso del filtro F_{m,r} si se
inserta L = K en los cálculos anteriores. Suponiendo que h_{\mu}
desaparece excepto para \mu =2K\kappa+\sigma donde \kappa es
un entero y \sigma \in {- 1, 0, 1}, se deduce que el segundo
término de (19) sólo proporciona una contribución para m = 0 y m =
(K-1). Estos casos de borde son importantes puesto
que contienen la clave para la casi invertibilidad del filtro 401
multibanda. Aparte de las modulaciones triviales de (19), sólo
tienen que considerarse dos filtros prototipo h_{0}, h_{1}, y
un examen de (19) muestra que sólo entran en juego las muestras
impares de h_{0}. Además está claro para los expertos en la
técnica que las modulaciones especiales de (19) y la similitud de
los filtros f_{m+1,-1} y f_{m-1,1} permite una
implementación muy eficaz del filtro multibanda en forma de
polifase. Una descripción más detallada de tal realización se
presentará a lo largo del resto de esta solicitud.
Para diseños prácticos es ventajoso abandonar el
producto (18) interior discretizado para el diseño de esos filtros
prototipo. En su lugar, para un entero N elegido los filtros
f_{m,r} se diseñan para proporcionar la mejor aproximación
\vskip1.000000\baselineskip
Esto proporciona un segundo camino, más directo,
para el análisis de banco de seno modulado
\vskip1.000000\baselineskip
donde la estrella denota
convolución. Además, ampliar la operación (8) de síntesis de seno
insertando (20) y recopilar los términos de coseno lleva
a
de tal manera que el filtro 306
multibanda de síntesis también tiene la estructura de 401 con
filtros sustituidos por G_{m,r} con respuestas de impulso
g_{m,r}(\lambda) = f_{m+r,-r}(-\lambda). También se
obtendría el mismo resultado de intercambiar el papel de la
modulación de coseno y seno en las derivaciones
anteriores.
La complejidad computacional total del filtro
multibanda es proporcional a N\cdotK operaciones por periodo de
muestra de subbanda, es decir, N\cdotK / L operaciones por muestra
de audio digital. Cuando K << L esto lleva a un ahorro
considerable en comparación con modulación de seno adicional
requerida para un banco de filtros modulado complejo completo.
En comparación con la aplicación de un banco de
filtros modulado puramente complejo o puramente real se introduce
un retardo adicional de N muestras de subbanda mediante el filtro
multibanda tanto en la etapa de análisis como de síntesis. Esto se
compensa retardando todas las muestras de subbanda que no pasan por
el filtro multibanda mediante un retardo de N muestras de subbanda
en 202, 203, 304, y 305. En el caso en el que la modificación 103
comprende un filtrado de subbanda tal como se describe en [E.
Schuijers, J. Breebart, H. Purnhagen, J. Engdegård: "Low complexity parametric stereo coding", Proc. 116th AES
convention, 2004, artículo 6073], los filtros de subbanda pueden
combinarse con el filtro 204 multibanda con el fin de permitir una
reducción del retardo total por medio de la aproximación de las
respuestas de impulso combinadas.
Si las K subbandas complejas seleccionadas son
las primeras K de un total de L subbandas, el filtro multibanda
emula el efecto de una síntesis de un banco de filtros con K
subbandas para un dominio de tiempo de K/L veces la frecuencia de
muestreo original seguido por un análisis con un banco de filtros
con K subbandas. Tal rodeo tiene la desventaja de llevar a un
retardo de filtro multibanda más largo que el que se puede conseguir
con el método de diseño enseñado por la presente invención. Para
aplicaciones en las que el número de canales de audio de análisis
es mucho menor que el número de canales de síntesis, el retardo de
análisis del filtro multibanda puede evitarse totalmente por el
precio de complejidad computacional superior simplemente realizando
el análisis 101 parcialmente complejo mediante un verdadero análisis
de banco de filtros modulado complejo con L subbandas y
despreciando la parte imaginaria de las últimas
(L-K) subbandas. Sin embargo, con el fin de hacer
que la combinación con la síntesis de la figura 3 lleve a una
reconstrucción casi perfecta en el caso de subbandas no alternadas
es necesario sustituir el análisis de la subbanda de borde con
índice (K-1) con un filtro de forma directo
especial seguido por submuestreo mediante un factor L. Por tanto,
puede obtenerse este filtro estudiando la síntesis parcialmente
compleja de la figura 3 en el caso en el que la subbanda de borde
con índice (K-1) contiene sólo una muestra que no es
cero y todas las otras subbandas son cero. A pesar de menos
utilidad en términos de reducción de complejidad, el retardo de
síntesis del filtro multibanda puede evitarse de manera similar
realizando la síntesis 104 parcialmente compleja mediante una
verdadera síntesis de banco de filtros modulado complejo con L
subbandas para la que la subbanda de entrada con índice
(K-1) se redirige a una operación de síntesis
separada que consiste en aumentar el muestreo por un factor L
seguido por un filtrado de forma directo especial. Los resultados
de la síntesis de banco complejo de (L-1) bandas y
la síntesis de una banda separada se suman entonces en el dominio de
tiempo.
La presente invención se refiere a sistemas que
comprenden ecualización, ajuste de envolvente espectral,
panning selectivo en frecuencia, o espacialización selectiva
en frecuencia de señales de audio utilizando un banco de filtros de
subbanda de valor real de muestreo reducido. Permite la supresión
del aliasing para un intervalo de frecuencia seleccionado
transformando un subconjunto correspondiente de señales de subbanda
en señales de subbanda de valor complejo. Suponiendo que el
aliasing fuera del intervalo de frecuencia seleccionado se
nota menos o puede aliviarse mediante otros métodos, esto permite
grandes ahorros en esfuerzo computacional en comparación con el uso
de un banco de filtros de valor complejo.
La presente invención enseña cómo obtener
representación compleja de una señal para un intervalo de frecuencia
seleccionado, con una complejidad computacional que es sólo
ligeramente más grande que la de un banco de filtros de valor real.
Se aplica un filtro multibanda eficaz a subbandas seleccionadas del
análisis de banco de filtros real con el fin de producir partes
imaginarias de esas señales de subbanda. El resultado es un análisis
de banco de filtros modulado parcialmente complejo. Las subbandas
que se han hecho complejas tendrán las mismas ventajas que las
subbandas correspondientes de un banco de filtros modulado
exponencialmente complejo en términos de estabilidad de estimación
de energía y mínimo aliasing que surge de modificaciones
invariantes en el tiempo lineales tales como ajuste de envolvente y
filtrado. Antes de la síntesis real, otro filtro multibanda
convierte las muestras de subbanda complejas de nuevo en muestras de
subbanda reales. El comportamiento de la calidad de reconstrucción
y del procesamiento de señales global está en línea con el de un
banco de filtros complejo en el intervalo de frecuencia que se ha
hecho complejo y en línea con el de un banco de filtros real en el
intervalo de frecuencia restante. Una transición perfecta entre los
dos intervalos surge implícitamente a partir de un tratamiento de
banda de borde particular enseñado por la presente invención.
En el marco de los modificadores o manipuladores
102, 103 debería mencionarse la aplicación variable en el tiempo de
parámetros espaciales (por ejemplo estéreo paramétrico o envolvente
MPEG) por medio de ganancias o matrices interpoladas en el tiempo.
En el caso de modificaciones o manipulaciones invariantes en el
tiempo, la aplicación de ajuste de envolvente o ecualización con
una característica para no introducir aliasing es
importante. Por tanto, las definiciones que están relacionadas con
una introducción de aliasing se centran principalmente en
casos invariantes en el tiempo.
Sin embargo, introducir varianza en el tiempo
por ejemplo en el marco de los manipuladores o modificadores 102,
103 mostrados en la figura 1 representa un caso en el que la
definición de la característica para no introducir aliasing
se vuelve más difícil. En la práctica, por ejemplo se tratarán
partes de señales importantes largas de una manera invariante en el
tiempo localmente incluso en el marco de envolvente MPEG. En una
etapa adicional, las manipulaciones no lineales también pueden
considerarse por ejemplo en el marco de métodos de transposición
avanzados, como SBR de alta calidad, que se volverán importantes.
Aunque estos métodos de transposición avanzados comprenden
manipulaciones invariantes en el tiempo y/o no lineales, en una
primera etapa tendrán que considerarse modificaciones y
manipulaciones invariantes en el tiempo.
En resumen, en el marco de los modificadores o
manipuladores 102, 103, cualquier manipulación es ciertamente
posible y relevante siempre que requiera la resolución de frecuencia
de tiempo del banco de filtros (parcialmente complejo) resultante.
Por tanto, todas las ventajas de las manipulaciones 103 de un banco
complejo correspondiente también están presentes en la parte
compleja del banco de filtros parcialmente complejo.
La realización de la presente invención descrita
en las figuras 1 a 3 comprende las siguientes características:
- Un método para la modificación de una señal de
audio de tiempo discreto que comprende las etapas de
- -
- filtrar la señal mediante un banco de filtros de análisis de coseno modulado,
- -
- crear muestras de subbanda complejas para un subconjunto de las subbandas por medio de filtrado multibanda,
- -
- modificar tanto las muestras de subbanda reales como complejas,
- -
- transformar las muestras complejas resultantes en muestras reales por medio de filtrado multibanda,
- -
- filtrar las muestras de subbanda reales a través de un banco de filtros de síntesis de coseno modulado para obtener una señal de audio de tiempo discreto modificada.
En las siguientes secciones se comenta una
implementación de una versión de baja potencia de una herramienta
de audio espacial. La herramienta de audio espacial de baja potencia
opera sobre señales de dominio de subbanda de valor real por encima
de la K-ésima subbanda QMF (QMF= filtro espejo en cuadratura,
Quadrature Mirror-Filter), donde K es un
entero positivo. El entero K se elige según las necesidades y
especificaciones específicas de la implementación prevista. Dicho
de otro modo, el entero K viene dado por los detalles de la
implementación prevista, tal como una información de flujo de bits.
Se utiliza un banco de filtros QMF de valor real en combinación con
un conversor real a complejo de la invención para conseguir una
representación de dominio de subbanda parcialmente compleja.
Además, la herramienta de audio espacial de baja potencia puede
incorporar módulos adicionales con el fin de reducir el
aliasing introducido debido al procesamiento de valor
real.
Tras esta breve introducción, el sistema de
codificación de audio espacial de baja potencia emplea una
transformada de tiempo/frecuencia según la figura 10. El
transformador de tiempo/frecuencia de la codificación de audio
espacial descrita comprende un banco de análisis QMF híbrido
mostrado en la figura 10. El banco de análisis QMF híbrido para
procesar un banco 500 de análisis QMF real está conectado a través
de un conmutador 510 opcional con un conversor 520 real a complejo
de la invención. El conversor 520 real a complejo está conectado
además a uno o más bancos 530 de análisis de Nyquist.
El banco 500 de análisis QMF real está dotado en
una entrada de señales \tilde{x} de entrada de dominio de
tiempo y proporciona en una salida señales
\hat{x}_{real}^{n,m} QMF de valor real al conversor 520 real a
complejo. El conversor 520 real a complejo convierte las señales
QMF en muestras \hat{x}^{n,m} parcialmente complejas, que
se proporcionan entonces a los bancos 530 de análisis de Nyquist,
que a su vez producen señales \hat{x}^{n,m} de domino de
subbanda híbridas.
Aparte del modo de funcionamiento regular de
este transformador de tiempo/frecuencia, en el que el descodificador
de audio espacial se ajusta con muestras \tilde{x} de
dominio de tiempo, también pueden tomarse muestras
\hat{x}_{real}^{n,m} de dominio de subbanda (QMF) de valor
real (intermedias), por ejemplo desde un descodificador
HE-AAC de baja complejidad. Para ser más precisos,
en ese caso se toman las muestras de dominio de subbanda antes de
la síntesis QMF HE-AAC, tal como se planeta en
[ISO/IEC 14496-3:2001/AND1:2003]. Para permitir
también que estas señales \hat{x}_{real}^{n,m} de entrada
QMF se alimenten al conversor 520 real a complejo de la invención,
el conmutador 510 opcional se integra en el transformador de
tiempo/frecuencia mostrado en la figura 10 y se conmuta de manera
correspondiente.
Las muestras QMF reales, proporcionadas o bien
en forma de señales de entrada QMF o bien a través del banco 500 de
análisis QMF real, se convierten en muestras \hat{x}^{n,m}
parcialmente complejas mediante el conversor 520 real a complejo,
que se describirá con más detalle con referencia a la figura 13 más
adelante. Además, como una opción adicional y si se permite, un
módulo de descodificación residual no mostrado en la figura 10
puede proporcionar muestras \hat{x}_{res}^{n,m} de dominio
de subbanda como señales de entrada residuales QMF. Estas señales
residuales QMF también se hacen pasar por los bancos 530 de análisis
de Nyquist a través de un retardador 540 opcional, puesto que estas
señales de entrada residuales QMF también pueden necesitar pasarse
de una forma retardada con el fin de compensar un retardo provocado
por el conversor 520 real a complejo, antes de transformarse al
dominio híbrido formando también señales x^{n,m} de dominio
de subbanda híbridas.
La figura 11 muestra un banco de síntesis QMF
híbrido para realizar una transformada de frecuencia/tiempo o en su
lugar una transformada de tiempo/frecuencia en un sistema de
codificación de audio espacial. El banco de síntesis QMF híbrido
comprende uno o más bancos 550 de síntesis de Nyquist al (a los) que
se proporciona una señal y^{n,m} de dominio de subbanda
híbrida en una entrada. Para ser más precisos, en el lado de la
síntesis de Nyquist, las muestras y^{n,m} de dominio de
subbanda híbridas se transforman en muestras \hat{y}^{n,m}
de dominio de subbanda QMF parcialmente complejas mediante los
bancos 550 de síntesis de Nyquist. Las muestras de domino de
subbanda QMF parcialmente complejas se proporcionan entonces a un
conversor 560 complejo a real de la invención, que convierte las
muestras de dominio de subbanda QMF parcialmente complejas en
muestras \hat{y}_{real}^{n,m} QMF de valor real o, más
bien, reales. El conversor 560 complejo a real de la invención se
describirá con más detalle en relación a la figura 14. Esas muestras
QMF reales se proporcionan a un banco 570 de síntesis QMF real, en
el que se transforman de nuevo al dominio de tiempo en forma de
muestras de dominio de tiempo o, más bien, señales \tilde{y}
de salida de dominio de tiempo.
Los bancos de filtros, o para ser más precisos,
el banco 500 de análisis QMF real y el banco 570 de síntesis QMF
real se describirán a continuación con más detalle. Por ejemplo,
para sistemas envolventes MPEG de baja potencia, se utilizan bancos
de filtros QMF de valor real. En este caso, el banco 500 de filtros
de análisis utiliza 64 canales tal como se comenta más adelante. El
banco 570 de filtros de síntesis también tiene 64 canales y es
idéntico al banco de filtros utilizado en sistemas
HE-AAC de baja complejidad tal como se describen en
la sección 4.6.18.8.2.3 de ISO/IEC 14496-3. Aunque
la siguiente descripción se basa en 64 canales (entero L = 64), la
presente invención y sus realizaciones no están limitadas a utilizar
64 canales o un número apropiado de señales de subbanda de valor
real o valor complejo. En principio, puede utilizarse un número
arbitrario de canales o, más bien, señales de subbanda de valor
real o valor complejo en el contexto de las realizaciones de la
presente invención. Sin embargo, si se utiliza un número diferente
de canales, los parámetros apropiados de las realizaciones también
tendrían que adaptarse de manera correspondiente. El banco 500 de
análisis QMF de valor real, mostrado en la figura 10, se utiliza
para dividir la señal \tilde{x} de dominio de tiempo desde
el descodificador de núcleo en 64 señales de subbanda. La salida del
banco de filtros o, más bien, del banco 500 QMF de valor real son
señales muestreadas críticamente y de valor real en forma de
muestras de subbanda.
La figura 12 muestra un diagrama de flujo de la
operación realizada por el banco 500 de análisis QMF de valor real
en forma de pseudocódigo de C/C++. Dicho de otro modo, el método
realizado por el banco 500 de análisis QMF real se ilustra en la
figura 12. El filtrado implica las siguientes etapas, donde un
arreglo (array) x comprende 640 muestras de entrada de
dominio de tiempo etiquetadas con índice entre 0 y 639. En la figura
12, los índices de arreglos o vectores están encerrados entre
corchetes. Un índice superior en el arreglo x de muestras de
entrada de dominio de tiempo corresponde a una muestra más
vieja.
La figura 12 ilustra el método realizado por el
banco 500 de análisis QMF real para una muestra 1 de subbanda QMF.
Después de empezar el método en la etapa S100, las muestras en el
arreglo x se desplazan x en la etapa S110 64 posiciones. Las 64
muestras más viejas con índices que están comprendidos entre 575 y
639 (n = 575,.... 639) se desechan. Después, se almacenan 64 nuevas
muestras en el arreglo x en las posiciones con índices 0 a 63 en la
etapa S120.
En la etapa S130 las muestras del arreglo x se
multiplican por un conjunto de coeficientes de una ventana o, más
bien, una función c ventana. La ventana c también se implementa como
un arreglo c con 640 elementos con índices que están comprendidos
entre n = 0, ..., 639. Esta multiplicación se realiza en la etapa
S130 introduciendo un nuevo arreglo z intermedio con 640 elementos
según
donde los coeficientes c[0],
..., c[639] de ventana pueden encontrarse en la Tabla 4.A.87
de ISO/IEC
14496-3.
En una etapa S140 siguiente las muestras
representadas por el arreglo z intermedio se suman según
creando un nuevo arreglo u
intermedio de 128 elementos. La ecuación 24 también se muestra en el
diagrama de flujo de la figura 12 como un código nemónico que
representa la fórmula de la ecuación
24.
En la siguiente etapa S150 se calculan 64 nuevas
muestras de subbanda mediante una operación de matrices M\cdotu
con una matriz M, donde los elementos de la matriz M vienen dados
por
antes del método de filtrado como
en una etapa
S160.
Por tanto, cada bucle del método mostrado en el
diagrama de flujo de la figura 12 produce 64 muestras de subbanda,
que representan cada una la salida de una subbanda de banco de
filtros. Tal como ya se indicó, en el diagrama de flujo de la
figura 12 X_{real}[m][1] corresponde a una muestra I de
subbanda de la subbanda m QMF, donde m, 1, n son todos enteros. Por
tanto, la salida X_{real}[m][n] es igual a una muestra
\hat{x}_{real,k}^{n,m} (\hat{x}_{real,k}^{n,m} =
X_{real}[m][n]) de subbanda de valor
real.
real.
Mientras que la figura 12 muestra diagrama de
flujo de un banco 500 de análisis QMF de valor real, la figura 13
muestra el conversor 520 real a complejo de la invención de la
figura 10 con más detalle. El conversor 520 real a complejo
mostrado en la figura 13 recibe 64 señales de subbanda reales, que
forman dos subconjuntos distintos de K subbandas reales y (64 - K)
subbandas reales, donde K es de nuevo un entero positivo entre 1 y
64. El subconjunto de K subbandas o señales de subbanda reales forma
una pluralidad de señales de subbanda de valor real, formando el
segundo subconjunto de (64 - K) subbandas reales una pluralidad
adicional de señales de subbanda de valor real.
El subconjunto de K señales de subbanda de valor
real se proporciona tanto a un filtro 600 multibanda como a un
primer retardador 610 opcional. El filtro 600 multibanda proporciona
en una salida un conjunto de K señales de subbanda intermedias de
valor real que se proporcionan a un multiplicador 620, que
multiplica cada una de las señales de subbanda intermedias de valor
real por una unidad imaginaria negativa (-i). Una salida del
multiplicador 620 se proporciona a un sumador 630 que también recibe
las K señales de subbanda de valor real de una forma retardada
desde el retardador 610. Una salida del sumador 630 se proporciona
además a un ajustador 640 de ganancia fija. El ajustador 640 de
ganancia fija ajusta el nivel de cada señal de subbanda
proporcionada como su entrada multiplicando la señal de subbanda
correspondiente por una constante de valor real. Debería observarse
que el ajustador 640 de ganancia fija es un componente opcional, que
no es esencial para el conversor 520 real a complejo de la
invención. Como una salida del ajustador 640 de ganancia fija, si se
implementa, o en la salida del sumador 630, el conversor 520 real a
complejo proporciona K señales de subbanda de valor complejo o, más
bien, K subbandas complejas.
El sumador 630 y el multiplicador 620 forman
juntos un calculador 650, que proporciona la señal de subbanda de
valor complejo que puede opcionalmente ajustarse en ganancia
mediante el ajustador 640 de ganancia fija. Para ser más precisos,
el calculador 650 combina una señal de subbanda de valor real como
una parte real de la señal de subbanda de valor complejo emitida
por el calculador 650 y la señal intermedia emitida por el filtro
600 multibanda como una parte imaginaria de la señal de subbanda de
valor complejo.
En este contexto, es importante observar que el
primer retardador 610 también es un componente opcional que
garantiza que se tenga en cuenta correctamente un posible retardo de
tiempo provocado por el filtro 600 multibanda antes de que el
calculador 650 combine la señal intermedia emitida por el filtro 600
multibanda y las señales de subbanda de valor real proporcionadas
al conversor 520 real a complejo.
Como un componente opcional, el conversor 520
real a complejo también comprende un segundo retardador 660 que
también garantiza que el posible retardo de tiempo provocado por el
filtro 600 multibanda no aparezca en las (64-K)
señales de subbanda de valor real de la pluralidad adicional de
señales de subbanda de valor real. Para ello, el segundo retardador
660 se conecta entre las (64 - K) señales de subbanda de valor real,
que pasan por el conversor 520 real a complejo de una manera no
alterada. Es importante observar que el conversor 520 real a
complejo no comprende necesariamente que se transmita ninguna señal
de subbanda de valor de una forma no alterada o sólo retardada,
puesto que el entero K puede también asumir el valor K= 64, de tal
modo que ninguna señal de subbanda de valor real pase por el
conversor 520 real a complejo de la manera descrita.
Por tanto, las señales de subbanda QMF reales se
transforman en subbandas QMF parcialmente complejas mediante el
conversor 520 real a complejo tal como se muestra en la figura 13.
El primer grupo de K señales de subbanda reales se filtra mediante
un filtro 600 multibanda, se multiplica por el negativo de la unidad
imaginaria (-i) mediante el multiplicador 620 y se suma a las K
señales de subbanda de valor real retardadas mediante el sumador
630 con el fin de producir K señales de subbanda complejas. Tal como
ya se comentó, el retardador 610, que retarda las K señales de
subbanda de valor real antes de que se procesen por el sumador 630,
es opcional. Las K señales de subbanda de valor complejo emitidas
por el sumador 630 o, más bien, por el calculador 650 se ajustan en
ganancia mediante un ajustador 640 de ganancia real fija y se emiten
como las K subbandas complejas del conversor real a complejo y, por
tanto, del banco de filtros de análisis parcialmente complejo, que
comprende el conversor 320 real a complejo.
El segundo grupo que comprende
(64-K) señales de subbanda reales simplemente se
retarda mediante el segundo retardador 660 opcional, si existen. El
papel de ambos retardadores 610, 660 opcionales es compensar un
posible retardo introducido por el filtro 600 multibanda. La
longitud de este retardo está relacionada normalmente con un orden
de un conjunto de filtros multibanda comprendidos en el filtro 600
multibanda. Normalmente, la longitud de este retardo es la mitad
del orden de los filtros prototipo multibanda. Esto significa que el
retardo impuesto por los dos retardadores 610, 660 opcionales en la
realización especificada más detalladamente más adelante asciende a
cinco muestras de subbanda. Tal como ya se planteó en las secciones
anteriores, especialmente con respecto a la descripción del filtro
multibanda de la figura 4, el filtro multibanda opera sobre las K
primeras señales de subbanda QMF realizando el siguiente cálculo,
donde \hat{x}_{imag,k}^{n,m} representa la salida del
filtro 600 multibanda que se convierte en la parte imaginaria de las
señales de subbanda de valor complejo emitidas por el calculador
650:
El término f_{mr}[v] representa los
filtros o, más bien, las funciones de filtro,
\hat{x}_{real,k}^{n-v,m+r} representa las
señales de subbanda de valor real proporcionadas en la entrada del
filtro multibanda. Además, los límites de suma de subbanda QMF se
definen mediante
y
\vskip1.000000\baselineskip
Los filtros f_{m,r}[v] se derivan a
partir de dos filtros prototipo del filtro 600 multibanda, que se
determinan principalmente mediante dos coeficientes
a^{v}[n] prototipo de filtro multibanda, donde v = 0, 1.
Para ser más precisos, los filtros o, más bien, las funciones
f_{m,r}[v] de filtro cumplen la relación
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde los coeficientes
a^{0}[v] prototipo de filtro multibanda cumplen las
relaciones dadas en la siguiente Tabla
1:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Además, los coeficientes a^{1}[v]
prototipo de filtro multibanda cumplen las relaciones dadas en la
siguiente Tabla 2:
\vskip1.000000\baselineskip
Dicho de otro modo, los filtros
f_{m,r}[v] se derivan a partir de los filtros prototipo tal
como viene dado en las Tablas 1 y 2 y mediante la ecuación 29.
La salida \hat{x}_{imag,k}^{n,m} del
filtro 600 multibanda se combina mediante el calculador 650 con una
muestra \hat{x}_{real,k}^{n-s,m} de
subbanda QMF de valor real retardada para formar las muestras
\hat{x}_{k}^{n,m} de subbanda QMF parcialmente complejas tal
como se ilustra en la figura 13. Para ser más precisos, la salida
\hat{x}_{k}^{n,m} cumple la relación
donde en los superíndices (n -5) de
las muestras \hat{x}_{real,k}^{n-s,m} de
subbanda QMF de valor real se ilustra la influencia de los dos
retardadores 610, 660. Tal como se mencionó anteriormente, la
longitud de este retardo es normalmente la mitad del orden de los
coeficientes a^{v}[n] de filtro prototipo multibanda tal
como viene dado en las Tablas 1 y 2. Esto asciende a cinco muestras
de
subbanda.
En una realización adicional de la presente
invención los prototipos de filtro multibanda o, más bien, los
coeficientes a^{v}[n] prototipo de filtro multibanda con v
= 0, 1 cumplen las relaciones dadas en las siguiente tablas 3 y
4:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En una realización adicional de la presente
invención, los coeficientes a^{v}[n] prototipo de filtro
multibanda con v = 0, 1 comprenden los valores dados en la siguiente
Tabla 5:
\vskip1.000000\baselineskip
-
38
\vskip1.000000\baselineskip
Tal como se comentó en el contexto del campo
matemático, especialmente en el contexto de las ecuaciones (18) a
(20), y las propiedades de la expresión en la ecuación (18)
mencionada anteriormente, la estructura resultante de los
coeficientes, a^{v}[n] comprende algunas simetrías. Para
ser más exactos, como también muestran los coeficientes dados en la
tabla 5 anterior, los coeficientes de a^{v}[n] de la tabla
5 cumplen las relaciones de simetría
Haciendo referencia a la figura 11, antes de la
síntesis 570 QMF real, las señales QMF de subbanda parcialmente
complejas se transforman en señales QMF de valor real mediante el
conversor 560 complejo a real, que se muestra con más detalle en la
figura 14.
El conversor 560 complejo a real mostrado en la
figura 14 recibe 64 señales de subbanda que comprenden K señales de
subbanda de valor complejo y (64-K) señales de
subbanda de valor real. Una pluralidad de K señales de subbanda de
valor complejo u otras K subbandas complejas se proporcionan a un
ajustador 700 de ganancia fija, que es un componente opcional del
conversor 560 complejo a real. Tal como se comentó anteriormente, K
representa un entero positivo, que está en el intervalo de 1 a 64.
Además, la presente invención no está limitada a 64 señales de
subbanda, sino que también puede procesar más o menos de 64 señales
de subbanda. En este caso, los parámetros de la realización
descrita posteriormente pueden tener que alterarse de manera
correspondiente.
El ajustador 700 de ganancia fija está conectado
a un separador 710 o un extractor 710, tal como se explicó
anteriormente, que comprende un extractor 720 de parte real y un
extractor 730 de parte imaginaria que reciben ambos la salida del
ajustador 700 de ganancia fija como una entrada. Sin embargo, si no
se implementa el ajustador 700 de ganancia fija opcional, el
separador 710 o extractor 710 recibe las K señales de subbanda de
valor complejo directamente. El extractor 720 de parte real está
conectado a un primer retardador 740 opcional, mientras que el
extractor 730 de parte imaginaria está conectado a un filtro 750
multibanda. Ambos, el primer retardador 740 y el filtro 750
multibanda están conectados a un calculador 760 que proporciona en
una salida K señales de subbanda de valor real como una salida del
conversor 560 complejo a real de la invención.
Además, el conversor 560 complejo a real está
dotado de (64 - K) señales de subbanda de valor real, a las que
también se hace referencia en la figura 14 como subbandas reales, y
se proporcionan a un segundo retardador 770, que es también un
componente opcional. En la salida del conversor 560 complejo a real
las (64-K) señales de subbanda de valor real se
proporcionan de una forma retardada. Sin embargo, si no se
implementa el segundo retardador 770, las (64 - K) señales de
subbanda de valor real se pasan de una manera no modificada.
En la realización mostrada en la figura 14, la
parte compleja de las señales \hat{y}_{k}^{n,m} de
subbanda QMF parcialmente complejas, es decir, las K señales de
subbanda de valor complejo, se ajustan en ganancia mediante el
ajustador 700 de ganancia fija. El ajustador 700 de ganancia fija
multiplica todas las señales de subbanda de valor complejo
entrantes por el factor de valor real, por ejemplo 1/\sqrt{2}.
Después el separador 710 divide las señales ajustadas en ganancia
en señales \hat{u}_{k}^{n,m} de parte real, y señales
\hat{v}_{k}^{n,m} de parte imaginaria, empleando el extractor
720 de parte real y el extractor 730 de parte imaginaria según
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En la realización mostrada en la figura 14, el
factor 1/\sqrt{2} delante de las señales \hat{y}_{k}^{n,m}
de subbanda de valor complejo se proporciona mediante el
ajustador 700 de ganancia fija.
El filtro 750 multibanda prosigue operando sobre
las señales \hat{v}_{k}^{n,m} de parte imaginaria que son
señales de valor real, realizando la siguiente operación
matemática:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
El filtro 750 multibanda proporciona un conjunto
de K señales \hat{w}_{k}^{m,n} de subbanda intermedias de
valor real. En la ecuación 32 los límites p(m) y q(m)
de suma de subbanda QMF se definen mediante las ecuaciones 27 y 28
de las secciones anteriores, respectivamente. Además, los filtros o,
más bien, las funciones g_{m,r}[v] de filtro se derivan a
partir de los filtros prototipo o, más bien, de los coeficiente de
filtro prototipo tal como se plantea en las Tablas 1 y 2, Tablas 3
y 4 o en la Tabla 5 mediante la relación:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Para obtener las señales
\hat{y}_{real,k}^{n,m} QMF con respecto a las K señales de
subbanda de valor complejo procesadas por el separador 710 o
extractor 710 y el filtro 750 multibanda, el calculador 760 suma
ambas, las señales de subbanda intermedias emitidas por el filtro
750 multibanda y las señales de parte real emitidas por el
separador 710 de forma retardada.
Las (64 - K) señales de subbanda de valor real
restantes se pasan de una forma retardada debido a la influencia
del segundo retardador 770. En resumen, las señales
\hat{y}_{real,k}^{n,m} QMF que van a alimentarse en el banco
570 de síntesis QMF real de la figura 11 se obtienen entonces
realizando la operación:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Tal como ya se comentó en relación con la
ecuación 30, el superíndice (n-5) tanto de la señal
\hat{u}_{k}^{n-s,m} de parte real como de
las señales \hat{y}_{k}^{n-s,m} de subbanda
de valor real se produce debido al primer retardador 740 y al
segundo retardador 670, siendo normalmente la longitud de sus
retardos, una vez más, la mitad del orden de los filtros
a^{v}[n] prototipo multibanda, tal como viene dado en las
tablas 1 a 5. Tal como se explicó, esto asciende a cinco muestras
de subbanda.
También, tal como se explicó en relación con la
figura 13, la presente invención no está limitada a o bien 64
señales de subbanda o bien K señales de subbanda de valor complejo.
De hecho, también puede omitirse el segundo retardador 770 tal como
el segundo retardador 660 en la figura 13, si el número de señales
de subbanda de valor complejo K es igual al número de todas las
señales de subbanda (K= 64). En consecuencia, sin embargo, el
número de señales de subbanda global (entero L = 64) no está
limitado ni es obligatorio. Ajustando los parámetros apropiados de
los componentes mostrados en la figura 14, en principio puede
utilizarse un número arbitrario de señales de subbanda L como una
entrada para el conversor 560 complejo a real.
La presente invención tampoco está limitada a
filtros 204, 306, 401, 600, 750 multibanda que operan sobre una
distribución simétrica de señales de subbanda en relación con el
índice m sobre subbanda. Dicho de otro modo, la presente invención
no está limitada a filtros multibanda que combinan señales de
subbanda u otras señales con índices que están distribuidos
simétricamente con respecto al índice de la señal de subbanda
intermedia emitida por el filtro multibanda, por ejemplo, empezando
desde una subbanda con índice m y un entero m' utilizando las
subbandas con índices m, (m+m') y (m-m'). Aparte de
la restricción obvia de señales de subbanda con índices tan
pequeños o tan grandes que la elección simétrica de señales de
subbanda sea totalmente imposible, los filtros multibanda pueden
diseñarse para utilizar combinaciones individuales de señales de
subbanda para cada señal de subbanda intermedia emitida por el
filtro multibanda. Dicho de otro modo, también el número de señales
de subbanda procesadas para obtener las señales de subbanda
intermedias puede ser diferente de tres. Por ejemplo, si se elige
un filtro diferente con coeficientes de filtro diferentes, tal como
se indicó anteriormente, podría ser aconsejable utilizar más de un
número total de tres señales de subbanda. Además, los filtros
multibanda pueden diseñarse de manera que proporcionen o, más bien,
emitan señales de subbanda intermedias con índices que no
corresponden a índices de señales de subbanda proporcionadas al
filtro multibanda. Dicho de otro modo, si el filtro multibanda
emite una señal de subbanda intermedia con un índice m, no se
requiere necesariamente una señal de subbanda que tenga el mismo
índice que una señal de subbanda proporcionada al filtro
multibanda.
Adicionalmente, un sistema que comprende uno o
ambos conversores 520, 560 puede comprender detectores de
aliasing adicionales y/o ecualizadores de aliasing o,
más bien, medios de ecualización de aliasing.
Dependiendo de ciertos requisitos de
implementación de los métodos de la invención, el método de la
invención puede implementarse en hardware o en software. La
implementación puede realizarse utilizando un medio de
almacenamiento digital, en particular un disco, CD o un DVD que
tenga señales de control legibles electrónicamente almacenadas en
el mismo que actúe conjuntamente con un sistema informático
programable de tal manera que se realicen los métodos de la
invención. Generalmente, por lo tanto, la presente invención es un
producto de programa informático con un código de programa
almacenado en un soporte legible por ordenador, estando el código de
programa operativo para realizar el método de la invención cuando
el producto de programa informático se ejecuta en un ordenador.
Dicho de otro modo, los métodos de la invención son, por lo tanto,
un programa informático que tiene un código de programa para
realizar al menos uno de los métodos de la invención cuando el
programa informático se ejecuta en un ordenador.
Aunque lo anterior se ha mostrado y descrito en
particular con referencia a realizaciones particulares de la misma,
los expertos en la técnica entenderán que pueden realizarse diversos
otros cambios en la forma y detalles sin aparatarse del alcance
abarcado por las reivindicaciones que siguen.
Claims (39)
1. Aparato (210; 520) para procesar una
pluralidad de señales de subbanda de valor real, comprendiendo la
pluralidad de señales de subbanda de valor real una primera señal de
subbanda de valor real y una segunda señal de subbanda de valor
real, para obtener una señal de subbanda de valor complejo, que
comprende:
un filtro (204; 401; 600) multibanda para
proporcionar una señal de subbanda intermedia de valor real
basándose en el filtrado de la primera señal de subbanda de valor
real para obtener una primera señal de subbanda filtrada y la
segunda señal de subbanda de valor real para obtener una segunda
señal de subbanda filtrada y basándose en combinar la primera señal
de subbanda filtrada y la segunda señal de subbanda filtrada para
obtener la señal de subbanda intermedia de valor real; y
un calculador (215; 650) para proporcionar la
señal de subbanda de valor complejo combinando la señal de subbanda
de valor real de la pluralidad de señales de subbanda de valor real
como una parte real de la señal de subbanda de valor complejo y una
señal basándose en la señal de subbanda intermedia como una parte
imaginaria de la señal de subbanda de valor complejo.
2. Aparato (210; 520) según la reivindicación 1,
en el que el aparato (210; 520) comprende un retardador (203; 610)
para retardar la señal de subbanda de valor real para proporcionar
la señal de subbanda de valor real al calculador (215; 650) de una
forma retardada.
3. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que el aparato (210; 520)
comprende un ajustador (207; 640) de ganancia para recibir la señal
de subbanda de valor complejo desde el calculador (215; 650) y para
ajustar un valor de la señal de subbanda de valor complejo.
4. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que la pluralidad de señales de
subbanda de valor real se emite por un banco (400) de análisis QMF
real.
5. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que un filtro (204; 401; 600)
multibanda está operativo para emplear una característica de filtro
paso bajo, una característica de filtro paso alto o una
característica de filtro paso banda para filtrar la primera señal de
subbanda de valor real y para filtrar la segunda señal de subbanda
de valor real.
6. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que el aparato (210; 520) está
operativo para asignar a cada señal de subbanda de valor real según
una frecuencia central asociada con la señal de subbanda de valor
real un índice m, de tal modo que las señales de subbanda de valor
real tienen un índice m creciente, dispuesto según la frecuencia
central asociada con las señales de subbanda de valor real, en el
que la pluralidad de señales de subbanda de valor real comprende K
señales de subbanda de valor real, donde K es un entero positivo y
m es un entero en el intervalo de 0 a (K-1).
7. Aparato (210; 520) según la reivindicación 6,
en el que el filtro (204; 401; 600) multibanda está operativo para
proporcionar a la señal de subbanda intermedia de valor real un
índice m, que corresponde a un índice m, asociado con la primera
señal de subbanda de valor real.
8. Aparato (210; 520) según la reivindicación 7,
en el que el filtro (204; 401; 600) multibanda está operativo para
utilizar una señal de subbanda de valor real de la pluralidad de
señales de subbanda de valor real, con la que está asociado un
índice (m+1) o (m-1) como la segunda señal de
subbanda de valor real.
9. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones 7 u 8, en el que el filtro (204; 401; 600)
multibanda está operativo para proporcionar una señal de subbanda
intermedia de valor real filtrando adicionalmente una tercera señal
de subbanda de valor real para obtener una tercera señal de subbanda
filtrada, y combinando la primera señal de subbanda filtrada, la
segunda señal de subbanda filtrada y la tercera señal de subbanda
filtrada para obtener la señal de subbanda intermedia de valor real,
donde o bien un índice de la segunda señal de subbanda de valor
real es (m-m') y un índice de la tercera señal de
subbanda de valor real es (m+ m') o bien el índice de la segunda
señal de subbanda de valor real es (m+m') y el índice de la tercera
señal de subbanda de valor real es (m-m'), donde m'
es un entero positivo, y m es el índice de la primera señal de
subbanda de valor real.
10. Aparato (210; 520) según la reivindicación
9, en el que el filtro (204; 401; 600) multibanda está operativo
para proporcionar una señal de subbanda intermedia de valor real
para cada señal de subbanda de valor real como la primera señal de
subbanda de valor real de la pluralidad de señales de subbanda de
valor real con un índice m-q(m), donde el
índice de la segunda señal de subbanda de valor real es m y el
índice de la tercera señal de subbanda es
(m+q(m)).
(m+q(m)).
11. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 10, en el que el filtro (204; 401; 600)
multibanda está operativo para proporcionar K señales de subbanda de
valor real intermedias que tienen un valor
\hat{x}_{imag,k}^{n,m}, donde n y m son enteros positivos,
basándose en la ecuación
para cada una de las K señales de
subbanda de valor real con el índice m en el intervalo de 0 a (K- 1)
y v es un entero en el intervalo de 0 a 10,
donde
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde a^{0}[v] y
a^{1}[v] son coeficientes de un filtro prototipo, y donde
cada coeficiente del filtro prototipo a^{0} [v] y
a^{1}[v] obedece a las
relaciones
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
y
12. Aparato (210; 520) según la reivindicación
11, en el que el filtro (204; 401; 600) multibanda está diseñado de
tal manera que los coeficientes de los filtros prototipos
a^{0}[v] y a^{1}[v] obedecen a las relaciones
\vskip1.000000\baselineskip
13. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 12, en el que el calculador (215; 650) está
operativo para proporcionar K señales de subbanda de valor complejo
con un índice m y un valor \hat{x}_{k}^{n,m}, donde k, n, m
son enteros, donde m está en el intervalo de 0 a (K- 1), basándose
en la ecuación
donde \hat{x}_{real,k}^{n,m}
representa un valor de una señal de subbanda de valor real y
\hat{x}_{imag,k}^{n,m} representa un valor de una señal de
subbanda intermedia de valor real e i representa la unidad compleja
según
14. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 13, en el que el aparato (210; 520) está
operativo para recibir una pluralidad adicional de señales de
subbanda de valor real que comprende (L-K) señales
de subbanda de valor real y para proporcionar la pluralidad
adicional de señales de subbanda de valor real como señales de
subbanda de valor real, donde L es un entero positivo y donde L es
mayor o igual a K.
15. Aparato (210; 520) según la reivindicación
14, en el que el aparato (210; 520) está diseñado de tal modo que
el entero positivo L es igual a 64.
16. Aparato (210; 520) según cualquiera de las
reivindicaciones 14 ó 15, en el que el aparato (210; 520) comprende
un retardador (202; 660) adicional para retardar las señales de
subbanda de valor real de la pluralidad adicional de señales de
subbanda de valor real y en el que el aparato (210; 520) está
operativo para proporcionar la pluralidad adicional de señales de
banda de valor real de una forma retardada.
17. Aparato (310; 560) para procesar una
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo, comprendiendo
la pluralidad de señales de subbanda de valor complejo una primera
señal de subbanda de valor complejo y una segunda señal de subbanda
de valor complejo para obtener una señal de subbanda de valor real,
que comprende:
un extractor (309; 710) para extraer de la
primera señal de subbanda de valor complejo una primera parte
imaginaria, para extraer de la segunda señal de subbanda de valor
complejo una segunda parte imaginaria y para extraer de la primera,
de la segunda o de una tercera señal de subbanda de valor complejo
de la pluralidad de señales de subbanda de valor complejo una parte
real;
un filtro (306; 750) multibanda para
proporcionar una señal de subbanda intermedia de valor real
filtrando la primera parte imaginaria para obtener una primera
señal de parte imaginaria filtrada, filtrando la segunda parte
imaginaria para obtener una segunda señal de parte imaginaria
filtrada y combinando la primera señal de parte imaginaria filtrada
y la segunda señal de parte imaginaria filtrada para obtener la
señal de subbanda intermedia; y
un calculador (307; 760) para proporcionar la
señal de subbanda de valor real combinando la parte real y la señal
intermedia.
18. Aparato (310; 560) según la reivindicación
17, en el que el aparato (310; 560) comprende un ajustador (301;
700) de ganancia para ajustar un valor \hat{v}_{k}^{n,m} de
una señal de subbanda de valor complejo de la pluralidad de señales
de subbanda de valor complejo.
19. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 17 ó 18, en el que el aparato (310; 560) comprende
además un retardador (305; 740) para retardar la señal de parte real
y para hacer pasar la señal de parte real por el filtro (306; 750)
multibanda de una forma retardada.
20. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 17 a 19, en el que el extractor (309; 710) está
operativo además para extraer de la primera señal de subbanda de
valor complejo una primera parte real y para extraer de la segunda
señal de subbanda de valor complejo una segunda parte real.
21. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 17 a 20, en el que el filtro (306; 750) multibanda
está operativo para emplear una característica de filtro paso bajo,
una característica de filtro paso alto o una característica de
filtro paso banda para filtrar la primera señal de parte imaginaria
y para filtrar la segunda señal de parte imaginaria.
22. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 17 a 21, en el que el aparato (310; 560) está
operativo para asignar a cada señal de subbanda de valor complejo de
la pluralidad de señales de subbanda de valor complejo según una
frecuencia central asociada con una señal de subbanda de valor
complejo un índice m de tal modo que las señales de subbanda de
valor complejo con un índice m creciente están dispuestas según las
frecuencias centrales asociadas con las señales de subbanda de valor
complejo, en el que la pluralidad de señales de subbanda de valor
complejo comprende K señales de subbanda de valor complejo, donde K
es un entero positivo y m es un entero en el intervalo de 0 a (K-
1).
23. Aparato (310; 560) según la reivindicación
22, en el que el extractor (309; 710) está operativo para
proporcionar una señal de parte real de valor real con un valor
\hat{u}_{k}^{n,m} y una señal de parte imaginaria de valor
real con un valor \hat{v}_{k}^{n,m} para cada señal de
subbanda de valor complejo con un valor \hat{y}_{k}^{n,m}
de la pluralidad de señales de subbanda de valor complejo con el
índice m, en el intervalo de 0 a (K- 1), y donde
\hat{u}_{k}^{n,m}, \hat{v}_{k}^{n,m} y
\hat{y}_{k}^{n,m} cumplen una relación basada en la
ecuación
\vskip1.000000\baselineskip
24. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 22 a 23, en el que el extractor (309; 710) está
operativo para asociar con cada señal de parte imaginaria y/o señal
de parte real un índice m de la señal de subbanda de valor complejo
separada en la señal de parte imaginaria y/o señal de parte
real.
25. Aparato (310; 560) según la reivindicación
24, en el que el filtro (306; 750) multibanda está operativo para
asociar un índice m con la señal de subbanda intermedia, que
corresponde al índice m de la primera señal de parte
imaginaria.
26. Aparato (310; 560) según la reivindicación
25, en el que el filtro (306; 750) multibanda está operativo para
utilizar una señal de parte imaginaria con un índice (m+1) o
(m-1) como la segunda señal de parte imaginaria,
donde el índice m es el índice de la primera señal de parte
imaginaria.
27. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 25 a 26, en el que el filtro (306; 750) multibanda
está operativo para filtrar adicionalmente una tercera señal de
parte imaginaria recibida desde el extractor (309; 710)
correspondiente a una parte imaginaria de una tercera señal de
subbanda de valor complejo de la pluralidad de señales de subbanda
de valor complejo para obtener una tercera señal de parte imaginaria
filtrada y para combinar la primera señal de parte imaginaria
filtrada, la segunda señal de parte imaginaria filtrada y la
tercera señal de parte imaginaria filtrada para obtener la señal de
subbanda intermedia, en el que o bien la segunda señal de parte
imaginaria está asociada con el índice (m-m') y la
tercera señal de parte imaginaria con un índice (m+m') o bien la
segunda señal de parte imaginaria está asociada con el índice (m+m')
y la tercera señal de parte imaginaria está asociada con el índice
(m-m'), donde m es el índice de la primera señal de
parte imaginaria y m' es un entero positivo.
28. Aparato (310; 560) según la reivindicación
27, en el que el filtro (306; 750) multibanda está operativo para
proporcionar una señal de subbanda intermedia de valor real para
cada señal de subbanda intermedia como la primera señal de subbanda
intermedia con un índice m.
29. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 25 a 28, en el que el filtro (306; 750) multibanda
está operativo para proporcionar K señales de subbanda de valor real
intermedias que tienen un valor \hat{w}_{k}^{n,m}, donde n y
m son enteros, basándose en la ecuación
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
para cada una de las K señales de
parte imaginaria de valor real con el índice m en el intervalo de 0
a (K-1) y v es un entero en el intervalo de 0 a 10,
donde
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
donde a^{0}[v] y
a^{1}[v] son coeficientes del filtro prototipo y donde cada
a^{0}[v] y a^{1}[v] obedece a las
relaciones
\vskip1.000000\baselineskip
{}\hskip5cm54
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
30. Aparato (310; 560) según la reivindicación
29, en el que los coeficientes del filtro prototipo
a^{0}[v] y a^{1}[v] obedecen a las relaciones
{}\hskip2,2cm57
31. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 22 a 30, en el que el calculador (307; 760) está
operativo para proporcionar a las señales de subbanda de valor real
un valor \hat{y}_{real,k}^{n,m} basándose en el valor de
las señales de subbanda de valor real
\hat{u}_{k}^{n-s,m} y el valor de la señal
intermedia \hat{w}_{k}^{n,m} basándose en la ecuación
donde m es el índice de las señales
de subbanda en el intervalo de 0 a (K-
1).
32. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 22 a 31, en el que el aparato (310; 560) está
operativo para recibir una pluralidad adicional de señales de
subbanda de valor real que comprende (L - K) señales de subbanda de
valor real, en el que el aparato (310; 560) está operativo para
emitir la pluralidad adicional de señales de subbanda de valor
real, y donde L es un entero positivo y L es igual a o mayor que
K.
\global\parskip0.950000\baselineskip
33. Aparato (310; 560) según la reivindicación
32, en el que el aparato (310; 560) está diseñado de tal manera que
el entero L es igual a 64.
34. Aparato (310; 560) según cualquiera de las
reivindicaciones 32 a 33, en el que el aparato (310; 560) comprende
además un retardador (670) para retardar la pluralidad de señales de
subbanda de valor real y para hacer pasar las señales de subbanda
de valor real de una manera retardada.
35. Sistema que comprende:
un banco (400) de filtros de análisis para
procesar una señal de entrada de audio en una pluralidad de señales
de subbanda de valor real;
un aparato (210; 520) para procesar la
pluralidad de señales de subbanda de valor real para obtener una
señal de subbanda de valor complejo según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 16;
un modificador (103) para recibir la señal de
subbanda de valor complejo y para proporcionar la señal de subbanda
de valor complejo de una forma modificada;
un aparato (310; 560) para obtener una señal de
subbanda de valor real según cualquiera de las reivindicaciones 17
a 34; y
un banco (570) de filtros de síntesis para
procesar la señal de subbanda de valor real en una señal de salida
de audio.
36. Sistema según la reivindicación 35, en el
que el banco (400) de filtros de análisis está diseñado de tal
manera que la pluralidad de señales de subbanda de valor real
comprende L señales de subbanda de valor real,
donde L es un entero positivo, en el que el
aparato (210; 520) para procesar la pluralidad de señales de
subbanda de valor real está diseñado de tal manera que el aparato
(210; 520) proporciona una pluralidad de señales de subbanda de
valor complejo y una pluralidad adicional de señales de subbanda de
valor real;
en el que la pluralidad de señales de subbanda
de valor complejo comprende K señales de subbanda de valor complejo
y la pluralidad adicional de señales de subbanda de valor real
comprende (L - K) señales de subbanda de valor real;
donde K es un entero en el intervalo de 1 a
L;
en el que el modificador (103) está operativo
para modificar las K señales de subbanda de valor complejo de la
pluralidad de señales de subbanda de valor complejo para
proporcionar K señales de subbanda de valor complejo de una forma
modificada;
en el que el sistema comprende además un
modificador (102) adicional para modificar pluralidad adicional de
señales de subbanda de valor real y para proporcionar la pluralidad
adicional de señales de subbanda de valor real de una forma
modificada;
en el que el aparato (310; 560) está diseñado
para procesar la pluralidad de señales de subbanda de valor
complejo que comprende K señales de subbanda de valor real y la
pluralidad adicional de señales de subbanda de valor real que
comprende (L-K) señales de subbanda de valor real
para obtener una pluralidad final de señales de subbanda de valor
real,
en el que la pluralidad final de señales de
subbanda de valor real comprende L señales de subbanda de valor
real; y
en el que el banco (570) de filtros de síntesis
está diseñado de tal manera que la pluralidad final de señales de
subbanda de valor real se procesa en la señal de salida de
audio.
37. Método para procesar una pluralidad de
señales de subbanda de valor real, comprendiendo la pluralidad de
señales de subbanda de valor real una primera señal de subbanda de
valor real y una segunda señal de subbanda de valor real para
obtener una señal de subbanda de valor complejo, que comprende:
filtrar la primera señal de subbanda de valor
real para obtener una primera señal de subbanda filtrada;
filtrar la segunda señal de subbanda de valor
real para obtener una segunda señal de subbanda filtrada;
combinar la primera señal de subbanda filtrada y
la segunda señal de subbanda filtrada cuando se deriva una señal de
subbanda intermedia de valor real; y
combinar una señal de subbanda de valor real de
la pluralidad de señales de subbanda de valor real como una parte
real de una señal de subbanda de valor complejo y una señal que se
basa en la señal de subbanda intermedia como una parte imaginaria
de la señal de subbanda de valor complejo.
\global\parskip1.000000\baselineskip
38. Método para procesar una pluralidad de
señales de subbanda de valor complejo, comprendiendo la pluralidad
de señales de subbanda de valor complejo una primera señal de
subbanda de valor complejo y una segunda señal de subbanda de valor
complejo para obtener una señal de subbanda de valor real, que
comprende:
extraer de la primera señal de subbanda de valor
complejo una primera parte imaginaria;
extraer de la segunda señal de subbanda de valor
complejo una segunda parte imaginaria;
extraer de la primera, de la segunda o de una
tercera señal de subbanda de valor complejo de la pluralidad de
señales de subbanda de valor complejo una parte real;
filtrar la primera parte imaginaria para obtener
una primera señal de parte imaginaria filtrada;
filtrar la segunda parte imaginaria para obtener
una segunda señal de parte imaginaria filtrada;
combinar la primera señal de parte imaginaria
filtrada y la segunda señal de parte imaginaria filtrada para
obtener una señal de subbanda intermedia; y
combinar la parte real y la señal de subbanda
intermedia para obtener la señal de valor real.
39. Programa informático adaptado para realizar,
cuando se ejecuta en un ordenador, cada una de las etapas de un
método según los métodos de las reivindicaciones 37 ó 38.
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|---|---|
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|---|---|---|---|
| ES06776967T Active ES2300099T3 (es) | 2005-09-16 | 2006-08-18 | Banco de filtros modulado parcialmente complejo. |
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|---|---|
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Families Citing this family (50)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8443026B2 (en) | 2005-09-16 | 2013-05-14 | Dolby International Ab | Partially complex modulated filter bank |
| US7917561B2 (en) * | 2005-09-16 | 2011-03-29 | Coding Technologies Ab | Partially complex modulated filter bank |
| US7720677B2 (en) | 2005-11-03 | 2010-05-18 | Coding Technologies Ab | Time warped modified transform coding of audio signals |
| US8345890B2 (en) | 2006-01-05 | 2013-01-01 | Audience, Inc. | System and method for utilizing inter-microphone level differences for speech enhancement |
| US9185487B2 (en) | 2006-01-30 | 2015-11-10 | Audience, Inc. | System and method for providing noise suppression utilizing null processing noise subtraction |
| US8204252B1 (en) | 2006-10-10 | 2012-06-19 | Audience, Inc. | System and method for providing close microphone adaptive array processing |
| US8744844B2 (en) | 2007-07-06 | 2014-06-03 | Audience, Inc. | System and method for adaptive intelligent noise suppression |
| US8194880B2 (en) | 2006-01-30 | 2012-06-05 | Audience, Inc. | System and method for utilizing omni-directional microphones for speech enhancement |
| US8934641B2 (en) * | 2006-05-25 | 2015-01-13 | Audience, Inc. | Systems and methods for reconstructing decomposed audio signals |
| US8849231B1 (en) | 2007-08-08 | 2014-09-30 | Audience, Inc. | System and method for adaptive power control |
| US8150065B2 (en) | 2006-05-25 | 2012-04-03 | Audience, Inc. | System and method for processing an audio signal |
| US8204253B1 (en) | 2008-06-30 | 2012-06-19 | Audience, Inc. | Self calibration of audio device |
| US8949120B1 (en) | 2006-05-25 | 2015-02-03 | Audience, Inc. | Adaptive noise cancelation |
| EP2469511B1 (en) | 2006-07-04 | 2015-03-18 | Electronics and Telecommunications Research Institute | Apparatus for restoring multi-channel audio signal using HE-AAC decoder and MPEG surround decoder |
| US9496850B2 (en) | 2006-08-04 | 2016-11-15 | Creative Technology Ltd | Alias-free subband processing |
| US8259926B1 (en) | 2007-02-23 | 2012-09-04 | Audience, Inc. | System and method for 2-channel and 3-channel acoustic echo cancellation |
| US8189766B1 (en) | 2007-07-26 | 2012-05-29 | Audience, Inc. | System and method for blind subband acoustic echo cancellation postfiltering |
| US8143620B1 (en) | 2007-12-21 | 2012-03-27 | Audience, Inc. | System and method for adaptive classification of audio sources |
| US8180064B1 (en) | 2007-12-21 | 2012-05-15 | Audience, Inc. | System and method for providing voice equalization |
| US8194882B2 (en) | 2008-02-29 | 2012-06-05 | Audience, Inc. | System and method for providing single microphone noise suppression fallback |
| US8355511B2 (en) | 2008-03-18 | 2013-01-15 | Audience, Inc. | System and method for envelope-based acoustic echo cancellation |
| US8774423B1 (en) | 2008-06-30 | 2014-07-08 | Audience, Inc. | System and method for controlling adaptivity of signal modification using a phantom coefficient |
| US8521530B1 (en) | 2008-06-30 | 2013-08-27 | Audience, Inc. | System and method for enhancing a monaural audio signal |
| JP5524237B2 (ja) | 2008-12-19 | 2014-06-18 | ドルビー インターナショナル アーベー | 空間キューパラメータを用いてマルチチャンネルオーディオ信号に反響を適用する方法と装置 |
| TWI597939B (zh) | 2009-02-18 | 2017-09-01 | 杜比國際公司 | 具相位偏移之複數值合成濾波器組 |
| US9838784B2 (en) | 2009-12-02 | 2017-12-05 | Knowles Electronics, Llc | Directional audio capture |
| ES2836756T3 (es) | 2010-01-19 | 2021-06-28 | Dolby Int Ab | Transposición armónica basada en bloque de sub bandas mejorada |
| US9008329B1 (en) | 2010-01-26 | 2015-04-14 | Audience, Inc. | Noise reduction using multi-feature cluster tracker |
| US8718290B2 (en) | 2010-01-26 | 2014-05-06 | Audience, Inc. | Adaptive noise reduction using level cues |
| EP2375409A1 (en) * | 2010-04-09 | 2011-10-12 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Audio encoder, audio decoder and related methods for processing multi-channel audio signals using complex prediction |
| US9378754B1 (en) | 2010-04-28 | 2016-06-28 | Knowles Electronics, Llc | Adaptive spatial classifier for multi-microphone systems |
| MY156027A (en) | 2010-08-12 | 2015-12-31 | Fraunhofer Ges Forschung | Resampling output signals of qmf based audio codecs |
| JP6155274B2 (ja) | 2011-11-11 | 2017-06-28 | ドルビー・インターナショナル・アーベー | 過剰サンプリングされたｓｂｒを使ったアップサンプリング |
| TWI575962B (zh) * | 2012-02-24 | 2017-03-21 | 杜比國際公司 | 部份複數處理之重疊濾波器組中的低延遲實數至複數轉換 |
| EP2897334B1 (en) | 2012-09-27 | 2017-03-29 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Adaptive filtering method and system based on error sub-band |
| US9536540B2 (en) | 2013-07-19 | 2017-01-03 | Knowles Electronics, Llc | Speech signal separation and synthesis based on auditory scene analysis and speech modeling |
| EP3806498B1 (en) | 2013-09-17 | 2023-08-30 | Wilus Institute of Standards and Technology Inc. | Method and apparatus for processing audio signal |
| CN105874819B (zh) | 2013-10-22 | 2018-04-10 | 韩国电子通信研究院 | 生成用于音频信号的滤波器的方法及其参数化装置 |
| KR101627661B1 (ko) | 2013-12-23 | 2016-06-07 | 주식회사 윌러스표준기술연구소 | 오디오 신호 처리 방법, 이를 위한 파라메터화 장치 및 오디오 신호 처리 장치 |
| CN106105269B (zh) | 2014-03-19 | 2018-06-19 | 韦勒斯标准与技术协会公司 | 音频信号处理方法和设备 |
| WO2015143274A1 (en) * | 2014-03-21 | 2015-09-24 | Dynaspot Corp. | A filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals |
| US11025230B2 (en) | 2014-03-21 | 2021-06-01 | Dynaspot Corp. | Filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals |
| US11621701B2 (en) | 2014-03-21 | 2023-04-04 | Dynaspot Corp. | Filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals |
| US10320365B2 (en) | 2014-03-21 | 2019-06-11 | Dynaspot Corp. | Filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals |
| CN108307272B (zh) | 2014-04-02 | 2021-02-02 | 韦勒斯标准与技术协会公司 | 音频信号处理方法和设备 |
| EP3998605A1 (en) * | 2014-06-10 | 2022-05-18 | MQA Limited | Digital encapsulation of audio signals |
| US9978388B2 (en) | 2014-09-12 | 2018-05-22 | Knowles Electronics, Llc | Systems and methods for restoration of speech components |
| CN105281707B (zh) * | 2015-09-09 | 2018-12-25 | 哈尔滨工程大学 | 一种动态可重构滤波器组的实现方法 |
| US9820042B1 (en) | 2016-05-02 | 2017-11-14 | Knowles Electronics, Llc | Stereo separation and directional suppression with omni-directional microphones |
| WO2019235072A1 (ja) | 2018-06-06 | 2019-12-12 | 富士フイルム株式会社 | 組成物、ハードコートフィルム、ハードコートフィルムを備えた物品、及び画像表示装置 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3510573A1 (de) | 1985-03-23 | 1986-09-25 | Philips Patentverwaltung | Digitale analyse-synthese-filterbank mit maximaler taktreduktion |
| US6947509B1 (en) * | 1999-11-30 | 2005-09-20 | Verance Corporation | Oversampled filter bank for subband processing |
| SE0101175D0 (sv) | 2001-04-02 | 2001-04-02 | Coding Technologies Sweden Ab | Aliasing reduction using complex-exponential-modulated filterbanks |
| KR100602975B1 (ko) * | 2002-07-19 | 2006-07-20 | 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 | 오디오 복호 장치와 복호 방법 및 프로그램을 기록한 컴퓨터 판독가능 기록매체 |
| JP4227772B2 (ja) | 2002-07-19 | 2009-02-18 | 日本電気株式会社 | オーディオ復号装置と復号方法およびプログラム |
| EP1527442B1 (en) * | 2002-08-01 | 2006-04-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Audio decoding apparatus and audio decoding method based on spectral band replication |
| US7069212B2 (en) | 2002-09-19 | 2006-06-27 | Matsushita Elecric Industrial Co., Ltd. | Audio decoding apparatus and method for band expansion with aliasing adjustment |
| CN1290036C (zh) * | 2002-12-30 | 2006-12-13 | 国际商业机器公司 | 根据机器可读词典建立概念知识的计算机系统及方法 |
| RU2005135650A (ru) | 2003-04-17 | 2006-03-20 | Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. (Nl) | Синтез аудиосигнала |
| JP4396233B2 (ja) | 2003-11-13 | 2010-01-13 | パナソニック株式会社 | 複素指数変調フィルタバンクの信号分析方法、信号合成方法、そのプログラム及びその記録媒体 |
| US7433463B2 (en) * | 2004-08-10 | 2008-10-07 | Clarity Technologies, Inc. | Echo cancellation and noise reduction method |
| US7917561B2 (en) | 2005-09-16 | 2011-03-29 | Coding Technologies Ab | Partially complex modulated filter bank |
-
2006
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