JP2004297366A

JP2004297366A - 増幅装置

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Publication number: JP2004297366A
Application number: JP2003085888A
Authority: JP
Inventors: Masao Noro; 正夫野呂
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2003-03-26
Filing date: 2003-03-26
Publication date: 2004-10-21
Anticipated expiration: 2023-03-26
Also published as: JP3804631B2

Abstract

【課題】２次のフィードバックをかけて歪みを少なくできるとともに、動作が不安定にならない増幅装置を提供する。
【解決手段】電圧増幅器Ａ３、１段目の電圧増幅器Ａ１および２段目の電流増幅器Ａ２からなるパワーアンプＡ０を有するオーディオアンプにおいて、パワーアンプＡ０の出力からオーバーオールループＬ１およびマイナーループＬ２を形成する。このうちマイナーループＬ２は、電流増幅器Ａ２の出力端子から電圧増幅器Ａ１反転入力端子に接続される２次の時定数回路を有し、２段目の抵抗器Ｒ４を接地せずに電圧増幅器Ａ１の非反転入力端子に接続した。これにより、高周波帯域の信号位相の回転を防止することができる。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、主としてオーディオ信号を増幅する増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
オーディオアンプでは、従来より、出力信号の歪みを改善するために、出力信号の一部を極性を反転させて入力にもどす負帰還（ネガティブ・フィード・バック：ＮＦＢ）回路を備えたものが実用化されている。また、負帰還のみでは特性の改善が十分でないため、フィードフォワード等の他の手法と組み合わせたものも提案されている（たとえば特許文献１）。
【０００３】
一方、オペアンプを用いた増幅回路では、基本的構成として増幅率の設定のためにＮＦＢ回路を用いている。図６は、オペアンプを用いた基本的なパワーアンプの回路図である。同図において、Ａ１は電圧増幅のためのオペアンプ（電圧増幅器）であり、Ａ２はスピーカとインピーダンス整合するためのバッファアンプ（電流増幅器）である。この２つの増幅器が組み合わされてパワーアンプが構成される。電流増幅器Ａ２の出力が直列に接続された２つの抵抗器Ｒ１０１、Ｒ１０２で分圧され、このうち抵抗器Ｒ１０２の両端に生じた分圧信号が電圧増幅器Ａ１の反転入力端子に入力される。この回路構成において増幅率αは、１＋Ｒ１０１／Ｒ１０２となる。
【０００４】
しかし、図６に示した１系統のオープンループのフィードバックのみでは、歪みの解消が十分でないため、オープンループのＮＦＢをパワーアンプよりも前段の電圧増幅器にかけ、パワーアンプには、歪み改善のためのマイナーループのＮＦＢをかけるようにしたオーディオアンプが提案されている。
【０００５】
図７は、上記２系統のフィードバックループ、すなわちオーバーオールのオープンループと、マイナーループを設けた増幅回路を示す図である。同図において、Ａ３はパワーアンプＡ０（Ａ１，Ａ２）の前段に接続された電圧増幅器である。パワーアンプＡ０の出力を，オーバーオールループ（オープンループ）Ｌ１０１を介して前段の電圧増幅器Ａ３の入力（反転入力端子）にフィードバックするともに、マイナーループＬ１０２を介してパワーアンプＡ０（電圧増幅器Ａ１）の入力（反転入力端子）にフィードバックしている。オーバーオールループＬ１０１は、図６に示したオープンループと同様の構成であり、このループの抵抗器Ｒ１０１，Ｒ１０２の抵抗値で増幅率が決定される。一方、マイナーループＬ１０２は、歪率を改善するために、抵抗器Ｒ１０３、コンデンサＣ１０１を有する時定数回路となっている。抵抗器Ｒ１０３がフィードバックループ中に挿入され、コンデンサＣ１０１が電圧増幅器Ａ１の反転入力端子と出力端子の間に接続されている。この時定数回路を用いたマイナーループＬ１０１により、全入力レベルにわたって増幅率が均一に修正され歪率が改善される。
【０００６】
さらに、図８の回路は、マイナーループを２次の時定数回路にした例を示している。同図の回路において、図７に示したオーディオアンプと異なる点は、マイナーループＬ１０２′が、Ｒ１０３′、Ｒ１０４、Ｃ１０１′、Ｃ１０２からなる２次ループで構成されている点である。フィードバックループに抵抗器Ｒ１０３′が挿入され、電圧増幅器Ａ１の反転入力端子と出力端子の間をコンデンサＣ１０１′およびＣ１０２で接続している。そして、コンデンサＣ１０１′とＣ１０２の中間端子と接地との間に抵抗器Ｒ１０４が接続されている。このような２次の時定数回路にすることにより、より幅広いレベルにわたって増幅率が安定し、歪み特性を大幅に改善することが可能となる。
【０００７】
【特許文献１】
特開昭５８−４０９０８号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図８のように２次の時定数回路を有する２次のマイナーループでＮＦＢをかけると、歪率は大幅に改善されるが、周波数領域でゲイン（増幅率）を見た場合、低周波領域〜中周波領域にかけてはゲインがフラットで高周波領域では周波数が高くなるにつれてゲインが低下する特性となるが、中周波領域から高周波領域への変わり目でゲインにピークができてしまう。これは２次の時定数回路で信号位相が大きく（９０度以上）回ってしまうことが原因である。このゲインのピークは動作の不安定性の要因であり、この状態でさらにオーバーオールのフィードバックをかけると、高周波領域で信号位相が回りすぎてフィードバックの入力に対して正帰還となってしまい、回路が発振してしまうなど動作が不安定になってしまうという問題点があった。
【０００９】
この発明は、２次のフィードバックをかけて歪みを少なくできるとともに、動作が不安定にならない増幅装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、前段の電圧増幅回路および終段の電力増幅回路と、前記電力増幅回路の出力を分圧して前記電圧増幅回路の入力端子に負帰還するオーバーオールループ回路と、前記電力増幅回路の出力を２段の時定数回路を介して前記電力増幅回路の反転入力端子に帰還するマイナーループ回路と、を備え、前記マイナーループ回路の２段目の時定数回路の抵抗器を電力増幅回路の非反転入力端子に接続したことを特徴とする。
【００１１】
この発明では、２次の時定数回路の２段目の抵抗器の一端を接地せずに電力増幅回路の非反転入力端子に接続したことにより、高周波帯域の信号位相の遅れを時定数回路のコンデンサで９０度進めたのち抵抗器を介して非反転入力端子に加算することができること、および、抵抗器の両端にフィードバック信号と電力増幅回路への入力信号がそれぞれ印加されており、抵抗器の両側の端子の電位が同じように変動するため電流は殆ど流れず位相遅れが生じないなどの理由により、このマイナーループを２次の時定数回路としても、高周波領域でも信号位相の回転がなく安定した動作を実現することができ、なおかつ幅広い入力レベルに対して増幅率を均一に保って歪率を改善できる。
【００１２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記電力増幅回路は、電圧増幅器、および、電圧増幅率をも有する電流増幅器からなり、前記マイナーループは、帰還電圧を、分圧により前記電流増幅器の電圧増幅分低下させる分圧抵抗を備えたことを特徴とする。
【００１３】
この発明では、電流増幅器が正の電圧ゲインを有するものであっても、帰還電圧を分圧してその電圧ゲイン分低下させているため、フィードバックが強く掛かりすぎることがない。
【００１４】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記電力増幅回路は、複数段の電圧増幅器、および、電流増幅器からなり、前記マイナーループを、前記電流増幅器の出力端子から、前記複数段の電圧増幅器の入力端子へそれぞれ設けたことを特徴とする。
【００１５】
この発明では、電圧増幅器における信号位相の回転が殆どないことから、電圧増幅器を複数段にして動作の安定性を維持しつつ電圧利得を大きくすることができる。
【００１６】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記電力増幅回路は、電圧増幅器、および、電流増幅器からなり、前記電圧増幅器に平行に、バイパスコンデンサを接続したことを特徴とする。
【００１７】
この発明では、増幅されるオーディオ周波数帯域のうち高周波帯域は、電圧増幅器を通過しないため、負帰還による位相の回転がなく発振の危険性をより低減することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図面を参照してこの発明の実施形態であるオーディオアンプについて説明する。
【００１９】
図１はこの発明の第１の実施形態であるオーディオアンプの回路図である。このオーディオアンプは、電圧増幅器Ａ３およびパワーアンプＡ０を有している。パワーアンプＡ０は、１段目の電圧増幅器Ａ１および２段目の電流増幅器（バッファアンプ）Ａ２からなっている。パワーアンプＡ０の出力から２系統のフィードバックループ、すなわちオーバーオールループ（オープンループ）Ｌ１およびマイナーループＬ２が形成されている。オーバーオールループＬ１は、パワーアンプＡ０の出力から前段の電圧増幅器Ａ３の入力に負帰還（ネガティブ・フィード・バック：ＮＦＢ）をかけ、マイナーループＬ２は、パワーアンプＡ０（電流増幅器Ａ２）の出力から、同じくパワーアンプ（電圧増幅器Ａ１）の入力（反転入力端子）にＮＦＢをかけている。
【００２０】
オーバーオールループＬ１は、パワーアンプＡ０の出力端子と接地との間に直列に接続された２つの抵抗器Ｒ１，Ｒ２を有しており、これら２つの抵抗器の中間端子が電圧増幅器Ａ３の反転入力端子に接続されている。したがって、電圧増幅器Ａ３の反転入力端子の増幅率は、これら抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の比で決定され、
増幅率α＝１＋Ｒ２／Ｒ１
となる。
【００２１】
一方、マイナーループＬ２は、抵抗器Ｒ３，Ｒ４、コンデンサＣ１，Ｃ２からなる２次の時定数回路となっている。抵抗器Ｒ３を介してパワーアンプＡ０の出力端子と（電圧増幅器Ａ１の）反転入力端子が接続され、コンデンサＣ１，Ｃ２直列に接続されて、パワーアンプＡ０の第１段である電圧増幅器Ａ１の反転入力端子と出力端子の間に接続されている。そして、コンデンサＣ１とＣ２の中間端子と電圧増幅器Ａ１の非反転入力端子（前段の電圧増幅器Ａ３の出力端子）に接続されている。
【００２２】
このように、２次の時定数回路の抵抗器Ｒ４の一端を接地せずに、電圧増幅器Ａ３の出力端子に接続したことにより、このマイナーループＬ２を２次の時定数回路としても高周波帯域まで位相が回転せず（信号位相が遅れず）、安定して動作させることができ、且つオーディオアンプ全体の歪率を大幅に改善することができる。
【００２３】
このように、高周波領域でも信号位相が回転しない理由は、第１は、高周波帯域の信号位相の遅れがコンデンサＣ１によって９０度進められ、これが抵抗器Ｒ４を介して電圧増幅器Ａ１の入力側に加算されること、
第２は、抵抗器Ｒ４の両端にフィードバック信号と電圧増幅器Ａ１への入力信号がそれぞれ印加されており、抵抗器Ｒ４の両側の端子の電位が同じように変動するため、抵抗器とコンデンサで時定数回路が構成されているが電流は殆どながれず位相遅れが生じないため、
などであると考えられる。
【００２４】
したがって、この回路構成により、幅広い入力レベルに対して増幅率を均一に保って歪率を改善できるとともに、高周波領域でも信号位相の回転がなく安定した動作を実現することができる。
【００２５】
図２は、この発明の第２の実施形態を示すオーディオアンプの回路図である。この実施形態は、パワーアンプＡ０の電流増幅器Ａ２が電圧増幅率０ｄＢのバッファアンプではなく、ある程度の正の電圧増幅率を有する場合の回路である。この実施形態において、図１に示した第１の実施形態と異なる点は、抵抗器Ｒ３の反転入力端子側に分圧抵抗器Ｒ５を接続してこの分圧抵抗器Ｒ５の他端を接地している点である。これにより、パワーアンプＡ０の出力電圧が抵抗器Ｒ３，Ｒ５で分圧され、そのうちＲ５の両端に生じた分圧抵抗分が電圧増幅器Ａ１の反転入力端子に入力されることになる。
【００２６】
これにより、この回路では電流増幅器Ａ２が正の電圧ゲインを有するものであっても、フィードバックが強く掛かりすぎることがない。
【００２７】
一般的にＲ４、Ｒ５の抵抗値は、「電流増幅器Ａ２の電圧ゲイン＝１＋Ｒ４／Ｒ５」となるように決定すればよい。これにより、電圧ゲイン分をキャンセルして電流増幅器Ａ２の電圧ゲインが０ｄＢの場合と同様に扱うことができる。
【００２８】
この回路構成は、前記パワーアンプＡ０の電流増幅器Ａ２が、Ｄ級アンプの場合に特に有効である。Ｄ級アンプとは、オーディオ信号でキャリア信号をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調されたキャリア信号でスイッチングトランジスタをオン／オフしてＣ電圧を開閉するものである。スイッチングトランジスタで直接Ｃ電圧を開閉することにより、ローインピーダンス化および大出力電流を実現しているが、リニアなアンプに比べて歪率が高く、ゲインの調整が困難であるという特徴を有している。このＤ級増幅回路を用いたパワーアンプにこの実施形態のフィードバック回路構成を適用することにより、適度の帰還量を設定して歪率の大幅な改善を実現することができる。
【００２９】
図３は、この発明の第３の実施形態であるオーディオアンプの回路図である。このオーディオアンプでは、パワーアンプＡ０の電圧増幅器を２段構成にし、そのそれぞれに図１に示した２次のマイナーループでＮＦＢをかけている。
【００３０】
上記のように、図１のマイナーループでは信号の位相が高周波帯域まで回転しないため、電圧増幅段を多段にしてそのそれぞれに同じようにマイナーループでＮＦＢをかけても信号位相に変化がなく、信号位相が回転して正帰還になり発振してしまうなど、動作が不安定になることがない。これにより、電圧増幅器を多段にして電圧利得を大きくすることができる。
【００３１】
この回路において、１段目の電圧増幅器Ａ１と２段目の電圧増幅器Ａ１′に設けるマイナーループＬ２、Ｌ２′の時定数は同じであってもそれぞれ別の値であってもよい。
【００３２】
図４は、この発明の第４の実施形態であるオーディオアンプの回路図である。このオーディオアンプにおいて、図１に示した第１の実施形態のオーディオアンプと異なる点は、パワーアンプＡ０の１段目である電圧増幅器Ａ１にパラレルにバイパスコンデンサＣ３を接続し、電圧増幅器Ａ１と電流増幅器Ａ２との間にハイカット用の抵抗器Ｒ６を挿入している点である。バイパスコンデンサＣ３は、オーディオ周波数帯域のうちの高周波帯域（たとえば５０００Ｈｚ以上）を通過させるような容量（たとえば、０．０１μＦ程度）に設定する。
【００３３】
このように、電圧増幅器Ａ１に並列にバイパスコンデンサＣ３を挿入したことにより、オーディオ周波数帯域のうち高周波帯域は、電圧増幅器Ａ１を通過しないため、ＮＦＢによる位相の回転がなく発振することがない。もとより、高い周波数帯域は、電圧増幅器Ａ１の増幅率が小さいため、これをバイパスしても信号の特性に大きな影響もない。
【００３４】
図５は、この発明の第５の実施形態であるオーディオアンプの回路図である。このオーディオアンプは、第２の実施形態（図２）、第３の実施形態（図３）および第４の実施形態（図４）を組み合わせたものである。すなわち、パワーアンプの電圧増幅器を複数段（２段）にし、電流増幅器を正の増幅率を持つものにしてマイナーループのフィードバック電圧を分圧抵抗で調整し、さらに、電圧増幅器に並列にバイパスコンデンサを接続して高周波帯域成分をバイパスしている。
【００３５】
この回路では、２段の電圧増幅器Ａ１、Ａ１′およびこれにフィードバックをかけるフィードバック回路を２段設けて歪率特性を悪化させることなく、電圧ゲインをあげている。
【００３６】
そして、パワーアンプＡ０の電流増幅器Ａ２が電圧増幅率０ｄＢのバッファアンプではなく、ある程度の正の増幅率を有しているため、電圧増幅器Ａ１に対応する抵抗器Ｒ３の反転入力端子側に分圧抵抗器Ｒ５を接続してこの分圧抵抗器Ｒ５の他端を接地するとともに、電圧増幅器Ａ１′に対応する抵抗器Ｒ３′の反転入力端子側に分圧抵抗器Ｒ５′を接続してこの分圧抵抗器Ｒ５′の他端を接地している。
【００３７】
さらに、２段の電圧増幅器Ａ１、Ａ１′のそれぞれにパラレルにバイパスコンデンサＣ３、Ｃ３′を接続し、各電圧増幅器Ａ１、Ａ１′の出力側とバイパスコンデンサとの間をハイカット用の抵抗器Ｒ６、Ｒ６′を挿入している。バイパスコンデンサＣ３は、オーディオ周波数帯域のうちの高周波帯域（たとえば５０００Ｈｚ以上）を通過させるような容量（たとえば、０．０１μＦ程度）に設定する。
【００３８】
以上の回路構成により、終段の電流増幅器Ａ２が正の増幅率を有する場合でも安定した動作が可能になるとともに、歪率をあげることなく電圧増幅率をかせぐことができ、さらに、高周波信号に対する特性を改善することができる。
【００３９】
なお、第５の実施形態では、第２、第３、第４の全ての実施形態の回路を組み合わせたが、それぞれ一部の組み合わせ（第２＋第３、第２＋第４、第３＋第４）も可能である。
【００４０】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、マイナーループを２次の時定数回路として幅広い入力レベルに対して増幅率を均一に保って歪率を改善できるようにしても、高周波領域でも信号位相の回転がなく安定した動作を実現することができる。
【００４１】
また、この発明によれば、電流増幅器が正の電圧ゲインを有するものであっても、フィードバックが強く掛かりすぎることがなく安定した動作を実現することができる。
【００４２】
また、この発明によれば、マイナーループで負帰還をかける電圧増幅器を複数段にしても動作の安定性を維持することができ、これによって電圧利得を大きくすることができる。
【００４３】
また、この発明によれば、増幅されるオーディオ周波数帯域のうち高周波帯域をバイパスコンデンサでバイパスすることができるため、負帰還による発振の危険性をより低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態であるオーディオアンプの回路図
【図２】この発明の第２の実施形態であるオーディオアンプの回路図
【図３】この発明の第３の実施形態であるオーディオアンプの回路図
【図４】この発明の第４の実施形態であるオーディオアンプの回路図
【図５】この発明の第５の実施形態であるオーディオアンプの回路図
【図６】従来のオーディオアンプの回路図
【図７】従来のオーディオアンプの回路図
【図８】従来のオーディオアンプの回路図
【符号の説明】
Ａ０…パワーアンプ、Ａ１、Ａ１′…電圧増幅器、Ａ２…電流増幅器、Ａ３…（前段）電圧増幅器

Claims

前段の電圧増幅回路および終段の電力増幅回路と、
前記電力増幅回路の出力を分圧して前記電圧増幅回路の入力端子に負帰還するオーバーオールループ回路と、
前記電力増幅回路の出力を２段の時定数回路を介して前記電力増幅回路の反転入力端子に帰還するマイナーループ回路と、
を備え、前記マイナーループ回路の２段目の時定数回路の抵抗器を電力増幅回路の非反転入力端子に接続したことを特徴とする増幅装置。
前記電力増幅回路は、電圧増幅器、および、電圧増幅率をも有する電流増幅器からなり、
前記マイナーループは、帰還電圧を、分圧により前記電流増幅器の電圧増幅分低下させる分圧抵抗を備えた請求項１に記載の増幅装置。
前記電力増幅回路は、複数段の電圧増幅器、および、電流増幅器からなり、
前記マイナーループを、前記電流増幅器の出力端子と、前記複数段の電圧増幅器の入力端子との間にそれぞれ設けた請求項１に記載の増幅装置。
前記電力増幅回路は、電圧増幅器、および、電流増幅器からなり、
前記電圧増幅器に平行に、バイパスコンデンサを接続した請求項１に記載の増幅装置。