JP2004297213A

JP2004297213A - 復調装置

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Publication number: JP2004297213A
Application number: JP2003083797A
Authority: JP
Inventors: Tamotsu Ikeda; 保池田; Masakuni Miyamoto; 正邦宮本; Kazuhiro Shimizu; 和洋清水
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2003-03-25
Filing date: 2003-03-25
Publication date: 2004-10-21

Abstract

【課題】差動変調方式又は同期変調方式の両者によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号が入力され、その直交変調信号を復調するキャリア復調回路の回路規模を小さくする。
【解決手段】ＯＦＤＭ受信装置のキャリア復調回路２０では、差動変調方式又は同期変調方式によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号が、ＦＦＴ演算回路から入力される。キャリア復調回路２０は、差動復調処理で用いる複素除算回路と、等化処理で用いられる複素除算回路とを共用化した１つの複素除算回路５６を備えている。
【選択図】図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、差動変調方式によりデジタル直交変調された信号及び同期変調方式によりデジタル直交変調された信号の両者を復調可能な復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルデータを変調する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が知られている。
【０００３】
ＯＦＤＭ変調方式とは、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。ＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ −ＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＳｏｕｎｄＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）といった規格がある（非特許文献１）。
【０００５】
ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格では、デジタル直交変調方式として、遅延検波によりキャリア復調を行うことができる差動変調方式並びに同期検波によりキャリア復調を行う同期変調方式の両者の変調方式が採用されている。具体的には、差動変調方式としてＤＱＰＳＫが用いられ、同期変調方式としてＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭが用いられる。
【０００６】
ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格では、これらの変調方式をＯＦＤＭフレーム単位で適宜切り換えることが可能となっている。つまり、ＯＦＤＭフレーム毎に、ＤＱＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭを切り換えることができる。なお、ＯＦＤＭフレームとは、パイロット信号や伝送制御情報の配置パターンを定めたＯＦＤＭ変調方式における伝送単位である。ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格では、１０８（キャリア番号＃０〜＃１０７）のサブキャリアで構成されるＯＦＤＭシンボルが、２０４個集まった単位で１つのＯＦＤＭフレームを構成している。
【０００７】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置標準規格（望ましい仕様）ＡＲＩＢＳＴＤ−Ｂ３０１．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日策定，平成１４年３月２８日１．１改定
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、キャリア信号に直交変調されているデータ系列を復調する場合、デマッピング処理（各シンボルの直交座標上の信号点からデータ列を再割付する処理）を行って、複素信号からデータ列を復調するが、そのデマッピング処理の前に、その複素信号に対してキャリア復調処理を行わなければならない。具体的には、差動変調方式（ＤＱＰＳＫ）でデータが直交変調されている複素信号に対しては差動復調処理を行い、同期変調方式（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）でデータが直交変調されている複素信号に対しては等化処理を行わなければならない。
【０００９】
そのため、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格に対応した復調装置の場合、例えば図６に示すような、並列に設けられた差動復調回路１０１及び等化回路１０２と、変調方式に応じてこれらの２つの回路の一方を動作させるセレクタ１０３とを有するキャリア復調処理回路１００を設けなければならない。
【００１０】
しかしながら、差動復調回路１０１にしても等化回路１０２にしても、内部に遅延器や複素除算器といった規模の大きい回路が用いられる。そのため、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格に対応した復調装置のキャリア復調回路１００は、全体の規模が大きくなるという問題があった。
【００１１】
また、ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格では、ＯＦＤＭフレーム単位で変調方式が切り換えられる。そのため、キャリア復調回路１００では、差動変調処理から同期変調処理への切り換え、並びに、同期変調処理から差動変調処理への切り換えを、ＯＦＤＭフレーム単位で連続的に行えることが望ましい。
【００１２】
本発明は、このような従来の実状に鑑みて提案されたものであり、差動変調方式又は同期変調方式によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号から伝送データ系列を復調する復調装置であり、回路規模の小さい復調装置を提供する目的とする。
【００１３】
また、本発明は、差動変調方式又は同期変調方式によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号から伝送データ系列を復調する復調装置であり、回路規模を小さくするとともに復調方式の切換を連続的に行うことができる復調装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る復調装置は、差動変調方式又は同期変調方式によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号から伝送データ系列を復調する復調装置であって、上記直交変調信号を直交復調して複素信号である復調信号を抽出する直交復調手段と、上記復調信号に対して差動復調をする差動復調処理並びに上記復調信号に対して等化処理をする等化処理を行う差動復調／等化手段とを備えている。
【００１５】
上記差動復調／等化手段は、上記復調信号の所定のタイミングに変調されている既知の振幅及び位相の信号成分に基づき、上記直交変調信号が伝達されてきた伝送路の特性を推定し、推定した特性を示す複素信号を生成する伝送路推定回路と、上記復調信号を１シンボル分遅延させる１シンボル遅延回路と、上記伝送路推定回路から出力された複素信号又は上記１シンボル遅延回路から出力された復調信号のいずれか一方を選択し、その選択した複素信号を選択信号として出力する選択信号セレクタと、上記復調信号の位相を上記選択信号の位相分回転させる位相回転演算と、当該復調信号の振幅を上記選択信号の振幅で除算する振幅除算演算とを行う複素除算回路とを有している。
【００１６】
上記選択信号セレクタは、差動変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記１シンボル遅延回路から出力された信号を選択信号として出力し、同期変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記伝送路推定回路から出力された信号を選択信号として出力する。
【００１７】
上記複素除算回路は、差動変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、少なくとも上記位相回転演算を行い、同期変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記位相回転演算及び上記振幅除算演算を行う。
【００１８】
このように本発明に係る復調回路では、差動復調処理で用いられる複素除算回路と、等化処理で用いられる複素除算回路とを共用化している。
【００１９】
また、本発明に係る復調装置は、さらに、上記差動復調／等化手段が、上記伝送路推定回路が伝送路の特性を推定するために必要な遅延時間をＮシンボルとした場合、上記直交復調手段から出力された復調信号をＮシンボル遅延させるＮシンボル遅延回路を有し、上記Ｎシンボル遅延回路が、上記複素除算回路及び上記１シンボル遅延回路に対して、Ｎシンボル遅延させた復調信号を供給する。
【００２０】
このように本発明に係る復調回路では、差動復調処理で用いられる複素除算回路と、等化処理で用いられる複素除算回路とを共用化するとともに、差動復調処理での遅延量と、等化処理での遅延量とを一致させている。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格のＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００２２】
図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１０のブロック構成図を示す。
【００２３】
ＯＦＤＭ受信装置１０は、図１に示すように、アンテナ１１と、チューナ１２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３と、Ａ／Ｄ変換回路１４と、ＤＣキャンセル回路１５と、デジタル直交復調回路１６と、ＦＦＴ演算回路１７と、フレーム検出回路１８と、同期回路１９と、キャリア復調回路２０と、周波数デインタリーブ回路２１と、時間デインタリーブ回路２２と、デマッピング回路２３と、ビットデインタリーブ回路２４と、デパンクチャ回路２５と、ビタビ復号回路２６と、バイトデインタリーブ回路２７と、拡散信号除去回路２８と、トランスポートストリーム生成回路２９と、ＲＳ復号回路３０と、チャンネル選択回路３２と、伝送制御情報復号回路３１とを備えている。
【００２４】
ＯＦＤＭ送信装置から送信された送信波は、ＯＦＤＭ受信装置１０のアンテナ１１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１２に供給される。
【００２５】
アンテナ１１により受信されたＲＦ信号は、乗算器１２ａ及び局部発振器１２ｂからなるチューナ１２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１３に供給される。局部発振器１２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路３２から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。
【００２６】
チューナ１２から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路１６に供給される。
【００２７】
デジタル直交復調回路１６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路１６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算回路１７及び同期回路１９に供給される。
【００２８】
ＦＦＴ演算回路１７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路１７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路１７は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。
【００２９】
ＦＦＴ演算回路１７により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路１７により抽出された信号は、フレーム検出回路１８、伝送制御情報復号回路３１、同期回路１９及びキャリア復調回路２０に供給される。
【００３０】
フレーム検出回路１８は、ＦＦＴ演算回路１７により復調された信号の所定のサブキャリアからＴＭＣＣ信号を抽出し、ＴＭＣＣ信号から同期信号を検出してＯＦＤＭ伝送フレームの境界を検出し、検出したフレームの境界位置を同期回路１９等に供給する。
【００３１】
同期回路１９は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号、ＦＦＴ演算回路１７により復調された後の各サブキャリアに変調されていた信号、ＯＦＤＭシンボルの境界、チャンネル選択回路３２から供給されるチャンネル選択信号等を用いて、ＦＦＴ演算回路１７に対してＦＦＴ演算の演算範囲及びそのタイミング等の同期処理等の各種の同期処理を行う。
【００３２】
キャリア復調回路２０は、ＦＦＴ演算回路１７から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給され、その信号に対してキャリア復調を行う。具体的には、キャリア復調回路２０は、差動変調信号（ＤＱＰＳＫ）に対する差動復調処理、並びに、同期変調信号（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）に対する等化処理を行う。
【００３３】
キャリア復調された信号は、周波数デインタリーブ回路２１によって周波数方向のデインタリーブ処理がされ、続いて、時間デインタリーブ回路２２によって時間方向のデインタリーブ処理がされた後、デマッピング回路２３に供給される。
【００３４】
デマッピング回路２３は、キャリア復調された信号（複素信号）に対してデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。例えばＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、デマッピング回路２３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭに対応したデマッピング処理を行う。
【００３５】
デマッピング回路２３から出力された伝送データ系列は、ビットデインタリーブ回路２４、デパンクチャ回路２５、ビタビ復号回路２６、バイトデインタリーブ回路２７、拡散信号除去回路２８を通過することにより、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理が行われ、トランスポートストリーム生成回路２９に入力される。
【００３６】
トランスポートストリーム生成回路２９は、例えばヌルパケット等の各放送方式で規定されるデータを、ストリームの所定の位置に挿入する。また、トランスポートストリーム生成回路２９は、断続的に供給されてくるストリームのビット間隔を平滑化して時間的に連続したストリームとする、いわゆるスムージング処理を行う。スムージング処理がされた伝送データ系列は、ＲＳ復号回路３０に供給される。
【００３７】
ＲＳ復号回路３０は、入力された伝送データ系列に対してリードソロモン復号処理を行い、ＭＰＥＧ−２システムズで規定されたトランスポートストリームとして出力する。
【００３８】
伝送制御情報復号回路３１は、フレーム検出回路１８により同期が取られた後のＴＭＣＣ信号が入力され、このＴＭＣＣ信号からＴＭＣＣ情報（伝送制御情報）を復号し、復号したＴＭＣＣ情報を、キャリア復調回路２０、時間デインタリーブ回路２２、デマッピング回路２３、ビットデインタリーブ回路２４、及び、トランスポートストリーム生成回路２９に供給して、各回路の復調や再生等の制御を行う。
【００３９】
つぎに、キャリア復調回路２０についてさらに説明をする。
【００４０】
キャリア復調回路２０には、ＦＦＴ演算回路１７により各サブキャリアから抽出された複素信号が入力される。キャリア復調回路２０は、入力信号が差動変調方式の信号（ＤＱＰＳＫ）であれば差動復調を行い、入力信号が同期変調方式の信号（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）であれば等化処理を行って、キャリア復調信号を出力する。ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ方式の場合、現在受信している信号が差動変調されているか或いは同期変調されているかは、ＴＭＣＣ信号を参照することによりわかる。伝送制御情報復号回路３１は、ＴＭＣＣ信号を復号して、現在受信している信号が、差動変調信号であるか同期変調信号であるかを判断し、その判断結果を変調方式選択信号として出力する。キャリア復調回路２０は、伝送制御情報復号回路３１から与えられた変調方式選択信号に基づき、入力信号の変調方式を判別し、差動復調又は等化処理を行う。
【００４１】
キャリア復調回路２０内の回路構成について説明をする。キャリア復調回路２０は、図２に示すように、伝送路推定回路４１と、第１の遅延回路４２と、第２の遅延回路４３と、第１のセレクタ４４と、第２のセレクタ４５と、複素除算回路４６とを有している。
【００４２】
伝送路推定回路４１は、波形等化を行うために、ＯＦＤＭ信号が伝送してきた伝送路の伝搬特性を算出する回路である。ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ規格では、同期変調方式（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）で変調された信号を送信する場合、所定の振幅及び所定の位相の信号であるスキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）と呼ばれるパイロット信号が、周波数方向及び時間方向に散在して挿入される。伝送路推定回路４１は、ＦＦＴ演算回路１７から出力された信号からＳＰ信号を抽出し、受信時におけるＳＰ信号の振幅及び位相に基づきサブキャリア周波数毎の伝搬特性を算出する。伝送路推定回路４１により算出された伝送路の伝搬特性は、複素信号で表される。
【００４３】
なお、伝送路推定回路４１により伝搬特性を算出するために必要とする遅延時間を、ここでは、Ｎシンボル（Ｎは、１以上の整数。）であるものとする。
【００４４】
第１の遅延回路４２は、ＦＦＴ演算回路１７から出力された直交復調後の信号成分を、（Ｎ−１）シンボル分遅延させる遅延回路である。第２の遅延回路４３は、第１の遅延回路４２により遅延された後の信号を１シンボル分遅延させる遅延回路である。
【００４５】
第１のセレクタ４４は、第１の遅延回路４２の出力信号と第２の遅延回路４３の出力信号とが入力され、変調方式選択信号に応じていずれか一方の信号を選択して出力する。第１のセレクタ４４は、差動変調方式の場合には、第１の遅延回路４２の出力信号（すなわち、（Ｎ−１）シンボル分遅延した信号）を出力し、同期変調方式の場合には、第２の遅延回路４３の出力信号（すなわち、Ｎシンボル分遅延した信号）を出力する。第１のセレクタ４４から出力された信号は、複素除算回路４６に入力される。なお、第１のセレクタ４４から複素除算回路４６に供給される信号を、以下、変調信号という。
【００４６】
第２のセレクタ４５は、第２の遅延回路４３の出力信号と伝送路推定回路４１の出力信号とが入力され、変調方式選択信号に応じていずれか一方の信号を選択して出力する。第２のセレクタ４５は、差動変調方式の場合には、第２の遅延回路４３の出力信号（すなわち、Ｎシンボル分遅延した信号）を出力し、同期変調方式の場合には、伝送路推定回路４１の出力信号（すなわち、伝送路の伝搬特性）を出力する。
【００４７】
複素除算回路４６は、第１のセレクタ４４から出力された信号を、第２のセレクタ４５から出力された信号で複素除算を行う。
【００４８】
従って、キャリア復調回路２０では、差動変調方式の場合、（Ｎ＋１）番目のシンボルの複素信号が、Ｎ番目のシンボルの複素信号で複素除算される。そのため、差動変調方式の場合には、（Ｎ＋１）番目のシンボルの位相とＮ番目のシンボルの位相の位相差が出力されることとなり、この結果、差動復調処理が行われることとなる。
【００４９】
また、キャリア復調回路２０では、同期変調方式の場合、Ｎ番目のシンボルの複素信号を、伝送路推定回路４１で推定された伝送路の伝搬特性で複素除算される。そのため、同期変調方式の場合には、伝送路の伝搬特性に応じて復調された信号の振幅及び位相の補正がされ、変調信号に対して等化処理が行われることとなる。
【００５０】
以上のように、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１０では、キャリア復調回路２０によって、差動変調方式の信号が入力された場合には差動復調処理を行い、同期変調方式の信号が入力された場合には等化処理を行う。これとともに、キャリア復調回路２０が、複素除算回路４６を差動復調及び等化処理の両者で共通に利用している。そのため、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１０では、キャリア復調回路２０の回路規模を小さくすることができる。
【００５１】
なお、差動復調では、シンボル間の位相差成分にデータが変調されているため、復調結果の振幅の値が変動したとしても、伝送データを復調することができる。従って、複素除算回路４６は、差動変調方式の信号に対して処理を行う場合には、振幅成分の除算処理は行わず、位相成分の位相回転演算のみを行うように回路を構成してもよい。
【００５２】
例えば、複素除算回路４６は、通常、図３に示すように構成されている。すなわち、複素除算回路４６は、分母信号の複素共役を計算する共役計算回路５１と、分母信号のノルムを計算するノルム計算回路５２と、分子信号と共役計算回路５１から出力された信号との複素乗算を行う複素乗算回路５３と、複素乗算５３から出力された信号とノルム計算回路５２から出力された信号との実数除算を行う実数除算回路５４とから構成される。従って、差動変調方式の信号に対してキャリア復調処理を行う場合には、ノルム計算回路５２及び実数除算回路５４の機能をオフにして位相回転演算だけを行わせ、同期変調方式の信号に対してキャリア復調処理を行う場合には、全ての機能をオンにして位相回転演算及び振幅成分演算の両者を行わせるようにすればよい。
【００５３】
また、キャリア復調回路２０では、伝送路推定回路４１により伝送路特性を推定するために必要な遅延シンボル数がＮであったが、Ｎ＝１の場合には、図４に示すように、第１の遅延回路４２を取り除くことが可能となる。
【００５４】
つぎに、本発明の第２の実施の形態について説明をする。
【００５５】
本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１０とキャリア復調回路のみが異なっている構成であり、他の構成要素は同一である。従って、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置については、当該ＯＦＤＭ受信装置に設けられるキャリア復調回路のみについて説明をする。
【００５６】
本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置には、図５に示すような、キャリア復調回路６０が備えられている。
【００５７】
キャリア復調回路６０には、ＦＦＴ演算回路１７により各サブキャリアから抽出された複素信号が入力される。キャリア復調回路６０は、入力信号が差動変調方式の信号（ＤＱＰＳＫ）であれば差動復調を行い、入力信号が同期変調方式の信号（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）であれば同期復調を行って、キャリア復調信号を出力する。ＩＳＤＢ−Ｔ_ＳＢ方式の場合、入力信号が差動変調されているか同期変調されているかは、伝送制御情報復号回路３１から与えられる変調方式選択信号により判別することができる。
【００５８】
キャリア復調回路６０内の回路構成について説明をする。キャリア復調回路６０は、図５に示すように、伝送路推定回路６１と、第１の遅延回路６２と、第２の遅延回路６３と、セレクタ６４と、複素除算回路６５とを有している。
【００５９】
伝送路推定回路６１は、受信時におけるＳＰ信号の振幅及び位相に基づきサブキャリア周波数毎の伝搬特性を算出する回路であり、第１の実施の形態の伝送路推定回路４１と同一の機能及び構成のものである。また、伝送路推定回路６１により伝搬特性を算出するために必要とする遅延時間は、Ｎシンボル（Ｎは、１以上の整数。）であるものとする。
【００６０】
第１の遅延回路６２は、ＦＦＴ演算回路１７から出力された直交復調後の信号成分を、Ｎシンボル分遅延させる遅延回路である。第２の遅延回路６３は、第１の遅延回路６２により遅延された後の信号を１シンボル分遅延させる遅延回路である。
【００６１】
セレクタ６４は、第２の遅延回路６３の出力信号と伝送路推定回路６１の出力信号とが入力され、変調方式選択信号に応じていずれか一方の信号を選択して出力する。セレクタ６４は、差動変調方式の場合には、第２の遅延回路６３の出力信号（すなわち、（Ｎ＋１）シンボル分遅延した信号）を出力し、同期変調方式の場合には、伝送路推定回路６１の出力信号（すなわち、伝送路の伝搬特性）を出力する。
【００６２】
複素除算回路６５は、第１の遅延回路６２から出力された信号（すなわち、Ｎシンボル分遅延された入力信号）を、セレクタ６４から出力された信号で複素除算を行う。この複素除算回路６５は、第１の実施の形態の複素除算回路４６と同一の機能及び構成の回路である。
【００６３】
従って、キャリア復調回路６０では、差動変調方式の場合、Ｎ番目のシンボルの複素信号が、Ｎ−１番目のシンボルの複素信号によって、複素除算される。そのため、差動変調方式の場合には、Ｎ番目のシンボルの位相と（Ｎ−１）番目のシンボルの位相との位相差が出力されることとなり、この結果、差動復調処理が行われることとなる。
【００６４】
また、キャリア復調回路６０では、同期変調方式の場合、Ｎ番目のシンボルの複素信号が、伝送路推定回路６１で推定された伝送路の伝搬特性によって、複素除算される。そのため、同期変調方式の場合には、伝送路の伝搬特性に応じて復調された信号の振幅及び位相の補正がされ、この結果、等化処理が行われることとなる。
【００６５】
以上のように、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、キャリア復調回路６０によって、差動変調方式の信号が入力された場合には差動復調処理を行い、同期変調方式の信号が入力された場合には等化処理を行う。これとともに、キャリア復調回路６０が、複素除算回路６５を差動復調及び等化処理の両者で共通に利用している。そのため、本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、キャリア復調回路６０の回路規模を小さくすることができる。
【００６６】
さらに、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、差動復調時における処理遅延量と等化処理時における処理遅延量とが一致している。そのため、入力信号の変調方式が差動変調方式から同期変調方式へ、或いは、その逆に切り替った場合であっても、処理中のシンボル番号にずれが生じない。従って、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置では、キャリア復調回路の回路規模を小さくするとともに復調方式の切換を連続的に行うことができる
【００６７】
【発明の効果】
以上のように本発明に係る復調回路では、差動変調方式又は同期変調方式によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号から伝送データ系列を復調する復調装置であり、さらに、差動復調処理で用いられる複素除算回路と等化処理で用いられる複素除算回路とを共用化している。このため本発明に係る復調装置では、回路規模を小さくすることができる。
【００６８】
また、本発明に係る復調装置は、さらに、等化処理時の伝送路特性の推定に必要な遅延時間をＮシンボルとした場合、復調信号をＮシンボル遅延させるＮシンボル遅延回路によりＮシンボル遅延させた信号に対して差動復調を行うようにしている。つまり、本発明に係る復調装置では、差動復調処理で用いられる複素除算回路と等化処理で用いられる複素除算回路とを共用化するとともに、差動復調処理での遅延量と等化処理での遅延量とを一致させている。このため、本発明に係る復調装置では、回路規模を小さくするとともに復調方式の切換を連続的に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置内のキャリア復調回路のブロック構成図である。
【図３】第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のキャリア復調回路内の複素除算回路のブロック構成図である。
【図４】伝送路推定回路の遅延量が１シンボルであった場合の上記キャリア復調回路のブロック構成図である。
【図５】第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置内のキャリア復調回路のブロック構成図である。
【図６】従来のキャリア復調回路のブロック構成図である。
【符号の説明】
１０ＯＦＤＭ受信装置、１１アンテナ、１２チューナ、１３バンドパスフィルタ、１４Ａ／Ｄ変換回路、１５ＤＣキャンセル回路、１６デジタル直交復調回路、１７ＦＦＴ演算回路、１８フレーム検出回路１９同期回路、２０，６０キャリア復調回路、２１周波数デインタリーブ回路、２２時間デインタリーブ回路、２３デマッピング回路、２６ビタビ復号回路、２７バイトデインタリーブ回路、２８拡散信号除去回路、２９トランスポートストリーム生成回路、３０ＲＳ復号回路、３１伝送制御情報復号回路

Claims

差動変調方式又は同期変調方式によりデジタル直交変調して生成された直交変調信号から伝送データ系列を復調する復調装置において、
上記直交変調信号を直交復調して複素信号である復調信号を抽出する直交復調手段と、
上記復調信号に対して差動復調をする差動復調処理並びに上記復調信号に対して等化処理をする等化処理を行う差動復調／等化手段とを備え、
上記差動復調／等化手段は、
上記復調信号の所定のタイミングに変調されている既知の振幅及び位相の信号成分に基づき、上記直交変調信号が伝達されてきた伝送路の伝搬特性を推定し、推定した伝搬特性を表す複素信号を生成する伝送路推定回路と、
上記復調信号を１シンボル分遅延させる１シンボル遅延回路と、
上記伝送路推定回路から出力された複素信号又は上記１シンボル遅延回路から出力された復調信号のいずれか一方を選択し、その選択した複素信号を選択信号として出力する選択信号セレクタと、
上記復調信号の位相を上記選択信号の位相分回転させる位相回転演算と、当該復調信号の振幅を上記選択信号の振幅で除算する振幅除算演算とを行う複素除算回路とを有し、
上記選択信号セレクタは、差動変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記１シンボル遅延回路から出力された信号を選択信号として出力し、同期変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記伝送路推定回路から出力された信号を選択信号として出力し、
上記複素除算回路は、差動変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、少なくとも上記位相回転演算を行い、同期変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記位相回転演算及び上記振幅除算演算を行うこと
を特徴とする復調装置。
上記差動復調／等化手段は、
上記伝送路推定回路が伝送路の伝搬特性を推定するために必要な遅延時間をＮシンボルとした場合、上記直交復調手段から出力された復調信号をＮシンボル遅延させるＮシンボル遅延回路を有し、
上記Ｎシンボル遅延回路は、上記複素除算回路及び上記１シンボル遅延回路に対して、Ｎシンボル遅延させた復調信号を供給すること
を特徴とする請求項１記載の復調装置。
上記差動復調／等化手段は、
上記伝送路推定回路が伝送路の伝搬特性を推定するために必要な遅延時間をＮシンボルとした場合、上記直交復調手段から出力された復調信号を（Ｎ−１）シンボル遅延させ、上記１シンボル遅延回路に供給する（Ｎ−１）シンボル遅延回路と、
上記（Ｎ−１）シンボル遅延回路から出力された復調信号又は上記１シンボル遅延回路から出力された１シンボル分遅延された復調信号のうちいずれか一方を選択して出力する復調信号セレクタとを備え、
上記選択信号セレクタは、差動変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記１シンボル遅延回路から出力された信号を選択信号として出力し、同期変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記伝送路推定回路から出力された信号を選択信号として出力し、
復調信号セレクタは、差動変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、上記（Ｎ−１）シンボル遅延回路から出力された復調信号を上記複素除算回路に供給し、同期変調方式により変調された直交変調信号が入力された場合には、１シンボル遅延回路から出力された復調信号を上記複素除算回路に供給すること
を特徴とする請求項１記載の復調装置。