JP2004503973A

JP2004503973A - 復調回路および復調方法

Info

Publication number: JP2004503973A
Application number: JP2002511464A
Authority: JP
Inventors: カーグル，　ヴァルター; クプニック，　マリオ; ノイホールト，　エルンスト
Original assignee: インフィネオン　テクノロジーズ　アクチェンゲゼルシャフト
Priority date: 2000-06-14
Filing date: 2001-06-05
Publication date: 2004-02-05
Also published as: TW490923B; US20030112062A1; CN1436396A; DE50114172D1; US6897719B2; WO2001097372A2; ATE403265T1; EP1290784B1; DE10029271C2; DE10029271A1; EP1290784A2; WO2001097372A3

Abstract

振幅変調信号を復調するために、２つのコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）が設けられる。これらのコンデンサに、ダイオード（Ｄ１）を用いて整流された、電圧（Ｕ１）を有する信号が供給され得る。この信号の半波は、第１のコンデンサまたは第２のコンデンサを充電するために、スイッチ（Ｓ３）により交互に用いられる。スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）を用いて、コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）が放電される。コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）において格納された、評価ユニット（ＡＥ）における連続する半波の振幅値を評価することは、周波数が非常に高い場合に可能な、簡単で、少ない構成要素で実現可能および正確な復調を可能にする。
【選択図】図２

Description

【０００１】
本発明は、振幅変調された（ＡＭ−）信号を復調する回路構成および方法に関する。
【０００２】
公知のように、振幅変調の際に、情報を伝送するために、搬送周波数を有する正弦波振動（Ｓｉｎｕｓｓｃｈｗｉｎｇｕｎｇ）の振幅が変調される。復調器において、変調された信号の振幅の変化が検出および評価される。
【０００３】
通信技術において、処理されるべきデータ量が益々大きくなるため、伝送周波数が益々高くなる傾向がある。変調および復調は、益々高くなる周波数への要求に対応できなければならない。この際、振幅変調信号を変調および復調する回路は、種々のデューティ比（Ｔａｓｔｖｅｒｈａｅｌｔｎｉｓｓｅ）に対して機能しなければならない。矩形信号のデューティ比は、立ち上がり面（Ｆｌａｎｋｅ）から立下り面までの持続時間と、立ち上がり面から次の立ち上がり面までの持続時間の比（Ｑｕｏｔｉｅｎｔ）である。
【０００４】
単純な構成の、公知のピーク値整流器は、通過方向（Ｄｕｒｃｈｌａｓｓｒｉｃｈｔｕｎｇ）に接続されたダイオードを有する。このダイオードの入力において、復調されるべき振幅変調信号が供給され得、このダイオードの出力において、コンデンサＣがグラウンドに対する抵抗器Ｒと並列に接続される。時定数τが適切に選択され、ここでτ＝Ｒ×Ｃである場合、コンデンサＣまたは抵抗器Ｒにわたって、所望の、復調された信号が存在する。デジタル振幅変調の場合、この信号は、通常、矩形信号である。この矩形信号のデューティ比は、経験的に知ることができない。なぜなら、この信号は、伝送されるべき情報に依存するからである。この場合、時定数τは、コンデンサＣの放電に影響を及ぼす。数十メガヘルツの範囲の搬送周波数を用いて、振幅変調信号を復調するためには、記載されたピーク値の整流は不適切である。なぜなら、回路の定数調整（Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎｉｅｒｕｎｇ）、特に、回路が異なったデューティ比に対して機能するように、適切な時定数τを設定することは、実際、ほとんど不可能であるように考えられるからである。これは、τが過剰に大きく設定される場合、復調器の出力において著しい電圧の変化は生じないからである。これに対してτを過剰に小さく選択すると、出力信号は復調信号に追従するが、不利なことに、高周波振動が積み重ねられる。このことは、信号を簡単に評価することを不可能にする。なぜなら、高い状態または低い状態を検出するために、変調信号を基準電圧と比較する際に、レベル変化おいて、明確な交点（Ｓｃｈｎｉｔｔｐｕｎｋｔｅ）が存在しないからである。
【０００５】
本発明の課題は、それぞれ、高周波に適切である、簡単に構成される復調回路、および簡単な復調方法を提示することである。
【０００６】
回路構成に関して、この課題は復調回路を用いて解決される。この復調回路は、
振幅復調信号が供給され得る回路入力と、
第１のコンデンサであって、振幅変調信号から導き出された信号が供給され得、電圧が取り出され得、グラウンドへの端子と接続される、第１のコンデンサと、
第１のコンデンサと並列に接続される第１の放電デバイスと、
第２のコンデンサであって、振幅変調信号から導き出された信号が供給され得、電圧が取り出され得、グラウンドへの端子と接続される、第２のコンデンサと、
第２のコンデンサと並列に接続される第２の放電デバイスと、
振幅変調信号の整流された、連続する半波をコンデンサに交互に格納する手段であって、コンデンサを信号入力と結合する、手段と、
第１のコンデンサおよび第２のコンデンサにおいて電圧を比較する評価ユニットであって、復調された信号が取り出され得る評価ユニットと
を備える。
【０００７】
方法に関して、この課題は、以下の方法工程を包含する振幅変調信号を復調する方法を用いて解決される。すなわち、信号を第１のダイオードに供給する工程、信号を整流する工程、整流された信号の第１の半波を第１のコンデンサ電圧に充電する工程、信号の第２の半波を第２のコンデンサ電圧に充電する工程、第１のコンデンサ電圧および第２のコンデンサ電圧を比較し、発生する振幅の変化を検出する工程、第１のコンデンサを放電する工程、および第２のコンデンサを放電する工程である。
【０００８】
回路構成は、ピーク値検波が切り換え可能な（ｓｃｈａｌｔｂａｒ）時定数を用いて示されるという上位原理に基づく。
【０００９】
本回路構成は、第１のダイオードを有し、このダイオードには、コンデンサがグラウンドに対して後続接続される。コンデンサは、スイッチを用いて放電され得る。第１のダイオードに、例えば、正弦波形状の信号が供給された場合、このダイオードは、それぞれ正の半波のみが通過させられ、従ってコンデンサに供給されるようなスイッチとして機能する。これにより、コンデンサは、それぞれ、正の半波のピーク値に充電される。後続の半波のピーク値も検出し得るように、スイッチで有り得、かつ第１のコンデンサと並列に構成される第１の放電デバイスを用いて、コンデンサが放電され得る。従って、このピーク値が前の半波よりも小さい場合、半波のピーク値も確実に検出され得る。スイッチは、ダイオードの逆バイアス段階（Ｓｐｅｒｒｐｈａｓｅ）において、容量を放電するために閉じられ得る。コンデンサを半波のピーク値に対応する電圧値に充電する工程と、スイッチを用いてコンデンサを放電する工程との間で、コンデンサに存在する電圧が評価され得る。
【００１０】
コンデンサの放電が可能な抵抗器を用いる従来のピーク値検波に対して、本構成は、時定数間が切り換えられ得るという有利な根本原理を有する。このために、コンデンサと並列に構成されるスイッチ、およびＡＣ（交流）入力電圧と関連して内蔵スイッチ（ｉｍｐｌｉｚｉｅｔｅｒ　Ｓｃｈａｌｔｅｒ）として機能するダイオードが提供される。
【００１１】
復調回路または復調方法の記載された原理は、簡単に、およびあまり複雑でなく実現可能であり、高周波に適切であるという利点を有する。
【００１２】
さらに、第２のコンデンサが設けられる。このコンデンサに整流信号が供給され得、このコンデンサで電圧が取り出され得、グラウンドへの端子と接続される。第２のコンデンサに接続される第２の放電デバイス、および第１のコンデンサと第２のコンデンサにおける電圧を比較する評価デバイスが設けられ、このデバイスにおいて復調信号が取り出され得る。
【００１３】
この復調回路は、２個のコンデンサを用いるという原理に基づく。これらの２個のコンデンサは、それぞれ、コンデンサを放電する放電デバイスを有し、これらのコンデンサには、それぞれ、復調する信号が供給され得る。この場合、コンデンサには、それぞれ、少なくとも１つのダイオードが前に接続される。この際、ダイオードの極性は、用いられるコンデンサの極性に依存する。第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと並列に接続されるスイッチは、変調信号の振幅値と、評価ユニットにおける前の振幅値とを比較することが可能であるように駆動され得る。
【００１４】
二つのコンデンサにおいて、復調されるべき信号の直後に連続する半波が交互に格納され得、従って、それぞれ、直後に連続する半波の比較が、半波により印加されたコンデンサの電圧により可能になる。しかしながら、周波数が非常に高い場合に、２つの、直後に連続する半波間のレベル変化の正確な検出が、十分な精度を伴い得ない場合、半波を例えば、１つおき、２つおき、３つおき等にだけ比較することもできる。この場合、第１のコンデンサにおいて、例えば、特定の半波の振幅が格納され、第２のコンデンサにおいて、直後に連続する半波ではなく、例えば、次の次の、または３番目に続く半波が格納される。従って、これまでに格納された半波間で、振幅の変化を正確に検出することが可能である。
【００１５】
非接触スマートカード（この非接触スマートカードにおいて、伝送信号の測定可能な振幅は、変調のみでなく、例えば、スマートカードの固定位置（Ｆｅｓｔｓｔａｔｉｏｎ）からの距離にも依存し得る）における、記載された復調原理の考えられ得る使用において、記載された復調の原理が有利に用いられる。なぜなら、直後に連続する半波を比較することは、スマートカードの固定位置に対する相対位置から十分に独立した評価を可能にするが、検出されるべき振幅を相対値と比較することは、エラーにつながり得るからである。
【００１６】
記載された原理は、変調信号の任意のデューティ比に適切である。なぜなら、著しい放電時定数が形成されないからである。これは、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを放電するための記載されたスイッチは、閉じた状態で、グラウンドへの低抵抗性の経路（ｎｉｅｄｅｒｏｈｍｉｇｅ　Ｐｆａｄｅ）を形成するからである。
【００１７】
評価ユニットの仕様に応じて、記載された構成を用いて、例えば、振幅変調信号の包絡面（Ｅｉｎｈｕｅｌｌｅｎｄｅ）、または復調信号により導き出される、面の変化を示す差分信号が導き出され得る。
【００１８】
本発明の有利な実施形態において、切り換えスイッチが提供される。このスイッチは、ダイオードとコンデンサとの間に配置される。この第３のスイッチを用いて、復調されるべき信号を第１のコンデンサまたは第２のコンデンサに供給することが可能である。
【００１９】
本発明の代替的実施形態において、第２のダイオードが提供される。この場合、１つのコンデンサにつき１つのダイオードが前に接続される。ダイオードの入力に、差分信号の対が供給され得る。ダイオードは、同じ極性であり、それぞれ流れの方向に接続される。
【００２０】
本発明の、さらなる有利な実施形態において、第１のスイッチおよび第２のスイッチはＮＭＯＳトランジスタスイッチである。これらのスイッチは、高周波数に対して必要とされる切り換え時間を有し、それぞれのコンデンサを放電する低抵抗性経路を形成する。
【００２１】
記載された方法の有利な実施形態において、整流された、復調されるべき、振幅復調信号の直後に連続する半波は、第１のコンデンサと第２のコンデンサに交互に切り換えられる。しかしながら、回路は、さらに、例えば、２つおきの半波のみが格納および比較されるように駆動され得る。このことは、よりおそいサイクル速度のためにも設計され得るという、評価回路にとっての利点をさらに有する。
【００２２】
本発明のさらなる詳細は、従属請求項において記載される。
【００２３】
本発明は、以下に、２つの実施例を用いて、図面を参照して詳細に説明される。
【００２４】
図１において、第１のダイオードＤ１を備える回路構成が示される。このダイオードには、復調されるべき振幅変調信号が供給され得る。このダイオードＤ１に、第１のコンデンサＣ１がグラウンドに対して後続接続される。第１のコンデンサＣ１上に存在する電圧は、ＵＣ１と表示される。第１のコンデンサＣ１と並列に、スイッチＳ１が配置される。
【００２５】
第１のコンデンサＣ１に印加されるべき信号の正の半波が充電される場合、それぞれ、スイッチＳ１が開かれる。従って、非常に長い時定数が有効である。第１のダイオードＤ１の逆バイアス時において、第１のスイッチＳ１を用いて第１のコンデンサＣ１が放電され得る。この切り換え状態において、非常に短い時定数が有効である。次に、第１のコンデンサＣ１は、追従する半波を用いて、再び、このコンデンサの最大電圧に充電され得る。復調されるべき信号の半波にそれぞれ割り当てられる、第１のコンデンサに格納された電圧値は、図１には示されない評価ユニットにおいて検出および評価され得る。従って、信号の復調が可能である。
【００２６】
図２は、第１のコンデンサＣ１および第２のコンデンサＣ２を備える回路構成を示す。復調されるべき、振幅変調信号は、コンデンサの前に接続された第１のダイオードＤ１において整流される。この際、本実施例においては通過させる方向に極性が与えられた第１のダイオードＤ１の信号は、端子ＬＡにおいて供給され得る。第１のダイオードＤ１の出力において、切り換えスイッチＳ３が配置される。この切り換えスイッチＳ３は、ダイオードの出力を、第１のコンデンサＣ１の第１の端子、または第２のコンデンサＣ２の第１の端子と接続する。コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれ第２の端子はグラウンドと接続される。第１のコンデンサ上の電圧はＵＣ１と表示される。第２のコンデンサ上の電圧はＵＣ２と表示される。第１のコンデンサと並列に、第１のスイッチＳ１が配置される。第２のコンデンサと並列に、第２のスイッチＳ２が配置される。復調されるべき入力信号Ｕ１は、グラウンドに対して電圧Ｕ１を有する。第１のダイオードＤ１の回路設定により、コンデンサＣ１、Ｃ２には正の電圧のみが供給される。コンデンサＣ１、Ｃ２には、コンデンサの電圧ＵＣ１、ＵＣ２を比較する評価ユニットＡＥが後続接続される。評価ユニットＡＥにおいて、復調信号が取り出し可能である。
【００２７】
図２による回路の機能は、図４に示される、入力電圧Ｕ１およびコンデンサの電圧ＵＣ１、ＵＣ２の時間的プロファイルを参照することにより一層明確になる。図４の上部部分図は、整流された入力信号Ｕ１の時間的プロファイルを示す。半波の振幅は、デジタル変調の際に一般的であるように、２つの異なった値をとり得ることが見出される。この場合、振幅値は第１の振幅値を表し得、この第１の振幅値とは異なる第２の振幅値は第２の論理状態を表し得る。本来の情報内容を有する、振幅変調された矩形関数は、復調されるべき信号の電圧のプロファイル上で電圧Ｕ１で示される。図４に示される部分図の下部分において、コンンデンサの電圧の時間的プロファイルが示される。ここで、ＵＣ１は、第１のコンデンサにおける電圧のプロファイルを、ＵＣ２は、第２のコンデンサにおける電圧のプロファイルを示す。第２のコンデンサＣ２は、入力電圧Ｕ１の第１の半波を用いて充電されることが見出される。第２のコンデンサが、その最大値に充電される一方で、第１のコンデンサＣ１は、第２の半波を用いて充電される。ここで、第１のコンデンサと第２のコンデンサの電圧を比較することが可能である。しかしながら、これらの電圧は、著しい違いを有しないので、信号レベルの変化は検出されない。ここで、コンデンサの電圧が比較された後、第２のコンデンサＣ２は、スイッチＳ２を閉じることによって放電され、次に、電圧Ｕ１を有する入力信号の第３の半波を用いて、再び最大値に充電される。ここで、第２の半波が第３の半波と比較され得る。しかしながら、ここでも、振幅の変化は検出され得ない。次に、コンデンサＣ１、Ｃ２は、入力電圧Ｕ１の半波を用いて交互に充電される。第１のコンデンサ電圧と第２のコンデンサ電圧との時点Ｔ１における比較は、振幅の差ΔＵ１を示す。従って、変調信号の状態は高位から低位に変化する。時点Ｔ２において、同様に、信号レベルの変化が存在する。この変化は、第１のコンデンサの電圧と第２のコンデンサの電圧との間の電圧差ΔＵ２により表される。この電圧の差は時点Ｔ２において形成される。コンデンサの電圧ＵＣ１、ＵＣ２の比較は、評価ユニットＡＥにおいて行なわれる。評価ユニットＡＥにおいて、復調された信号が取り出され得る。
【００２８】
コンデンサＣ１およびＣ２は、さらに、第１のダイオードＤ１において降下する電圧を除いて、電圧Ｕ１の最大値に交互に充電される。コンデンサＣ１、Ｃ２における電圧は、それぞれもう一方のコンデンサＣ２、Ｃ１が、入力信号の後続の半波を用いて充電されるまで、それぞれ保持されなければならない。続いて、一方の、または両方のコンデンサがスイッチＳ１、Ｓ２を用いて放電される前に、第１のコンデンサＣ１または第２のコンデンサＣ２において存在する電圧ＵＣ１、ＵＣ２は、評価ユニットＡＥにおいて比較され、場合によっては生じる、変調された信号の振幅の変化を検出する。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３の駆動は、図２による回路においては図示されない。しかしながら、図４による電圧の信号プロファイルから、スイッチの適切な駆動が容易に見出され得る。
【００２９】
復調されるべき振幅変調信号が差分信号として存在する場合のために、これに適合された回路構成が図３における原理的ブロック図で示される。この場合、電圧Ｕ２を有する差分信号の対は、クリップの対ＬＡ、ＬＢに供給され得る。クリップＬＡは、第１のダイオードＤ１の第１の端子であり、この第１のダイオードの出力は第１のコンデンサＣ１と接続される。第１のコンデンサＣ１と並列に、第１のスイッチＳ１がグラウンドと接続される。第１のコンデンサ上に存在する電圧は、ＵＣ１’と表示される。第２のクリップ端子ＬＢに、第２のダイオードＤ２が接続される。第２のダイオードＤ２に、第２のコンデンサＣ２が後続接続され、この第２のコンデンサは、それが有する端子の１つを用いてグラウンドと接続される。第２のコンデンサと並列に、第２のスイッチＳ２が配置される。第２のコンデンサＣ２上で、電圧ＵＣ２’が取り出され得る。図３による回路は、切り換えスイッチＳ３を必要としない。なぜなら、ここで、高周波数の振幅変調された電圧である差動入力電圧が存在するからである。コンデンサの電圧ＵＣ１、ＵＣ２の比較は、評価ユニットＡＥにおいて行なわれ、この評価ユニットにおいて変調信号が導き出され得る。
【００３０】
図３による回路の機能に関する根本原理は、図２による回路に対応する。図３による回路の第１のスイッチＳ１および第２のスイッチＳ２の駆動は、図２に記載された原理により行なわれる。すなわち、存在する差分信号の半波は、コンデンサＣ１、Ｃ２において交互に格納され、コンデンサＣ１、Ｃ２において電圧値の形態で格納される、それぞれの半波の振幅が互いに比較される。この際、それぞれ、直後に連続する半波もまた互いに比較され得るか、あるいは１つおき、または２つおき等の半波格納および比較され得る。振幅値の比較は、振幅変調信号を復調することを可能にする。
【００３１】
記載された実施例は、簡単で正確な振幅変調信号の復調を可能にする。記載された復調の原理を実現するのに必要な回路のために、非常に少ない数の構成部品のみが必要とされる。従って、このような回路はわずかなコストで実現され得る。コンデンサの放電は、スイッチを用いて、および負荷時定数になる抵抗を用いずに行なわれるので、記載された原理は高周波数の場合も適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、本発明の第１の実施形態をブロック図で示す。
【図２】
図２は、本発明の第２の実施形態をブロック図で示す。
【図３】
図３は、本発明の第３の実施形態をブロック図で示す。
【図４】
図４は、図１による入力電圧およびコンデンサの電圧の時間的プロファイルを示す。

Claims

振幅復調回路であって、
振幅変調信号が供給され得る回路入力（ＬＡ）と、
第１のコンデンサ（Ｃ１）であって、該振幅変調信号から導き出された信号が供給され得、電圧（ＵＣ１）が取り出され得、グラウンド（ＧＮＤ）への端子と接続される、第１のコンデンサと、
該第１のコンデンサ（Ｃ１）と並列に接続される第１の放電デバイス（Ｓ１）と、
第２のコンデンサ（Ｃ２）であって、該振幅変調信号から導き出された信号が供給され得、電圧（ＵＣ２）が取り出され得、グラウンド（ＧＮＤ）への端子と接続される、第２のコンデンサと、
該第２のコンデンサ（Ｃ２）と並列に接続される第２の放電デバイス（Ｓ２）と、
該振幅変調信号（Ｄ１、Ｓ３）の整流された、連続する半波を該コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）に交互に格納する手段であって、該コンデンサを信号入力（ＬＡ）と結合する、手段と、
該第１のコンデンサ（Ｃ１）および該第２のコンデンサ（Ｃ２）において該電圧（ＵＣ１、ＵＣ２）を比較する評価ユニット（ＡＥ）であって、振幅変調された、該振幅変調信号から導き出された信号が取り出され得る、評価ユニットと
を備える、振幅復調回路。
第１のダイオード（Ｄ１）を交互に格納する手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載の振幅復調回路。
前記第１のダイオード（Ｄ１）と前記コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）との間に第３のスイッチ（Ｓ３）が配置され、該第３のスイッチは、第１のスイッチ位置において、該ダイオード（Ｄ１）を該第１のコンデンサ（Ｃ１）の端子と接続し、第２のスイッチ位置において、該ダイオード（Ｄ２）を該第２のコンデンサ（Ｃ２）の端子と接続することを特徴とする、請求項２に記載の振幅復調回路。
第２のダイオード（Ｄ２）が設けられ、該第２のダイオードに、前記信号が供給され得、該ダイオードは、前記第２のコンデンサ（Ｃ２）と接続されることを特徴とする、請求項２に記載の振幅復調回路。
第１の放電デバイス（Ｓ１）および第２の放電デバイス（Ｓ２）は、ＮＭＯＳトランジスタスイッチであることを特徴とする、請求項２〜４の１つに記載の振幅復調回路。
振幅変調信号を復調する方法であって、以下の工程：
該信号を第１のダイオード（Ｄ１）に供給する工程と、
該信号を整流する工程と、
整流された信号の第１の半波を用いて、第１のコンデンサ（Ｃ１）を第１のコンデンサの電圧（ＵＣ１）に充電する工程と、
該信号の第２の半波を用いて、第２のコンデンサ（Ｃ２）を第２のコンデンサの電圧（ＵＣ２）に充電する工程と、
該第１のコンデンサの電圧（ＵＣ１）と該第２のコンデンサの電圧（ＵＣ２）とを比較し、生じる振幅の変化（ΔＵ１、ΔＵ２）を検出する工程と、
該第１のコンデンサ（Ｃ１）を放電する工程と、
該第２のコンデンサ（Ｃ２）を放電する工程と
を包含する、方法。
前記信号の直後に連続する半波は、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）および前記第２のコンデンサ（Ｃ２）に交互に切り換えられることを特徴とする、請求項６に記載の方法。