CN101031962B - 局部复合调制的滤波器组 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种处理多个实值子带信号，从而提供至少一个复值子带信号的设备，所述多个实值子带信号包含第一实值子带信号和第二实值子带信号，所述设备包括一个提供中间实值子带信号的多带滤波器，和通过组合所述多个实值子带信号中的一个实值子带信号和中间子带信号，提供复值子带信号的计算器。

Description

局部复合调制的滤波器组

技术领域

本发明特别涉及在音频信号的编码和解码领域中，处理多个复值子带信号的设备和方法和处理多个实值子带信号的设备和方法。

背景技术

在[P.Ekstrand，“Bandwidth extension of audio signals byspectral band replication”，Proc.1^st IEEE Benelux Workshop onModel based Processing and Coding of Audio(MPCA-2002)，pp.53-58，Leuven，Belgium，2002]中已说明复指数调制的滤波器组是音频信号的谱包络调整的极佳工具。这种特征的一种应用是基于频段复制(SBR)的音频编码。复滤波器组的其它成功应用包括关于参量立体声的频率选择性展平(panning)和空间化，参见[E.Schuijers，J.Breebart，H.Purnhagen，J.Engdegard：“Low complexity parametricstereo coding”，Proc.116^th AES convention，2004，paper 6073]和参量多声道编码，参见[J.Herre等：“The reference model architecturefor MPEG spatial audio coding”，Proc.118^th AES convention，2005，paper 6447]。在这些应用中，借助亚子带滤波，复滤波器组的频率分辨率在低频下被进一步提高。组合的混合滤波器组从而达到能够以紧跟在双耳听觉系统的频率分辨率之后的谱分辨率实现空间方位信息的处理。附加的滤波本身不会引入任何混叠，即使应用修改也是如此，从而混合滤波器组的质量由第一滤波器组的混叠性质确定。

如果对计算复杂性的限制阻止复指数调制滤波器组的应用，只允许余弦调制(实值)实现，那么当滤波器组被用于谱包络调整时会遇到严重的混叠。如[O.Shamida等：“A low power SBR algorithm forthe MPEG-4 audio standard and its DSP implementation”，Proc.116^thAES convention，2004，paper 6048]中所示，自适应子带增益分组(或者增益锁定)能够在一定程度上减轻混叠。但是，只有当信号的高频分量不得不被修改时，这种方法才能很好地起作用。对于参量多声道编码中的展平来说，为使低频下的混叠听不见而必需的增益锁定的数量将大大降低滤波器组的频率选择性，实际上使混合滤波器组的附加频率选择性变得不能得到。结果是相当窄的声印象和在正确声源布置方面的问题。如果只对感知上更重要的较低频率保持复信号处理，那么会获得质量和复杂性之间的更好兼顾。

发明内容

本发明的目的是提供一种更有效的构思，所述原理提供许可质量更好的处理，以及提供一种更有效的构思，所述原理以较小的失真还原信号。

上述目的由按照本发明所述的设备，按照本发明所述的设备，按照本发明所述的系统，按照本发明所述的方法，按照本发明所述的方法和按照本发明所述的计算机程序实现。

根据一个实施例，提供了一种处理多个实值子带信号，从而获得复值子带信号的设备210、520，所述多个实值子带信号包含第一实值子带信号和第二实值子带信号，所述设备包括：

提供实值中间子带信号的多带滤波器204、401、600，所述多带滤波器204、401、600基于对所述第一实值子带信号的滤波，获得第一滤波子带信号，基于对第二实值子带信号的滤波，获得第二滤波子带信号，并且通过组合所述第一和第二滤波子带信号，从而提供所述实值中间子带信号；和

提供复值子带信号的计算器215、650，所述计算器215、650通过将来自所述多个实值子带信号的作为复值子带信号的实部的实值子带信号，与作为复值子带信号的虚部的基于所述中间子带信号的信号相组合，提供所述复值子带信号。

根据一个实施例，提供了一种处理多个复值子带信号，从而获得实值子带信号的设备310、560，所述多个复值子带信号包括第一复值子带信号和第二复值子带信号，所述设备包括：

从第一复值子带信号提取第一虚部，从第二复值子带信号提取第二虚部，并从所述多个复值子带信号中的第一、第二或第三复值子带信号提取实部的提取器309、710；

通过对第一虚部滤波从而获得第一滤波虚部信号，通过对第二虚部滤波从而获得第二滤波虚部信号，并通过组合第一和第二滤波虚部信号从而获得中间子带信号，提供实值中间子带信号的多带滤波器306、750；和

通过组合所述实部和所述中间信号提供实值子带信号的计算器307、760。

根据一个实施例，提供了一种系统，包括：

将音频输入信号处理成多个实值子带信号的分析滤波器组400；

按照本发明所述的处理多个实值子带信号，从而获得复值子带信号的设备210、520；

接收复值子带信号并提供修改形式的复值子带信号的修改器103；

按照本发明所述的获得实值子带信号的设备310、560；

将实值子带信号处理成音频输出信号的合成滤波器组570。

根据一个实施例，提供了一种处理多个实值子带信号，从而获得复值子带信号的方法，所述多个实值子带信号包括第一实值子带信号和第二实值子带信号，所述方法包括：

对第一实值子带信号滤波，从而获得第一滤波子带信号；

对第二实值子带信号滤波，从而获得第二滤波子带信号；

当导出实值中间子带信号时，组合第一滤波子带信号和第二滤波子带信号；和

将来自所述多个实值子带信号的作为复值子带信号的实部的实值子带信号，与作为复值子带信号的虚部的、基于所述中间子带信号的信号相组合。

根据一个实施例，提供了一种处理多个复值子带信号，从而获得实值子带信号的方法，所述多个复值子带信号包括第一复值子带信号和第二复值子带信号，所述方法包括：

从第一复值子带信号提取第一虚部；

从第二复值子带信号提取第二虚部；

从所述多个复值子带信号的第一、第二或第三复值子带信号提取实部；

对第一虚部滤波从而获得第一滤波虚部信号；

对第二虚部滤波从而获得第二滤波虚部信号；

组合第一滤波虚部信号和第二滤波虚部信号，从而获得中间子带信号；和

组合所述实部和所述中间子带信号，从而获得实值信号。

根据一个实施例，提供了一种当在计算机上运行时，执行按照本发明的方法的计算机程序。

本发明说明一种处理多个实值子带信号，从而提供至少一个复值子带信号的设备，所述多个实值子带信号包含第一实值子带信号和第二实值子带信号，所述设备包括一个提供中间实值子带信号的多带滤波器，所述多带滤波器通过对第一子带信号滤波，从而提供第一滤波子带信号，对第二实值子带信号滤波，从而获得第二滤波子带信号，并通过组合第一和第二滤波子带信号从而提供实值中间子带信号，和一个提供复值子带信号的计算器，所述计算器通过组合来自所述多个实值子带信号中，作为复值子带信号的实部的一个实值子带信号，和作为复值子带信号的虚部的中间子带信号，提供复值子带信号。

作为本发明的第二方面，本发明说明一种处理多个复值子带信号，从而获得一个实值子带信号的设备，所述多个复值子带信号包含第一复值子带信号和第二复值子带信号，所述设备包括从第一复值子带信号提取第一虚部，从第二复值子带信号提取第二虚部，并从所述多个复值子带信号中的第一、第二或第三复值子带信号提取一个实部的提取器，通过对第一虚部滤波来提供第一滤波虚部信号，通过对第二虚部滤波来提供第二滤波虚部信号，并通过组合第一和第二滤波虚部信号来提供中间子带信号，从而提供实值中间子带信号的多带滤波器，和通过组合实部信号和中间信号形成实值子带信号的计算器。

本发明以下述发现为基础，即，可处理多个实值子带信号从而提供至少一个复值子带信号，所述至少一个复值子带信号允许和多个实值子带信号的处理相比，质量更好的处理，其中所述多个实值子带信号的处理的计算复杂性仅仅稍微增大。更具体地说，本发明以下述事实为基础，即，多个实值子带信号可被多带滤波器和计算器处理，从而获得一个复值子带信号，与直接处理多个实值子带信号相比，所述一个复值子带信号更易于处理，而不会产生大量的失真，并且混叠极小。

在本发明的一个实施例中，说明了本发明的处理多个实值子带信号的设备，所述设备根据所述多个实值子带信号的一个子集提供多个复值子带信号，其中所述多个实值子带信号的第二子集被提供为另外的多个实值子带信号，而不被处理成对应数目的复值子带信号。从而，本实施例表示一种局部复调制分析滤波器组，其中在起因于线性时间不变修改(比如调整的级别和进一步滤波)的最小混叠下的能量估计的稳定性方面，复值子带信号将具有和来自复指数调制滤波器组的对应子带信号相同的优点。此外，作为另一优点，与处理复值子带信号的复值滤波器组相比，计算复杂性被显著降低。

如后所述，本发明的其它实施例还可包含引入时变和/或非线性处理的修改和改变器。这种实施例的实例来自于高质量SBR，空间参数的变化应用和其它应用的领域。在这些实施例中，对应复滤波器组的操作器的所有有利性质都存在于本发明的实施例的局部复滤波器组的复部中。

在本发明的另一实施例中，由本发明的处理多个实值子带信号的设备传递的所述另外的多个实值子带信号被延迟器延迟，以确保在时间上与本发明的设备输出的复值子带信号同步。

本发明的第二方面以下述发现为基础，即，通过借助提取器从至少两个复值子带信号提供所述至少两个复值子带信号的实值虚部，和从第一第二或第三复值子带信号提取实部，借助根据虚部提供中间信号的多带滤波器，和借助通过组合实部信号和中间信号而形成实值子带信号的计算器，多个复值子带信号能够在失真较小并且混叠极小的情况下被更有效地简化为实值子带信号。更准确地说，本发明以下述发现为基础，即在可选的实合成之前，另一多带滤波器将复值子带信号变回实值子带信号，其中重构和信号处理行为的整体质量与复滤波器组的质量一致。

根据实施例的具体实现，提取器也可被实现成分离器，例如如果将提供一个以上的实值子带信号。这种情况下，从所有复值子带信号中提取它们适当的实部和虚部以便进一步处理是有益的。

另一方面，即使根据三个或者更多不同的复值子带信号将只获得一个实值子带信号，提取器也可被实现成分离器，所述分离器将每个复值子带信号分成其实部和虚部。这种情况下，在进一步的处理中不需要的虚部信号和实部信号可被忽视。从而，在本申请的架构中，术语分离器和提取器可被同义地使用。

此外，在本申请的架构中，虚部信号和虚部，以及实部和实部信号指的是值与复值子带信号的值的虚部或实部对应的信号。这种情况下，另外应注意原则上，任何虚部信号和任何实部信号都可以是实值的或者复值的。

在本发明的一个实施例中，本发明的处理多个复值子带信号的设备还被供给多个实值子带信号，其中所述多个复值子带信号如上所述那样被处理，其中在所述设备的输出端以未滤波的形式提供所述多个实值子带信号。从而，该实施例形成局部复调制合成滤波器组。该实施例的一个主要优点在于就所述多个复值子带信号来说，重构和信号处理行为的整体质量与复滤波器组的质量一致，在由所述多个实值子带信号表示的剩余频率范围中，重构和信号处理行为的整体质量与实滤波器组的质量一致。作为实施例的另一优点，与实值滤波器组相比，计算复杂性仅仅稍微增大。此外，作为实施例的另一优点，由所述多个复值子带信号和多个实值子带信号表示的两个频率范围之间的无缝过渡是特殊的边缘频带处理的结果。此外，作为另一优点，与处理复值信号的复滤波器组相比，计算复杂性显著降低。

本发明的另一实施例描述一种既包含本发明的处理多个实值子带信号的设备，又包含本发明的处理多个复值子带信号的设备的系统，其中本发明的这两种设备还都传递另外的多个实值子带信号。在本发明的两个设备中间，第一和第二操作器分别修改由本发明的处理多个实值子带信号的设备输出的多个复值子带信号，和所述另外的多个实值子带信号。第一和第二操作器能够进行线性时间不变修改，比如包络调整或滤波。从而，在所述系统中，就由所述多个复值子带信号表示的频率范围来说，重构和信号处理行为的整体质量与复滤波器组的质量一致，就由所述另外的多个实值子带信号表示的频率范围来说，重构和信号处理行为的整体质量与实滤波器组的质量一致，从而与直接修改所述多个实值子带信号相比，信号的处理质量好得多，同时计算复杂性仅仅稍微增大。如前概述和后面更详细所述，其它实施例的操作器并不局限于线性和/或时间不变操作器。

在本发明的处理多个复值子带信号的设备的另一实施例中，通过采用延迟器延迟地传递另外的多个实值子带信号，以确保在时间上与由本发明的处理多个复值子带信号的设备输出的实值子带信号同步。

附图说明

下面将参考附图，利用例证实例说明本发明，所述例证实例并不限制本发明的范围或精神。本发明的优选实施例随后由下面的附图描述，其中：

图1图解说明局部复信号处理；

图2图解说明局部复分析滤波器组；

图3图解说明局部复合成滤波器组；

图4图解说明多带滤波。

图5图解说明包含多个正弦分量的初始信号的频谱；

图6图解说明在不存在具体体现本发明教导的无缝过渡特征的局部复滤波器组中的子带修改的情况下，通过分析和合成获得的信号的频谱；

图7图解说明由在复滤波器组的子带域中的修改获得的信号的频谱；

图8图解说明由在实滤波器组的子带域中的修改获得的信号的频谱；

图9图解说明由在按照本发明教导的局部复滤波器组的子带域中的修改获得的信号的频谱；

图10图解说明用于空间音频编码中的时间/频率变换的混合QMF分析组；

图11图解说明用于空间音频编码中的时间/频率变换的混合QMF合成组；

图12图解说明实值分析QMF组的流程图；

图13将本发明设备的处理多个实值子带信号的实施例表示成实数-复数转换器；和

图14以复数-实数转换器的形式表示本发明设备的处理多个复子带信号的实施例。

具体实施方式

下面描述的实施例只是举例说明本发明的局部复调制滤波器组的原理。这里描述的方案和细节的各种修改和变化对本领域的技术人员来说是明显的。于是，本发明只由附加的权利要求的范围限定，而不受这里作为实施例的说明和解释所给出的具体细节限定。

图1图解说明基于局部复分析101和合成104滤波器组的局部复信号处理的原理。数字音频输入信号被送入局部复分析滤波器组101。在总共L个子带信号中，该分析组输出K个复子带信号和(L-K)个实子带信号，其中K和L是正整数，并且K≤L。对实子带信号进行第一修改102，对复信号进行第二修改103。这些修改目的都在于在时间和频率方面对音频信号整形。修改后的子带信号随后被送入局部复合成滤波器组104，局部复合成滤波器组104产生处理后的数字音频信号作为输出。

图2图解说明本发明教导的局部复分析滤波器101的一个实施例的组件。数字音频输入信号由L-带余弦调制的滤波器组201分析，在输出端，L-带余弦调制的滤波器组201将L个实子带信号分成两组。由K个实子带信号组成的第一组由多带滤波器204滤波，其输出在乘法器205中被乘以虚数单位的负值，并在206中被增加到由203延迟的K个实子带信号中，以便产生K个复子带信号。这些子带信号由固定的实增益207进行增益调整并作为局部复分析的K个复子带输出。由(L-K)个实子带信号组成的第二组被送入延迟单元202，其输出构成局部复分析的实子带。202和203中的延迟量都被调整，以便补偿由多带滤波器204引入的延迟。延迟器202、延迟器203、多带滤波器204、多带滤波器205、加法器206和固定实增益调节器207构成实数-复数转换器210，实数-复数转换器210被供给提供K个复值子带信号和(L-K)个实值子带信号的K个实值子带信号和(L-K)个实值子带信号。此外，乘法器205和加法器206形成计算器215，计算器215根据作为复值子带信号的实部信号的至少一个实值子带信号，和作为复值子带信号的虚部的至少一个实值子带信号，提供至少一个复值子带信号。

图3图解说明本发明教导的局部复合成滤波器组104的一个实施例的组件。(L-K)个实子带信号在304中被简单地延迟，并被送入L-带余弦调制合成滤波器组308的(L-K)个输入端中。K个复子带首先由固定实增益301调节增益。随后，分别在302和303中提取复子带信号的实部和虚部。子带的虚部由多带滤波器306滤波，其输出在307中被增加到被305延迟的子带的实部中。调整304和305中的延迟量以便补偿多带滤波器306引入的延迟。加法器307的输出被送入L-带余弦调制合成滤波器组308的剩余K个输入端中。实部提取器302和虚部提取器303一起构成将复值子带信号分离成实值实部信号和实值虚部信号的分离器309。更具体地说，实部提取器302提供实部信号，虚部提取器303提供虚部信号。在图3中所示的特殊实施例中，分离器309将K个复值子带信号处理，确切地说分离成K个实值实部信号和K个实值虚部信号。

然而，如上所述，分离器309也可被实现成适合于不将所有复值子带信号分离成实部信号和虚部信号的提取器。从而，分离器309也被同义地称为从复值子带信号提取实部信号(实部)和虚部信号(虚部)的提取器309。

固定实增益调节器301，包括实部提取器302和虚部提取器303的分离器309，延迟器304，延迟器305，多带滤波器306和加法器307一起构成本发明的复数-实数转换器310，复数-实数转换器310能够将K个复值子带信号变换成K个实值子带信号，并在复数-实数转换器310的输出端提供延迟的(L-K)个实值子带信号。

图4图解说明多带滤波器401的操作，多带滤波器401将K个实子带信号作为输入0，1，2，...，(K-1)，并给出K个实子带信号作为输出0，1，2，...，(K-1)。在线性系统的语言中，这只是线性时间不变离散时间多入多出(MIMO)系统。通过分别用滤波器F_m，-q(m)，...，F_m，0，...F_m，+p(m)对(q(m)+(pm)+1)个输入(m-q(m)，...，m，...，(n+p(m))滤波，并在403m中对结果求和，在402m中产生第m个输出。约束条件(m-q(m))≥0和(m+p(m))≤K-1必须保持。如在下面的说明中概述的那样，本发明教导如何通过利用计算复杂性低的多带滤波器204和306获得高质量的复数表示，所述计算复杂性低的多带滤波器204和306具有

$q\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& \mathrm{for\; m}=0\\ 1,& \mathrm{for\; m}=1,...,K-1\end{array}\right\},---\left(1\right)$

$p\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& \mathrm{for\; m}=0,...,K-2\\ 0,& \mathrm{for\; m}=K-1\end{array}\right\},---\left(2\right)$

此外，滤波器F_m，-1和F_m，1的相似性可被用于进一步降低复杂性。当余弦调制的滤波器组的原型滤波器具有足够高的阻带衰减时，可使用由(1)和(2)描述的q(m)和p(m)的特别小的值。这含蓄地要求某一最小长度的原型滤波器。对于较短的原型滤波器来说，q(m)和p(m)的值不得不被增大。但是，本发明教导的方法在计算上仍然高效，因为滤波器F_m，r的长度正比于原型滤波器的长度。

在子带滤波器01中实现的滤波器在原理上可以是具有各种各样滤波器特性的各种滤波器。在图4中所示的实施例中，将索引为m的子带信号映射成具有相同子带索引m的子带信号的子带滤波器F_m，0一般是具有位于(π/2)的中心频率的带通滤波器。就将三个子带信号组合成一个子带信号作为滤波器组信号的多带滤波器来说，其它两个多带滤波器F_m，-q(m)和F_m，+p(m)一般是高通滤波器或者低通滤波器，其中它们的确切类型取决于子带索引m。如果多带滤波器401适合于组合三个以上的子带信号，从而获得索引为m的滤波器子带信号(它不是“边界”子带信号)，那么多带滤波器的对应类型可以是带通滤波器、高通滤波器、低通滤波器、带阻滤波器或者全通滤波器。

从而，图1-3中所示的实施例描述一种离散时间音频信号的修改方法，其特征在于：

·利用余弦调制分析滤波器组对信号滤波，

·借助多带滤波，产生子带子集的复子带样本，

·修改实子带样本和复子带样本，

·借助多带滤波，将所得到的复样本变换成实样本

·通过余弦调制合成滤波器组对实子带样本滤波

图5图解说明包含多个正弦分量的初始信号的振幅频谱的一部分。通过使用窗口离散傅里叶变换获得该频谱。频率轴被标准化，以致频率指数n对应于等于(nπ/L)的离散时间频率，其中L＝64。从而，如果数字音频信号的采样频率为f_s，那么图5中所示的频率范围从(5/64)·f_s/2到(11/64)·f_s/2。在这种标准化中，L子带复或实调制滤波器组的索引为n的子带具有主瓣集中在频率指数n和(n+1)之间的响应。对图5-9保持这种约定。

换句话说，每个子带或子带信号与索引n或m和对应子带的中心频率相关。从而，可按照递增的索引对应于较高频率的方式，根据与子带信号相关的中心频率排列子带信号，确切地说，排列子带。

图6图解说明由不具体体现本发明教导的无缝过渡特征的局部复滤波器组中无子带修改情况下的分析和合成获得的信号的频谱。具体地说，考虑一种更自然的方法，其中101由具有L＝64子带的两个滤波器组构成，第一个滤波器组是复指数调制的，第二个滤波器组是余弦调制的。当独立使用时，这两个滤波器组都产生近乎完美的重构。这里考虑的构造从第一复组获得最初的K＝8个子带，从第二实组获得剩余的(L-K)＝56个子带。输入信号和图5中考虑的信号相同，通过与图5比较可看出，在标记复子带和实子带之间的过滤频率的频率指数8附近引入了混叠分量。片刻忽略这种自然方法的复杂性事实上高于单一复组的复杂性，该实例表明需要复子带和实子带之间的过渡的特殊处理。在102和103中不进行任何修改的情况应更可取地产生来自104的数字音频输出，所述数字音频输出在知觉上与给101的输入不可区分。如在图2和3中本发明描述的局部复分析和合成滤波器组正好拥有该特征。特别地，处理后的信号的对应振幅频谱和图5的振幅频谱相同。从而，多带分析滤波器或分析滤波器组和合成多带滤波器或合成滤波器组的级联，换句话说，多带分析和合成滤波的级联应产生几乎完美的重构，例如一直到符号改变。图7图解说明由在复指数调制滤波器的子带域中的修改获得的信号的频谱。所述修改包括对索引为n的子带应用增益g(n)，其中g(n)是n的递减函数。与图5相比，正弦分量只是据此改变了振幅。这说明了初始信号的均衡或包络调整的所需行为。利用实余弦调制滤波器组进行同样的修改会产生具有在图8描绘的频率分析的输出信号。附加的混叠正弦分量使结果明显偏离如图7描述的所需行为，并且该失真是听得见的。在如图2和3教导的由图4中的多带滤波器和用于每个单个滤波器的11个滤波器抽头实现的局部复滤波器组中应用相同的增益修改会产生图9的振幅频谱。同样选择K8，并且可看出，在频率指数K-0.5＝7.5以下，输出具有复滤波器处理的质量(图7)，在该频率指数以上，输出具有实滤波器组处理的质量(图8)。

从而，本发明涉及包含利用下采样实值子带滤波器组的音频信号的均衡、谱包络调整、频率选择性展平或者频率选择性空间化的系统。通过将子带信号的对应子集变换成复值子带信号，允许抑制选择的频率范围的混叠。假定在选择的频率范围之外的混叠不太明显或者能够被其它方法减轻，那么与使用复值滤波器组相比，能够大大节省计算工作。

调制滤波器组

为了便于计算，这里将利用下述合成波形，通过连续时间窗变换模拟复指数调制L-带滤波器组

e_n，k(t)＝e_n(t-k)，                (3)

其中n，k是整数并且n≥0，

e_n(t)＝e_n，0(t)＝v(t)exp[iπ(n+1/2)(t+1/2)].       (4)

窗口函数v(t)被认为是实值的。通过将e_n(t)＝c_n(t)+is_n(t)分成实部和虚部，获得余弦和正弦调制滤波器组的合成波形，

$\left\{\begin{array}{c}{c}_{n,k}\left(t\right)=c_n(t-k)\\ s_{n,k}\left(t\right)=s_n(t-k)\end{array}\right\}.---\left(5\right)$

通过以间距1/L恰当地对t-变量采样，获得离散时间信号和具有L子带的滤波器组的结果。用下式定义信号之间的内积

$\⟨x,y\⟩={\∫}_{-\∞}^{\∞}x\left(t\right)y^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

其中星号表示复共轭。对于离散时间信号来说，积分用求和替代。信号x(t)的余弦和正弦调制滤波器组分析运算从而下式描述

α_n(k)＝<x，c_n，k>，β_n(k)＝<x，s_n，k>.             (7)

已知子带信号

对应的合成运算是

$y_c\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widetilde{\mathrm{\&alpha;}}}_n\left(k\right)c_{n,k}\left(t\right),y_s\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widetilde{\mathrm{\&beta;}}}_n\left(k\right)s_{n,k}\left(t\right)---\left(8\right)$

对于离散时间信号来说，子带索引n内的求和局限于(L-1)。根据余弦/正弦调制滤波器组和重叠变换的理论，众所周知窗口函数v(t)可被设计成以致对于未修改的子带信号

组合的分析和合成运算产生理想的重构y_c＝y_s＝x。对于几乎完美的重构设计，这些等式将是近似的。

PCT/SE02/00626“Aliasing reduction using complex exponentialmodulated filter banks”教导的复指数调制滤波器组的运算可由复分析描述

γ_n(k)＝g_a<x，e_n，k>＝g_a(α_n(k)-iβ_n(k))，        (9)

其中g_a是固定的实分析增益系数。自复子带信号的合成由下式定义

$y_e\left(t\right)=g_s\mathrm{Re}\left\{\underset{n=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\widetilde{\mathrm{\&gamma;}}}_n\left(k\right)e_{n,k}\left(t\right)\right\}---\left(10\right)$

$=g_s{g}_a\underset{n=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}({\widetilde{\mathrm{\&alpha;}}}_n\left(k\right)c_{n,k}\left(t\right)+{\widetilde{\mathrm{\&beta;}}}_n\left(k\right)s_{n,k}\left(t\right)),$

其中g_s是固定的实合成增益系数。假定复子带信号未被修改，

并且余弦和正弦调制组具有理想的重构，那么根据(8)和(9)得到

y_e＝g_sg_a(y_c+y_s)＝2g_sg_ax.                (11)

从而实现理想的重构，如果下式成立的话

g_ag_s＝1/2.                              (12)

导致复子带表示的能量保存的固定增益的一个特别吸引人的选择是

从而就复情况来说，在不改变重构性质的情况下能够许可每个子带偏离(4)描述的特定调制固定的相位因数，因为(9)和(10)中的复子带信号的修改将抵消。以系数2对复指数调制滤波器组过采样。借助恰当的窗口设计，这能够实现如PCT/SE02/00626“Aliasingreduction using complex exponential modulated filter banks”中所示的实质上无混叠的包络调整。通过放弃上面描述的严格完美的重构架构而采用几乎完美的重构，这样的设计通常更易于实现。

多带滤波

假定只有(7)的余弦调制滤波器组分析α_n(k)可用，那么通过组合余弦滤波器组合成步骤和正弦滤波器组分析，可获得对应的正弦调制滤波器组分析β_m(l)。得到

${\mathrm{\&beta;}}_m\left(l\right)=\underset{n=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_n\left(k\right)\&lang;c_{n,k},s_{m,l}\&rang;,---\left(13\right)$

其中内积中时间变量的变化导致

<c_n，k，s_m，l>＝<c_n，s_m，l-k>.                (14)

从而(13)中关于k的求和对应于滤波，并且整个结构被看作图4中描述的多带滤波关于无限多频带的版本。重写复波形(4)得到

$\&lang;c_n,s_{m,\mathrm{\&lambda;}}\&rang;=\frac{1}{2}\mathrm{Im}\{\&lang;e_{m,\mathrm{\&lambda;}},e_n\&rang;+\&lang;e_{m,\mathrm{\&lambda;}},e_{-1-n}\&rang;\}.---\left(15\right)$

在替换

之后，(15)的第一项可被展开成

$\&lang;e_{m,\mathrm{\&lambda;}},e_n\&rang;=$

$\exp \left[i\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\right[m-n-(m+n+1)\mathrm{\&lambda;}\left]\right]\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}v(t-\mathrm{\&lambda;}/2)v(t+\mathrm{\&lambda;}/2)\exp \left[\mathrm{i\&pi;}(m-n)t\right]\mathrm{dt}.---\left(16\right)$

借助对称窗口v(-t)＝v(t)，(16)中的积分的虚部成为零，以致

$\mathrm{Im}\&lang;e_{m,\mathrm{\&lambda;}},e_n\&rang;=\sin \left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\right[m-n-(m+n+1)\mathrm{\&lambda;}\left]\right]h_{m-n}\left(\mathrm{\&lambda;}\right),---\left(17\right)$

其中

$h_{\mathrm{\&mu;}}\left(\mathrm{\&lambda;}\right)=\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}v(t-\mathrm{\&lambda;}/2)v(t+\mathrm{\&lambda;}/2)\cos \left[\mathrm{\&pi;\&mu;t}\right]\mathrm{dt}.---\left(18\right)$

该表达式是μ和λ的偶函数。对于窗口的适当设计，可假定对于|μ|＞1，h_μ成为零。就离散时间来说，(18)中的积分将被整数v′的求和替代，同时t＝(v+θ)/L，L是子带的数目，θ是等于0或1/2的偏移值。当θ＝0时，就μ来说(18)的离散时间配对物是周期性的，周期为2L，当θ＝1/2时，就μ来说(18)的离散时间配对物是反周期的，周期为2L。在(15)中代入n＝m+r得到

$\&lang;c_{m+r},s_{m,\mathrm{\&lambda;}}\&rang;=$

$\frac{1}{2}\left\{\sin \right[\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}[-r-(2m+1+r)\mathrm{\&lambda;}]]h_r\left(\mathrm{\&lambda;}\right)+\sin [\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}[\mathrm{r\&lambda;}+2m+1+r]\left]h_{2m+1+r}\left(\mathrm{\&lambda;}\right)\right\}.---\left(19\right)$

参见图4中的402m，f_m，r(λ)＝<c_m+r，s_m，λ>可被用作滤波器F_m，r的脉冲响应，如果在上面的计算中代入L＝K。假定除了μ＝2Kκ+σ(其中κ是整数并且σ∈{-1，0，1})之外，h_μ变成零，那么(19)的第二项只给出m＝0和m＝(K-1)的贡献。这些边缘情况是重要的是，因为它们包含调制滤波器401的近可逆性的关键。除(19)的无足轻重的调制之外，只有两个原型滤波器h₀，h₁必须被考虑，(19)的检查表明只有h₀的奇数样本开始起作用。此外对本领域的技术人员来说，显然(19)的特殊调制和滤波器f_m+1，-1与f_m-1，1的相似性便于以多相形式非常高效地实现多带滤波器。在本申请的其它部分中给出了这种实施例的更详细说明。

对于实际的设计来说，有利的是为这些原型滤波器的设计而放弃离散内积(18)。改为对于选择的整数N，滤波器f_m，r被设计成给出最佳近似

$s_m\&ap;\underset{r}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{k=-N}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_{m,r}(-k)c_{m+r,k}.---\left(20\right)$

这给出了正弦调制滤波器组分析的第二种更直接的途径

${\mathrm{\&beta;}}_m=\underset{r=-1}{\overset{1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_{m,r}*{\mathrm{\&alpha;}}_{m+r}---\left(21\right)$

其中星号表示卷积。此外，通过代入(20)和集中余弦项，展开正弦合成运算(8)，得到

${\widetilde{\mathrm{\&alpha;}}}_n\left(k\right)=\underset{r,l}{\mathrm{\&Sigma;}}{f}_{n-r,r}(l-k){\widetilde{\mathrm{\&beta;}}}_{n-r}\left(l\right),---\left(22\right)$

以致当滤波器被具有脉冲响应g_m，r(λ)＝f_m+r，-r(-λ)的G_m，r替代时，合成多带滤波器306也具有401的结构。互换上面的推导中余弦调制和正弦调制的角色也会得出相同的结果。

多带滤波器的总的计算复杂性正比于N·K运算/子带取样周期，即每个数字音频样本N·K/L个运算。当K＜＜L时，与全复调制滤波器组所需的附加正弦调制相比，这能够显著降低计算复杂性。

与纯实调制滤波器组或纯复调制滤波器组的应用相比，在分析步骤和合成步骤中，多带滤波器都引入N个子带样本的附加延迟。通过在202、203、304和305中，使不通过多带滤波器听所有子带样本都延迟N个子带样本的延迟量，补偿所述附加延迟。在修改103包含子带滤波，如在[E.Schuijers，J.Breebart，H.Purnhagen，J.Engdegard：“Low complexity parametric stereo coding”，Proc.116^thAES convention，2004，paper 6073]中所述的情况下，子带滤波器能够与多带滤波器204结合，以便能够通过近似组合的脉冲响应，减小总的延迟。

如果选择的K个复子带是总共L个子带中的前K个，那么多带滤波器模拟具有K个子带的滤波器组的合成对后面是利用具有K个子带的滤波器组的分析的K/L倍初始采样频率的时域的影响。这种迂回的缺点是导致多带滤波器延迟比利用本发明教导的设计方法能够获得的多带滤波器延迟更长。对于分析音频通道的数目远远小于合成通道的数目的应用来说，仅仅通过由关于L个子带的真实的复调制滤波器组分析进行局部复分析101，并丢弃最后(L-K)个子带的虚部，就能以更高计算复杂性的代价完全避免多带滤波器的分析延迟。但是，为了就不变的子带来说，使与图3的分析的结合产生近乎完美的重构，必须用继之以依据系数L的二次采样的特殊直接形式(direct form)滤波代替索引为(K-1)的边缘子带的分析。从而，在索引为(K-1)的边缘子带只包含一个非零样本，并且所有其它子带为零的情况下，通过研究图3的局部复合成能够获得该滤波。虽然在降低复杂性方面有处不大，不过通过由关于L子带的真实的复调制滤波器组合成进行局部复合成104，能够类似地避免调制滤波器的合成延迟，对于所述L个子带来说，索引为(K-1)的输入子带被重定向到由继之以特殊直接形式(direct form)滤波的依据系数L的上采样组成的独立合成操作。由(L-1)个频带的复滤波器组合成的结果和单独一个子带的合成结果随后在时域中被加在一起。

本发明涉及包含利用下采样的实值子带滤波器组的音频信号的均衡、谱包络调整、频率选择性展平或者频率选择性空间化的系统。通过将子带信号的对应子集变换成复值子带信号，允许抑制选择的频率范围的混叠。假定在选择的频率范围之外的混叠不太明显或者能够被其它方法减轻，那么与使用复值滤波器组相比，能够大大节省计算工作。

本发明教导如何以只比实值滤波器组的计算复杂性稍大的计算复杂性，获得所选频率范围的信号的复表示。对实滤波器组分析的所选子带应用高效的多带滤波器，以便产生这些子带信号的虚部。结果是局部复调制滤波器组分析。在起因于诸如包络调整和滤波之类线性时间不变修改的能量估计的稳定性和最小混叠方面，复化的(complexified)子带将具有和来自复指数调制滤波器组的对应子带相同的优点。在实合成之前，另一多带滤波器将复子带样本变回实子带样本。重构和信号处理行为的总体质量在复化频率范围中与复滤波器组的质量一致，在其它的频率范围中与实滤波器组的质量一致。这两个范围之间的无缝过渡隐含地起因于本发明教导的特殊边缘频带处理。

在修改器或操纵器102、103的架构中，应提及借助时间插值增益或矩阵的空间参数(例如MPEG环绕声或参量立体声)的时变应用。就时间不变修改或处理来说，具有不引入混叠的包络调整或均衡的应用是重要的。从而，涉及混叠的引入的定义主要集中在时间不变情况上。

然而，在图1中所示的操纵器或修改器102、103的架构中引入时变性代表其中不引入混叠的特征的定义变得更困难。实际上，例如，即使在MPEG环绕声的架构，也将按照本地时间不变方式处理长的重要信号。在另一步骤中，在将为得重要的先进转置方法，比如高质量SBR的架构中，还可考虑非改线处理。虽然这些先进的转置方法包含时变和/或非线性处理，不过在第一步骤中，也不得不考虑时间不变修改和处理。

总之，在修改器或操纵器102、103的架构中，任何处理的确可能并且是相关的，只要它要求所得到的(局部复)滤波器组的时间频率分辨率。从而，对应复滤波器组的操纵器103的所有优点也存在于局部复滤波器组的复部分中。

图1-3中描述的本发明的实施例包括下述特征：

一种离散时间音频信号的修改方法，包括下述步骤：

用余弦调制分析滤波器组对信号滤波，

借助多带滤波，产生子带子集的复子带样本，

修改实子带样本和复子带样本，

借助多带滤波，将所得到的复样本变换成实样本

通过余弦调制合成滤波器组对实子带样本滤波，从而获得修改的离散时间音频信号。

下面概述低功率形式的空间音频工具的一种实现。低功率空间音频工具作用于第K个QMF子带(QMF＝正交镜像滤波器)之上的实值子带域信号，其中K是正整数。按照预期实现的具体需要和规范选择整数K。换句话说，依据预期实现的细节，比如位流信息给出整数K。实值QMF滤波器组与本发明的实数-复数转换器结合使用，从而获得局部复子带域表示。此外，低功率空间音频工具可包含另外的模块，以便减小由于实值处理而引入的混叠。

在上述简短介绍之后，低功率空间音频编码系统采用按照图10的时间/频率变换。所述空间音频编码的时间/频率变换器包括图10中所示的混合QMF分析滤波器组。处理实QMF分析滤波器组500的混合QMF分析滤波器组通过可选的开关510与本发明的实数-复数转换器520连接。实数-复数转换器520还与一个或多个Nyquist分析滤波器组530连接。

实QMF分析滤波器组500在输入端被供给时域输入信号

并在输出端向实数-复数转换器520提供实值QMF信号

实数-复数转换器520将QMF信号变成局部复样本

所述局部复样本随后被提供给Nyquist分析滤波器组530，Nyquist分析滤波器组530再产生混合子带域信号x^n，m。

除了这种时间/频率变换器的其中利用时域样本

设置空间音频解码器的常规操作模式之外，还可以采用来自复杂性低的HE-AAC解码器的(中间)实值(QMF)子带域样本

更具体地说，这种情况下，采用在HE-AAC QMF合成之前的子带域样本，如在[ISO/IEC14496-3：2001/AND1：2003]中安排的那样。为了还能够将这些QMF输入信号

供给本发明的实数-复数转换器520，可选的开关510被集成到图10中所示的时间/频率变换器中并相应地被开关。

以QMF输入信号的形式提供的，或者通过实QMF分析滤波器组500提供的实QMF信号由实数-复数转换器520转换成局部复样本

实数-复数转换器520将在下面参考图13详细说明。此外，作为一个附加选项并且如果能够实现的话，图10中未示出的剩余解码模块能够提供子带域样本

作为QMF残余输入信号。这些QMF残余信号也通过可选的延迟器540被传送给Nyquist分析滤波器组530，因为这些QMF残余输入信号也需要以延迟的形式被传送，以便在被变换到同样形成混合子带域信号x^n，m的混合域之前，补偿由实数-复数转换器520引起的延迟。

图11表示空间音频编码系统中进行频率/时间变换，确切地说，时间/频率变换的混合QMF合成滤波器组。混合QMF合成滤波器组包含在输入端被供给混合子带域信号y^n，m的一个或多个Nyquist合成滤波器组550。更具体地说，在Nyquist合成一方，混合子带域样本y^n，m由Nyquist合成滤波器组550变换成局部复QMF子带域样本

局部复QMF子带域样本随后被提供给本发明的复数-实数转换器560，复数-实数转换器560将局部复QMF子带域样本转换成实值，确切地说，实QMF样本本发明的复数-实数转换器560将参考图14更详细地说明。这些实QMF样本被提供给实QMF合成滤波器组570，在实QMF合成滤波器组570，它们以时域样本，确切地说，时域输出信号

的形式被变回到时域中。

现在更详细地说明滤波器组，确切地说实QMF分析滤波器组500和实QMF合成滤波器组570。例如，对于低功率MPEG环绕系统，使用实值QMF滤波器组。这种情况下，分析滤波器组500使用64个通道，如下概述的那样。合成滤波器组570也具有64个通道，并且和在ISO/IEC 14496-3的4.6.18.8.2.3节中描述的低复杂性HE-ACC系统中使用的滤波器组相同。虽然下面的说明建立在64通道(整数L＝64)的基础上，不过本发明和其实施例并不局限于使用64个通道或者适当数目的实值或复值子带信号。原则上，在本发明的实施例中可以使用任意数目的通道，确切地说，实值或复值子带信号。但是，如果使用不同数目的通道，那么实施例的适当参数也应必须相应地修改。图10中所示的实值QMF分析滤波器组500被用于将来自核心解码器的时域信号分成64个子带信号。来自滤波器组，确切地说，来自实值QMF滤波器组500的输出是呈子带样本形式的实值和临界采样信号。

图12以C/C++伪代码的形式给出了实值分析QMF滤波器组500执行的操作的流程图。换句话说，图12中图解说明了实QMF分析滤波器组500执行的方法。滤波涉及下述步骤，其中数组x包含标以索引0-639的640个时间域输入样本。在图12中，数组或向量的索引用方括号括起来。时间域输入样本的数组x中的较大索引对应于较早的样本。

图12图解说明实QMF分析滤波器组500对QMF子带样本1执行的方法。在步骤S100中启动该方法之后，在步骤S110中，数组x中的样本被移动64个位置。索引为575-639(n＝575，...，639)的64个最陈旧样本被丢弃。之后，在步骤S120中，在索引为-63的位置，在数组x中保存64个新样本。

在步骤S130中，数组x的样本被乘以窗口，确切地说，窗口函数c的一组系数。窗口c也被实现成具有索引为0，...，639的640个元素的数组c。通过按照下式引入具有640个元素的新的中间数组z，在步骤S130中完成该乘法：

z(n)＝x(n)·c(n)，n＝0，...，639             (23)

其中在ISO/IEC 14496-3的表4.A.87中可找到窗口系数c[0]，...，c[639]。

在下一步骤S140中，按照下式计算中间数组z表示的样本的总和

$u\left(n\right)=\underset{j=0}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}z(n+j\&CenterDot;128),n=0,...,127---\left(24\right)$

产生一个新的128个元素的中间数组u。在图12的流程图中，等式(24)也被表示成代表等式(24)的公式的助记码。

在下一步骤S150中，通过与矩阵M的矩阵运算M·u，计算新的64个子带样本，其中矩阵M的元素由下式给出

$M_r(k,n)=2\&CenterDot;\cos \left(\frac{\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;(k+0.5)\&CenterDot;(2\&CenterDot;n-192}{128}\right),\left\{\begin{array}{c}0\&le;k<64\\ 0\&le;n<128\end{array}\right.---\left(25\right)$

之后进行步骤160中的滤波方法。

从而，图12的流程图中所示的方法的每个循环产生64个子带样本，每个子带样本代表来自一个滤波器组子带的输出。如前所述，在图12的流程图中，X_real[m][l]对应于QMF子带m的子带样本l，其中m、l和n都是整数。从而，输出X_real[m][n]等于实值子带样本

$({\hat{x}}_{\mathrm{real},k}^{n,m}=X_{\mathrm{real}}\left[m\right]\left[n\right]).$

虽然图12表示了实值分析QMF滤波器组500的流程图，不过图13更详细地表示本发明的实数-复数转换器520。图13中所示的实数-复数转换器520接收4个实子带信号，所述64个实子带信号形成两个不同的子集：K个实子带和(64-K)个实子带，其中K同样是1-64之间的正整数。K个实子带信号或子带形成的子集形成多个实值子带信号，(64-K)个实子带形成的第二个子集形成另外的多个实值子带信号。

K个实子带信号形成的子集被提供给多带滤波器600和可选的第一延迟器610。多带滤波器600在输出端提供一组K个实值中间子带信号，所述一组K个实值中间子带信号被提供给乘法器620，乘法器620将每个实值中间子带信号乘以负的虚数单位(-i)。乘法器620的输出被提供给加法器630，加法器630还从延迟器610接收延迟的K个实值子带信号。加法器630的输出再被提供给固定增益调节器640。固定增益调节器640通过将对应的子带信号乘以实值常数，调整在其输入端提供的每个子带信号的电平。应注意固定增益调节器640是一个可选组件，不是本发明的实数-复数转换器所必需的。作为固定增益调节器640(如果实现的话)的输出，或者在加法器30的输出端，实数-复数转换器520提供K个复值子带信号，确切地说，K个复子带。

加法器630和乘法器620一起构成计算器650，计算器650提供可被固定增益调节器640随意调节增益的复值子带信号。更具体地说，计算器650组合作为复值子带信号的实部，由计算器650输出的实值子带信号和作为复值子带信号的虚部，由多带滤波器600输出的中间信号。

在这方面，重要的是注意第一延迟器610也是一个可选组件，它保证在计算器650组合多带滤波器600输出的中间信号和提供给实数-复数转换器520的实值子带信号之前，正确地考虑到由多带滤波器600造成的可能的时间延迟。

作为一个可选组件，实数-复数转换器520还包括第二延迟器660，第二延迟器660同样确保多带滤波器600造成的可能时间延迟不会在所述另外的多个实值子带信号，即(64-K)个实值子带信号中显露出来。为此，第二延迟器660被连接在原样通过实数-复数转换器520的(64-K)个实值子带信号中间。重要的是注意实数-复数转换器520并不必然包含以原样形式或者只是被延迟的形式传送的任何实值子带信号，因为整数K同样能够采用值K＝64，以致没有任何实值子带信号按照所述方式通过实数-复数转换器520。

从而，实QMF子带信号由如图13中所示的实数-复数转换器520变换成局部复QMF子带。第一组的K个实子带信号由多带滤波器600滤波，由乘法器620乘以虚数单位的负数(-i)，并由加法器630加入到K个延迟的实值子带信号中，以便产生K个复子带信号。如上所述，在加法器630处理K个实值子带信号之前，延迟所述K个实值子带信号的延迟器610是可选的。加法器630，确切地说计算器650输出的K个复值子带信号由固定实增益调节器640调节增益，并作为实数-复数转换器的K个复值子带，从而作为包含实数-复数转换器320的局部复分析滤波器组的K个复值子带被输出。

包含(64-K)个实子带信号的第二组仅仅被可选的第二延迟器660延迟(如果它们确实存在的话)。两个可选的延迟器610、660的作用是补偿由多带滤波器600引入的可能延迟。该延迟的长度一般和包含在多带滤波器600中的一组多带滤波器的阶相关。通常，该延迟的长度一般为多带原型滤波器的阶的一半。这意味着在下面更仔细地说明的实施例中由这两个可选延迟器610、660施加的延迟相当于5个子带样本。如同上面所述，尤其是关于图4中的多带滤波器的描述说明的那样，多带滤波器通过进行下面的计算作用于第一组K个QMF子带信号，其中

表示变成由计算器650输出的复值子带信号的虚部的多带滤波器600的输出：

${\hat{x}}_{\mathrm{imag},k}^{n,m}=\underset{r=q\left(m\right)}{\overset{p\left(m\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{v=0}{\overset{10}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_{m,r}\left[v\right]{\hat{x}}_{\mathrm{real},k}^{n-v,m+r},m=\mathrm{0,1},...,K-1---\left(26\right)$

项f_m，r[v]表示滤波器，确切地说表示滤波函数，

表示在多带滤波器的输入端提供的实值子带信号。此外，QMF子带求和极限由下式定义

$q\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& \mathrm{for\; m}=0\\ 1,& \mathrm{for\; m}=1,...,K-1\end{array}\right\}---\left(27\right)$

和

$p\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& \mathrm{for\; m}=0,...,K-2\\ 0,& \mathrm{for\; m}=K-1\end{array}\right\}---\left(28\right).$

滤波器f_m，r[v]来源于多带滤波器600的两个原型滤波器，它们主要由两个多带滤波器原型系数a^v[n]确定，其中v＝0，1。更准确地说，滤波器或者滤波函数f_m，r[v]满足下面的关系

其中多带滤波器原型系数a⁰[v]满足在下表1中给出的关系：

表1

0.003≤a⁰[0]≤0.004

      |a⁰[1]|≤0.001

-0.072≤a⁰[2]≤-0.071

      |a⁰[3]|≤0.001

0.567≤a⁰[4]≤0.568

      |a⁰[5]|≤0.001

0.567≤a⁰[6]≤0.568

      |a⁰[7]|≤0.001

-0.072≤a⁰[8]≤-0.071

      |a⁰[9]|≤0.001

0.003≤a⁰[10]≤0.004

此外，多带滤波器原型系数a¹[v]满足在下表2中给出的关系：

表2

0.0008≤a¹[0]≤0.0009

0.0096≤a¹[1]≤0.0097

0.0467≤a¹[2]≤0.0468

0.1208≤a¹[3]≤0.1209

0.2025≤a¹[4]≤0.2026

0.2388≤a¹[5]≤0.2389

0.2025≤a¹[6]≤0.2026

0.1208≤a¹[7]≤0.1209

0.0467≤a¹[8]≤0.0468

0.0096≤a¹[9]≤0.0097

0.0008≤a¹[10]≤0.0009

换句话说，借助等式29，从在表1和表2中给出的原型滤波器得到滤波器f_m，r[v]。

计算器650组合多带滤波器600的输出

和延迟的实值QMF子带样本

形成局部复QMF子带样本

如图13中所示。更具体地说，输出

满足下述关系

${\hat{x}}_k^{n,m}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{\sqrt{2}}({\hat{x}}_{\mathrm{real},k}^{n-5,m}-i{\hat{x}}_{\mathrm{imag},k}^{n,m}),& m=\mathrm{0,1},...,K-1\\ {\hat{x}}_{\mathrm{real},k}^{n-5,m},& m=K,...,63\end{array}\right.---\left(30\right)$

其中在实值QMF子带样本

的上标(n-5)中，举例说明了两个延迟器610、660的影响。如前所述，该延迟的长度一般为如表1和2中给出的多带原型滤波器系数a^v[n]的阶的一半。这相当于五个子带样本。

在本发明的另一实施例中，多带滤波器原型，确切地说多带滤波器原型系数a^v[n](v＝0，1)满足在下面的表3和4中给出的关系：

表3

0.00375672984183≤a⁰[0]≤0.00375672984185

                 |a⁰[1]|≤0.00000000000010

-0.07159908629243≤a⁰[2]≤-0.07159908629241

                 |a⁰[3]|≤0.00000000000010

0.56743883685216≤a⁰[4]≤0.56743883685218

                 |a⁰[5]|≤0.00000000000010

0.56743883685216≤a⁰[6]≤0.56743883685218

                 |a⁰[7]|≤0.00000000000010

-0.07159908629243≤a⁰[8]≤-0.07159908629241

                 |a⁰[9]|≤0.00000000000010

0.00375672984183≤a⁰[10]≤0.00375672984185

表4

0.00087709635502≤a¹[0]≤0.00087709635504

0.00968961250933≤a¹[1]≤0.00968961250935

0.04670597747405≤a¹[2]≤0.04670597747407

0.12080166385304≤a¹[3]≤0.12080166385306

0.20257613284429≤a¹[4]≤0.20257613284431

0.23887175675671≤a¹[5]≤0.23887175675673

0.20257613284429≤a¹[6]≤0.20257613284431

0.12080166385304≤a¹[7]≤0.12080166385306

0.04670597747405≤a¹[8]≤0.04670597747407

0.00968961250933≤a¹[9]≤0.00968961250935

0.00087709635502≤a¹[10]≤0.00087709635504

在本发明的另一实施例中，多带滤波器原型系数a^v[n](v＝0，1)包含在下面的表5中给出的值：

表5

n    a⁰[n]                a¹[n]

0    0.00375672984184     0.00087709635503

1    0                    0.00968961250934

2    -0.07159908629242    0.04670597747406

3    0                    0.12080166385305

4    0.56743883685217     0.20257613284430

5    0                    0.23887175675672

6    0.56743883685217     0.20257613284430

7    0                    0.12080166385305

8    -0.07159908629242    0.04670597747406

9    0                    0.00968961250934

10   0.00375672984184     0.00087709635503

如在数学背景的上下文中，尤其是在等式(18)-(20)，以及等式(18)中的表达式的性质的上下文中概述的那样，所得到的系数的结构a^v[n]包含一定的对称性。更准确地说，同样如同在上面所示表5中给出的系数一样，表5的a^v[n]的系数满足对称关系

a^v[10-n]＝a^v[n]                (30a)

当v＝0，1并且n＝0，...，10时，和

a⁰[2n+1]＝0                    (30b)

当n＝0，...，4时。

参见图11，在实QMF合成570之前，局部复子带QMF信号由在图14中详细表示的复数-实数转换器560变换成实值QMF信号。

图14中所示的复数-实数转换器560接收64个子带信号，所述64个子带信号包含K个复值子带信号和(64-K)个实值子带信号。K个复值子带信号或者其它K个复值子带被提供给固定增益调节器700，固定增益调节器700是复数-实数转换器560的可选组件。如前所述，K表示在1-64范围中的正整数。此外，本发明并不局限于64个子带信号，也可处理多于或少于64的子带信号。这种情况下，必须相应地改变下面描述的实施例的参数。

固定增益调节器700与分离器710或者说提取器710连接，如前所述，分离器710或者说提取器710包含实部提取器720和虚部提取器730，它们都接收固定增益调节器700的输出作为输入。但是，如果没有实现可选的固定增益调节器700，那么分离器710或者说提取器710直接接收K个复值子带信号。实部提取器720与可选的第一延迟器740连接，而虚部提取器730与多带滤波器750连接。第一延迟器740和多带滤波器75都与计算器760连接，计算器760在输出端提供K个实值子带信号作为本发明的复数-实数转换器560的输出。

此外，复数-实数转换器560被供给(64-K)个实值子带信号，在图14中，所述(64-K)个实值子带信号也被称为实子带，并被提供给第二延迟器770，第二延迟器770也是一个可选组件。在复数-实数转换器560的输出端，以延迟的形式提供所述(64-K)个实值子带信号。但是，如果没有实现第二延迟器770，那么所述(64-K)个实值子带信号被原样传递。

在图14中所示的实施例中，局部复QMF子带信号

即K个复值子带信号的复部由固定增益调节器700进行增益调节。固定增益调节器700将所有输入的复值子带信号乘以实值系数，例如之后，通过按照下式，采用实部提取器720和虚部提取器730，分离器710将增益调节后的信号分成实部信号

和虚部信号

${\hat{u}}_k^{n,m}+i{\hat{v}}_k^{n,m}=\frac{1}{\sqrt{2}}{\hat{y}}_k^{n,m},m=\mathrm{0,1},...,K-1---\left(31\right)$

在图14中所示的实施例中，复值子带信号

之前的系数

由固定增益调节器700提供。

子带滤波器750通过进行下面的数学运算，继续处理虚部信号

所述虚部信号

是实值信号：

${\hat{w}}_k^{n,m}=\underset{r=q\left(m\right)}{\overset{p\left(m\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{v=0}{\overset{10}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_{m,r}\left[v\right]{\hat{v}}_k^{n-v,m+r},m=\mathrm{0,1},...,K-1---\left(32\right)$

子带滤波器750提供一组K个实值中间子带信号

在等式(32)中，QMF子带求和极限p(m)和q(m)分别由前面的等式(27)和(28)定义。此外，滤波器，确切地说滤波函数g_m，r[v]来源于原型滤波器，确切地说借助于下面的关系，来源于如表1和2、表3和4或者表5中展示的原型滤波器系数：

为了相对于分离器710或者说提取器710和多带滤波器750处理的K个复值子带子带信号获得QMF信号

计算器760计算多带滤波器75输出的中间子带信号和分离器710延迟输出的实部信号的总和。

由于第二延迟器770的影响，剩余的(64-K)个实值子带信号被延迟地传递。总之，随后通过进行下述运算，获得将被送入图11的实QMF合成滤波器组570的QMF信号

${\hat{y}}_{\mathrm{real},k}^{n,m}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{u}}_k^{n-5,m}+{\hat{w}}_k^{n,m},& m=\mathrm{0,1},...,K-1\\ {\hat{y}}_k^{n-5,m},& m=K,...,63\end{array}\right.---\left(34\right)$

如同关于等式(30)所述，实部信号

和实值子带信号

的上标(n-5)由第一延迟器740和第二延迟器70造成，其中它们的延迟的长度一般同样为如表1-5中给出的多带原型滤波器a^v[n]的阶的一半。如上所述，这相当于五个子带样本。

另外，如同关于图13所述，本发明并不局限于64个子带信号或者K个复值子带信号。事实上，如果复值子带信号K的数目等于所有子带信号的数目(K＝64)，那么第二延迟器770也可被省略，如同图13中的第二延迟器660一样。因此，全部子带信号的数目(整数L＝64)不是限制性的或者强制性的。通过调整图14中所示的组件的适当参数，原则上，任意数目的子带信号L可被用作给复数-实数转换器560的输入。

另外，本发明并不局限于作用于子带内和索引m相关的子带信号的对称分布的多带滤波器204、306、401、600、750。换句话说，本发明并不局限于多带滤波器，所述多带滤波器组合具有相对于多带滤波器输出的中间子带信号的索引对称分布的索引的子带信号或其它信号，例如通过使用具有索引m、(m+m′)和(m-m′)，从具有索引m的子带和整数m′开始。除了索引如此之小或者如此之大以致子带信号的对称选择不成问题的子带信号的明显限制之外，多带滤波器可被设计成对多带滤波器输出的每个中间子带信号使用单独的子带信号组合。换句话说，被处理从而获得中间子带信号的子带信号的数目也可偏离三个。例如，如果选择具有不同滤波系数的一个不同滤波器，如上所示，可取的是使用总数三个以上的子带信号。此外，可按照提供，确切地说输出索引与提供给多带滤波器的子带信号的索引并不对应的中间子带信号的方式设计多带滤波器。换句话说，如果多带滤波器输出索引为m的中间子带信号，那么不一定要求具有相同索引的子带信号作为提供给多带滤波器的子带信号。

另外，包含一个或两个转换器520、560的系统可包含另外的混叠探测器和/或混叠均衡器，确切地说混叠均衡装置。

根据本发明方法的某些实现要求，可用硬件或者用软件实现本发明的方法。可利用数字存储介质，尤其是磁盘、CD或DVD完成所述实现，所述数字存储介质上保存有电可读控制信号，所述电可读控制信号与可编程计算机系统合作，以致实现本发明的方法。于是，本发明通常是具有保存在机器可读载体上的程序代码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行时，所述程序代码能够实现本发明的方法。换句话说，本发明的方法于是是具有程序代码的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述程序代码实现至少一种本发明的方法。

虽然关于本发明的实施例进行了上述说明，不过本领域的技术人员会明白在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可在形式和细节方面做出各种其它变化。可做出适应不同实施例的各种变化，而不会脱离这里所公开的，并由附加权利要求包含的一般原理。

Claims (21)

1.一种处理多个实值音频子带信号，从而获得复值音频子带信号的设备(210；520)，所述多个实值音频子带信号包含第一实值音频子带信号和第二实值音频子带信号，所述设备包括：

提供实值中间音频子带信号的多带滤波器(204；401；600)，所述多带滤波器(204；401；600)基于对所述第一实值音频子带信号的滤波，获得第一滤波音频子带信号，基于对第二实值音频子带信号的滤波，获得第二滤波音频子带信号，并且基于通过组合所述第一和第二滤波音频子带信号，从而获得实值中间音频子带信号，来提供所述实值中间音频子带信号；和

提供复值音频子带信号的计算器(215；650)，所述计算器(215；650)通过将来自所述多个实值音频子带信号的作为复值音频子带信号的实部的实值音频子带信号，与作为复值音频子带信号的虚部的基于所述实值中间音频子带信号的信号相组合，来提供所述复值音频子带信号。

2.按照权利要求1所述的设备(210；520)，其中多带滤波器(204；401；600)采用低通滤波特性、高通滤波特性或带通滤波特性，对所述第一实值音频子带信号进行滤波，以及对所述第二实值音频子带信号进行滤波。

3.一种处理多个复值音频子带信号从而获得实值音频子带信号的设备(310；560)，所述多个复值音频子带信号包括第一复值音频子带信号、第二复值音频子带信号和第三复值音频子带信号，所述设备包括：

从第一复值音频子带信号提取第一虚部，从第二复值音频子带信号提取第二虚部，并从所述多个复值音频子带信号中的第一、第二或第三复值音频子带信号提取实部的提取器(309；710)；

通过对第一虚部滤波从而获得第一滤波虚部信号，通过对第二虚部滤波从而获得第二滤波虚部信号，并通过组合第一和第二滤波虚部信号从而获得实值中间音频子带信号，来提供实值中间音频子带信号的多带滤波器(306；750)；和

通过组合所述实部和所述实值中间音频子带信号来提供实值音频子带信号的计算器(307；760)，所述实部是从第一复值音频子带信号、第二复值音频子带信号或第三复值音频子带信号提取的。

4.按照权利要求3所述的设备(310；560)，其中所述提取器(309；710)还从第一复值音频子带信号提取第一实部，从第二复值音频子带信号提取第二实部。

5.按照权利要求3所述的设备(310；560)，其中所述多带滤波器(306；750)采用低通滤波特性、高通滤波特性或带通滤波特性对第一虚部信号滤波，并且对第二虚部信号滤波。

6.按照权利要求3所述的设备(310；560)，其中所述设备(310；560)按照与复值音频子带信号相关的中心频率向所述多个复值音频子带信号中的每个复值音频子带信号分配索引m，以致具有递增索引m的复值音频子带信号按照与复值音频子带信号相关的中心频率排列，

其中所述多个复值音频子带信号包括K个复值音频子带信号，其中K是正整数，m是在0到(K-1)范围中的整数。

7.按照权利要求6所述的设备(310；560)，其中所述提取器(309；710)为具有索引m的多个复值音频子带信号中的值为

的每个复值音频子带信号，提供值为

的实值实部信号和值为

的实值虚部信号，m在0到(K-1)的范围中，其中和

满足基于下述等式的关系：

${\hat{u}}_k^{n,m}+i{\hat{v}}_k^{n,m}=\frac{1}{\sqrt{2}}{\hat{y}}_k^{n,m},m=\mathrm{0,1},...,K-1,$

其中n是整数，并且其中k是整数。

8.按照权利要求6所述的设备(310；560)，其中所述提取器(309；710)将每个虚部信号和/或实部信号与被分成虚部信号和/或实部信号的复值音频子带信号的索引m相关联。

9.按照权利要求8所述的设备(310；560)，其中所述多带滤波器(306；750)将索引m与实值中间音频子带信号相关联，所述实值中间音频子带信号对应于第一虚部信号的索引m。

10.按照权利要求9所述的设备(310；560)，其中所述多带滤波器(306；750)将索引为(m+1)或(m-1)的虚部信号用作第二虚部信号，其中索引m是第一虚部信号的索引。

11.按照权利要求9所述的设备(310；560)，其中所述多带滤波器(306；750)还对从所述提取器(309；710)接收的、与多个复值音频子带信号的第三复值音频子带信号的虚部对应的第三虚部信号滤波，以获得第三滤波虚部信号，并且组合第一滤波虚部信号、第二滤波虚部信号和第三滤波虚部信号从而获得实值中间音频子带信号，

其中或者第二虚部信号与索引(m-m′)关联，并且第三虚部信号与索引(m+m′)关联，或者第二虚部信号与索引(m+m′)关联，并且第三虚部信号与索引(m-m′)关联，其中m是第一虚部信号的索引，m′是正整数。

12.按照权利要求9所述的设备(310；560)，其中所述多带滤波器(306；750)根据下述等式，为具有在0到(K-1)范围中的索引m的K个实值虚部信号中的每一个，提供值为

的K个实值中间音频子带信号，其中n和m都是整数：

${\hat{w}}_k^{n,m}=\underset{r=q\left(m\right)}{\overset{p\left(m\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{v=0}{\overset{10}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_{m,r}\left[v\right]{\hat{v}}_k^{n-v,m+r},m=\mathrm{0,1},...,K-1$

并且v是从0-10的整数，其中

是复值音频子带信号的实值虚部信号的值，其中k是整数，其中

其中a⁰[v]和a¹[v]是原型滤波器的系数，其中p(m)和q(m)由下式定义：

并且其中a⁰[v]和a¹[v]都遵守下面的关系：

0.003≤a⁰[0] ≤0.004

|a⁰[1]|  ≤0.001

-0.072≤a⁰[2]≤-0.071

|a⁰[3]|≤0.001

0.567≤a⁰[4]≤0.568

|a⁰[5]|≤0.001

0.567≤a⁰[6]≤0.568

|a⁰[7]|≤0.001

-0.072≤a⁰[8]≤-0.071

|a⁰[9]|≤0.001

0.003≤a⁰[10]≤0.004

和

0.0008≤a¹[0]≤0.0009

0.0096≤a¹[1] ≤0.0097

0.0467≤a¹[2]≤0.0468

0.1208≤a¹[3]≤0.1209

0.2025≤a¹[4]≤0.2026

0.2388≤a¹[5]≤0.2389

0.2025≤a¹[6]≤0.2026

0.1208≤a¹[7]≤0.1209

0.0467≤a¹[8]≤0.0468

0.0096≤a¹[9]≤0.0097

0.0008≤a¹[10]≤0.0009。

13.按照权利要求12所述的设备(310；560)，其中原型滤波器的系数a⁰[v]和a¹[v]遵守下面的关系：

0.00375672984183≤a⁰[0]≤0.00375672984185

|a⁰[1]|≤0.00000000000010

-0.07159908629243≤a⁰[2]≤-0.07159908629241

|a⁰[3]|≤0.00000000000010

0.56743883685216≤a⁰[4]≤0.56743883685218

|a⁰[5]|≤0.00000000000010

0.56743883685216≤a⁰[6]≤0.56743883685218

|a⁰[7]|≤0.00000000000010

-0.07159908629243≤a⁰[8]≤-0.07159908629241

|a⁰[9]|≤0.00000000000010

0.00375672984183≤a⁰[10]≤0.00375672984185

和

0.00087709635502≤a¹[0]≤0.00087709635504

0.00968961250933≤a¹[1]≤0.00968961250935

0.04670597747405≤a¹[2]≤0.04670597747407

0.12080166385304≤a¹[3]≤0.12080166385306

0.20257613284429≤a¹[4]≤0.20257613284431

0.23887175675671≤a¹[5]≤0.23887175675673

0.20257613284429≤a¹[6]≤0.20257613284431

0.12080166385304≤a¹[7]≤0.12080166385306

0.04670597747405≤a¹[8]≤0.04670597747407

0.00968961250933≤a¹[9]≤0.00968961250935

0.00087709635502≤a¹[10]≤0.00087709635504

。

14.按照权利要求6所述的设备(310；560)，其中所述计算器(307；760)依据下面的等式，根据复值音频子带信号的实值实部信号的值

和实值中间音频子带信号的值

提供值为

的实值音频子带信号，

${\hat{y}}_{\mathrm{real},k}^{n,m}={\hat{u}}_k^{n-5,m}+{\hat{w}}_k^{n,m}$

m＝0，...，K-1

其中m是从0到(K-1)的范围内的音频子带信号的索引，其中n是整数，并且其中k是整数。

15.按照权利要求6所述的设备(310；560)，其中所述设备(310；560)接收由(L-K)个实值音频子带信号构成的另外多个实值音频子带信号，

其中所述设备(310；560)输出所述另外多个实值音频子带信号，其中L是正整数，并且L等于或大于K。

16.按照权利要求15所述的设备(310；560)，其中所述设备(310；560)被设计成使整数L＝64。

17.按照权利要求15所述的设备(310；560)，其中所述设备(310；560)还包括延迟器(670)，用于延迟所述多个实值音频子带信号，并且以延迟的形式传递所述实值音频子带信号。

18.一种用于处理音频输入信号以获得音频输出信号的设备，包括：

将音频输入信号处理成多个实值音频子带信号的分析滤波器组(400)；

按照权利要求1-2任意之一所述的处理多个实值音频子带信号，从而获得复值音频子带信号的设备(210；520)；

接收复值音频子带信号并提供修改形式的复值音频子带信号的修改器(103)；

按照权利要求3-17任意之一所述的获得实值音频子带信号的设备(310；560)；以及

将实值音频子带信号处理成音频输出信号的合成滤波器组(570)。

19.按照权利要求18所述的设备，其中所述分析滤波器组(400)被设计成使多个实值音频子带信号包括L个实值音频子带信号，

其中L是正整数，其中处理多个实值音频子带信号的所述设备(210；520)被这样设计，以提供多个复值音频子带信号和另外的多个实值音频子带信号；

其中所述多个复值音频子带信号包括K个复值音频子带信号，另外的多个实值音频子带信号包括(L-K)个实值音频子带信号；

其中K是1～L范围内的整数；

其中所述修改器(103)修改多个复值音频子带信号的K个复值音频子带信号，从而提供修改形式的K个复值音频子带信号；

其中所述获得音频输出信号的设备还包括另一修改器(102)，用于修改另外的多个实值音频子带信号，并且提供修改形式的所述另外的多个实值音频子带信号；

其中获得实值音频子带信号的所述设备(310；560)被设计成处理包括K个实值音频子带信号的多个复值音频子带信号，以及包括(L-K)个实值音频子带信号的另外的多个实值音频子带信号，从而获得最终的多个实值音频子带信号，

其中所述最终的多个实值音频子带信号包括L个实值音频子带信号；以及

其中所述合成滤波器组(570)被这样设计，以致所述最终的多个实值音频子带信号被处理成音频输出信号。

20.一种处理多个实值音频子带信号从而获得复值音频子带信号的方法，所述多个实值音频子带信号包括第一实值音频子带信号和第二实值音频子带信号，所述方法包括：

对第一实值音频子带信号滤波，从而获得第一滤波音频子带信号；

对第二实值音频子带信号滤波，从而获得第二滤波音频子带信号；

通过组合第一滤波音频子带信号和第二滤波音频子带信号导出实值中间音频子带信号；和

将来自所述多个实值音频子带信号的作为复值音频子带信号的实部的实值音频子带信号，与作为复值音频子带信号的虚部的、基于所述实值中间音频子带信号的信号相组合。

21.一种处理多个复值音频子带信号从而获得实值音频子带信号的方法，所述多个复值音频子带信号包括第一复值音频子带信号、第二复值音频子带信号和第三复值音频子带信号，所述方法包括：

从第一复值音频子带信号提取第一虚部；

从第二复值音频子带信号提取第二虚部；

从所述多个复值音频子带信号的第一、第二或第三复值音频子带信号提取实部；

对第一虚部滤波从而获得第一滤波虚部信号；

对第二虚部滤波从而获得第二滤波虚部信号；

组合第一滤波虚部信号和第二滤波虚部信号，从而获得实值中间音频子带信号；和

组合所述实部和所述实值中间音频子带信号，从而获得实值音频子带信号。

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