JP2004274293A - クロック信号生成装置及びクロック信号生成方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】集積回路化に適しており、且つジッタを低減するとともに、入力信号の変動に対する応答速度を改善した、安定したクロック生成装置を提供することを目的とする。
【解決手段】基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する周期カウンタ11と、クロック信号を入力し、上記サンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力するトリガカウンタ12と、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、出力するDDS2とを備えたことを特徴とする。
【選択図】 図1
【解決手段】基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する周期カウンタ11と、クロック信号を入力し、上記サンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力するトリガカウンタ12と、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、出力するDDS2とを備えたことを特徴とする。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、クロック信号生成装置に関する。特に、通信機器の復調回路、例えば4相位相変調信号を復調するデジタル直交復調器に使用される再生クロック生成回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
情報通信分野においては、送信側と受信側との間の同期を取るために、クロック生成回路が用いられている。従来のクロック生成回路は、PLL(PhaseLocked Loop)を用いてVCOの制御信号とするもの、すなわち、受信信号からクロック抽出手段により抽出されたクロック信号を1/Mカウンタにより分周した信号と、VCO(電圧制御発振器)の出力クロックを1/Nカウンタにより分周した信号との差(クロック誤差)を位相比較手段により生成し、ループフィルタで平滑化してVCOの制御信号とするものになっている。
【0003】
また、ジッタを低減しつつ周波数引き込み範囲の拡大を図ると共に、特性を容易に変化させることのできるクロック供給装置を提供することを目的として以下の記載がされた文献が存在する。上記目的を達成するために本発明は、与えられるタイミング信号および所定ビットの制御信号に基づき発振信号を出力する発振信号生成手段と、外部から供給されるクロック信号と前記発振信号との誤差に基づき前記制御信号を生成する制御信号生成手段とを具備することを特徴とする。より具体的には、前記発振信号生成手段は、所定の位相間隔で分割された正弦波波形の振幅データを各々の位相に相当するアドレスに順次記憶したメモリと、前記タイミング信号および前記制御信号に基づくステップで前記アドレスを非連続的に指定し当該アドレスに記憶された前記振幅データを読み出す読み出し手段と、この読み出し手段により読み出された振幅データをアナログ変換して階段状の電圧信号を出力するデジタル/アナログ変換手段と、前記階段状の電圧信号から高周波成分を除去する低域フィルタとを備え、例えば、少なくとも前記メモリと、前記読み出し手段と、前記デジタル/アナログ変換手段と、前記低域フィルタとを同一の基板上に形成したDDS(Direct Digital Synthesizer)としてなることを特徴とする(特許文献1参照)。
【0004】
【特許文献1】
特開2000−324092号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
従来のクロック生成回路は、アナログ機器としてのループフィルタの特性(時定数)に左右される部分が大きく、応答速度や安定度などの面で十分な精度を得にくい。またクロック抽出手段をデジタル化する場合、サンプリングクロックの制約等から、抽出クロックに含まれるジッタのピーク値が大きくなる傾向があり、従来のクロック生成回路のように、PLLを用いたアナログ方式のジッタフィルタでは、残留ジッタのピーク値を十分に抑圧することが困難である。
【0006】
また、復調回路を集積回路化する上でも、PLLを用いたジッタフィルタは、完全デジタル化が困難である為、妨げの原因となっている。
【0007】
この発明は、集積回路化に適しており、且つジッタを低減するとともに、入力信号の変動に対する応答速度を改善した、安定したクロック生成装置を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るクロック信号生成装置は、基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する周期信号生成部と、
外部から供給されるクロック信号を入力し、上記周期信号生成部により生成されたサンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期信号のサンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する演算部と、
上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力するデジタルシンセサイザと
を備えたことを特徴とする。
【0009】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1は、実施の形態1におけるクロック生成回路を示す図である。
図1において、同期クロック生成回路1(クロック信号生成装置の一例である)は、周期カウンタ11、トリガカウンタ12、ラッチ13、ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)2を備えている。DDS2は、累積加算器21、ROM22、D/A変換器23、LPF(ループフィルタ)24を有している。
【0010】
周期信号生成部の一例として、周期カウンタ11は、基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する。具体的には、周期カウンタ11は、周波数f0の基準信号を入力し、周波数f0の基準信号に基づいて、カウント値Nによるサンプリング周期N/f0のサンプリング周期信号を生成する。すなわち、周期カウンタ11は、外部から供給される基準信号からNカウントのサンプリング周期信号を生成する。
【0011】
演算部の一例として、トリガカウンタ12は、外部から供給されるクロック信号を入力し、上記周期信号生成部により生成されたサンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期信号のサンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する。具体的には、トリガカウンタ12は、サンプリング周期N/f0毎に上記クロック信号の周波数finとなる上記クロック信号の信号数を計数し、上記期間N/f0に上記クロック信号の信号数を乗じたトリガ数(A=fin・N/f0)を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する。言いかえれば、トリガカウンタ12は、前記サンプリング周期信号に基づき外部から供給されるクロック信号のトリガ数Aを計数し所定ビットの制御信号として出力する。
【0012】
ラッチ部の一例として、ラッチ13は、上記演算部により演算されたデジタルシンセサイザ入力信号をラッチし、ラッチされたデジタルシンセサイザ入力信号をDDS2に出力する。
【0013】
デジタルシンセサイザの一例として、DDS2は、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号をラッチ13を介して入力し、さらに、上記基準信号を入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力する。言いかえると、DDS2では、累積加算器21が上記基準信号に基づき上記デジタルシンセサイザ入力信号fin・N/f0の値を加算値として累積加算し、上記累積加算器21により累積加算される値に基づいて位相最大値Mの位相信号としてのクロック信号を生成することにより、finの周波数の上記クロック信号に対しfin・N/Mの周波数のクロック信号を生成する。
【0014】
言いかえれば、図1において、周期カウンタ11は、基準信号に基づき、カウント値Nのサンプリング周期信号を生成する。このサンプリング周期毎に、入力クロックのトリガをトリガカウンタ12でカウントし、同じく更新タイミング信号周期で動作するラッチ13を介して所定ビットの制御信号Aを出力する。この制御信号を、累積加算器21、ROM22、D/A変換器23、LPF24で構成される、ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS2)に入力し、発振信号(上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号の一例である)を生成している。
【0015】
次にDDS2部について詳細に説明する。
累積加算器21は、上記基準信号に基づき上記デジタルシンセサイザ入力信号のレベルを加算値として累積加算し、累積加算される値に基づいてデジタル信号である上記周波数の異なるクロック信号を生成する。言いかえれば、累積加算器21は、前記基準信号に基づき前記制御信号を加算値として最大値Mの位相信号を生成する。
【0016】
ROM22は、前記位相信号に基づき正弦波波形をサンプリングした波形データを記憶し、記憶された波形データを出力する。
【0017】
デジタル/アナログ(D/A)変換器23は、上記累積加算器21により生成された上記周波数の異なるクロック信号をアナログ信号に変換する。言いかえれば、D/A変換器23は、ROM22により記憶された前記波形データから電圧波形を生成する。
【0018】
フィルタの一例としてLPF24は、上記D/A変換器23によりアナログ信号に変換された上記周波数の異なるクロック信号からスプリアス成分を除去する。言いかえれば、LPF24は、前記電圧波形からスプリアス成分を除去した前記クロック信号のN/M周波数の発振信号を出力する。
【0019】
すなわち、前記制御信号を、位相最大値Mの累積加算器31で加算し、その加算結果をROM32のアドレスに与える。このROM32には正弦波波形を位相最大値Mの位相刻みでサンプリングした波形データが記憶されており、累積加算器21の出力により飛び飛びのデータがD/A変換器23に与えられる。D/A変換器23からは、階段状の電圧波形が出力され、LPF24によりスプリアス成分を除去する事で所望の発振信号を得ることができるようになっている。
【0020】
ここで、出力される発振信号の周波数Foutは、基準信号の周波数F0に同期した累積加算器21の、位相最大値Mと加算値である制御信号(トリガ数A)との比であり、Fout=(A/M)・F0で求められる。
また制御信号(トリガ数A)は、サンプリング周期Mに対する、基準信号の周波数F0とクロック信号の周波数Finとの比であり、A=(Fin/F0)・Nで求められる。
【0021】
よって、発振信号の周波数Foutは、クロック信号の周波数Finに対して、Fout=(N/M)・Finの関係で表され、クロック信号に同期し、且つ基準信号の周波数F0の影響を受けない、周波数比N/Mの発振信号が得られることになる。
【0022】
以上のように、本実施の形態1は、入力クロックに同期した、周波数の異なる発振信号を生成することに対し、発振信号のループ・バック制御を実施せず、入力クロックを用いて、フィードフォワード制御により発振信号を生成する。そして、フィードフォワード制御方式により入力クロックの変動に対し迅速に応答が可能となり、ループ・バック制御に必要な追従特性や周波数引き込み特性等の調整が不要となる。言いかえれば、上記実施の形態を用いれば、クロック信号に対する発振信号の周波数が一義に求められることにより、ループ・バック制御に必要な、周波数引き込み特性等の調整が不要となる。
【0023】
さらに、D/A変換までの全ての回路をデジタル化することにより、デジタル復調回路等とを組み合われた集積回路化が可能となり、また外乱の影響を受け難い安定した発振信号が得られる。
【0024】
実施の形態2.
実施の形態2では、実施の形態1を、受信信号の伝送クロック再生に用いた応用例について図2を用いて説明する。
図2は、実施の形態2におけるクロック生成回路を示す図である。
図2において、同期クロック生成回路1(クロック信号生成装置の一例である)は、図1の構成に対し、さらに、クロック抽出部3を備えている。
【0025】
クロック抽出部3は、受信信号と周波数F0の上記基準信号とを入力し、入力された受信信号に基づいて上記クロック信号(周波数Fin)を抽出し、入力された基準信号と抽出されたクロック信号との周波数差分(F0−Fin)を検出し、検出された周波数差分をクロック誤差信号として出力する。
上記周期信号生成部の一例である周期カウンタ11は、周波数F0の基準信号を入力し、入力された周波数F0の基準信号に基づいて、サンプリング周期がN/F0となるカウント値Nのサンプリング周期信号を生成する。
上記演算部の一例であるトリガカウンタ12は、上記クロック抽出部3により出力されたクロック誤差信号を入力し、サンプリング周期がN/F0となる上記サンプリング周期信号に基づいて、上記クロック信号の信号数の代わりに、入力されたクロック誤差信号の信号数(F0−Finとなる)を計数し、トリガ数の代わりに、上記カウント値Nと、上記サンプリング周期信号と計数されたクロック誤差信号の信号数との積((F0−Fin)・N/F0)との差分値(A’=N−(F0−Fin)・N/F0=Fin・N/F0)を演算し、演算された差分値(Fin・N/F0)を上記デジタルシンセサイザ入力信号として出力する。
上記デジタルシンセサイザの一例であるDDS2は、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて、上記Fout=(A/M)・F0の関係から上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号(周波数Fout=Fin・N/M)を生成し、生成されたクロック信号を出力する。
【0026】
言いかえれば、クロック抽出部3は、受信信号から伝送クロックを抽出し、基準信号との位相差(周波数差分)を検出しクロック誤差信号として出力する。実施の形態1では、トリガカウンタ11はサンプリング周期毎のトリガ数を出力していたが、実施の形態2では、周期カウント値Nと前記トリガ数との差を、新たなトリガ数として生成し、制御信号として生成することにより実施の形態1と同様の効果を得られる。
【0027】
以上のように、実施の形態2におけるクロック生成回路は、実施の形態1に記載のクロック生成回路をもちいて、外部から供給される受信信号から、伝送クロック抽出手段3を介して得られるクロック誤差信号に基づいても、ジッタを低減した再生クロックを出力することができる。
【0028】
また、図2では、ラッチ13は、例えば、クロック抽出部3からクロック断信号を入力し、クロック断時にラッチ動作を停止させることにより、クロック断が発生するまでの制御信号を保持し、クロック出力の瞬断を防止することができる。言いかえれば、ラッチ部の一例であるラッチ13は、クロック断信号を入力し、入力されたクロック断信号に基づき、ラッチ13の動作を制御する。クロック断信号は、外部から供給されてもよい。
【0029】
さらに、図2では、累積加算器21が例えば、クロック抽出部3から位相同期信号を入力する。位相同期信号により累積加算器21を任意の位相にプリセットすることにより、発振信号の位相同期制御を行っている。言いかえれば、上記累積加算器21は、外部から供給される位相同期信号を入力し、入力された位相同期信号に基づき、累積加算された値を初期化する。
これにより、冗長構成をとるシステム等で、クロック信号を切り替える際、切替に伴うクロック位相の変動を最小限に抑制する事が出来、後段のPLLフィルタ等を省略することができる。
【0030】
実施の形態3.
図3は、実施の形態3におけるクロック生成回路を示す図である。
図3において、同期クロック生成回路1(クロック信号生成装置の一例である)は、図1の構成に対し、さらに、移動平均部41、残差補正部42、加算器43、リミッタ44を備えている。
移動平均化部41は、、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号を移動平均化した移動平均信号と移動平均化された際に生じる平均残差の信号である平均残差信号とを生成する。言いかえれば、移動平均化部41は、制御信号を移動平均化した信号を生成する。さらに言いかえれば、移動平均化部41は、前記制御信号から移動平均信号および平均残差信号を生成する。
補正信号生成部の一例として、残差補正部42は、上記移動平均化部41により生成された上記平均残差信号に基づいて1ビットの補正信号を生成する。
加算部の一例として、加算器43は、上記残差補正部42により生成された補正信号と上記移動平均化部41により生成された移動平均信号とを加算し、上記移動平均信号を補正する。
すなわち、残差補正部42および加算器43は、移動平均化した際に発生する残差信号を用いて制御信号の補正を行う。言いかえれば、残差補正部42および加算器43は、前記残差信号から1ビットの補正信号を生成し、前記移動平均信号を補正する。
変動範囲制限部の一例として、リミッタ44は、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号の変動範囲を制限する。言いかえれば、リミッタ44は、制御信号の変動範囲を制限する。
【0031】
移動平均化部41を追加することにより、クロック信号の急激な変動を抑止し、より安定した発振信号を生成することが可能となる。さらに、残差補正部42を用いて移動平均化した際に発生する残差信号から、1ビットの補正信号を生成して加算器43を用いて移動平均化した制御信号を補正することにより、位相残差の蓄積を防止することが出来る。
【0032】
また、制御信号の生成にリミッタ44を介することにより、入力クロック信号の異常などにより異常な制御信号が生成された場合に、制御信号の変動範囲を抑止し、発振信号の周波数範囲を補償することにより、後段に接続される機器(回路)に異常周波数が入力されて動作不能に陥ることを防止できる。
【0033】
【発明の効果】
本発明によれば、入力クロックを用いて、フィードフォワード制御により発振信号を生成することができる。そして、フィードフォワード制御方式により入力クロックの変動に対し迅速に応答が可能となり、ループ・バック制御に必要な追従特性や周波数引き込み特性等の調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施の形態1におけるクロック生成回路を示す図である。
【図2】実施の形態2におけるクロック生成回路を示す図である。
【図3】実施の形態3におけるクロック生成回路を示す図である。
【符号の説明】
1 同期クロック生成回路、2 DDS、3 クロック抽出部、11 周期カウンタ 、12 トリガカウンタ、13 ラッチ、21 累積加算器、22 ROM、23 D/A変換器、24 LPF、41 移動平均化部、42 残差補正部、43 加算器、44 リミッタ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、クロック信号生成装置に関する。特に、通信機器の復調回路、例えば4相位相変調信号を復調するデジタル直交復調器に使用される再生クロック生成回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
情報通信分野においては、送信側と受信側との間の同期を取るために、クロック生成回路が用いられている。従来のクロック生成回路は、PLL(PhaseLocked Loop)を用いてVCOの制御信号とするもの、すなわち、受信信号からクロック抽出手段により抽出されたクロック信号を1/Mカウンタにより分周した信号と、VCO(電圧制御発振器)の出力クロックを1/Nカウンタにより分周した信号との差(クロック誤差)を位相比較手段により生成し、ループフィルタで平滑化してVCOの制御信号とするものになっている。
【0003】
また、ジッタを低減しつつ周波数引き込み範囲の拡大を図ると共に、特性を容易に変化させることのできるクロック供給装置を提供することを目的として以下の記載がされた文献が存在する。上記目的を達成するために本発明は、与えられるタイミング信号および所定ビットの制御信号に基づき発振信号を出力する発振信号生成手段と、外部から供給されるクロック信号と前記発振信号との誤差に基づき前記制御信号を生成する制御信号生成手段とを具備することを特徴とする。より具体的には、前記発振信号生成手段は、所定の位相間隔で分割された正弦波波形の振幅データを各々の位相に相当するアドレスに順次記憶したメモリと、前記タイミング信号および前記制御信号に基づくステップで前記アドレスを非連続的に指定し当該アドレスに記憶された前記振幅データを読み出す読み出し手段と、この読み出し手段により読み出された振幅データをアナログ変換して階段状の電圧信号を出力するデジタル/アナログ変換手段と、前記階段状の電圧信号から高周波成分を除去する低域フィルタとを備え、例えば、少なくとも前記メモリと、前記読み出し手段と、前記デジタル/アナログ変換手段と、前記低域フィルタとを同一の基板上に形成したDDS(Direct Digital Synthesizer)としてなることを特徴とする(特許文献1参照)。
【0004】
【特許文献1】
特開2000−324092号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
従来のクロック生成回路は、アナログ機器としてのループフィルタの特性(時定数)に左右される部分が大きく、応答速度や安定度などの面で十分な精度を得にくい。またクロック抽出手段をデジタル化する場合、サンプリングクロックの制約等から、抽出クロックに含まれるジッタのピーク値が大きくなる傾向があり、従来のクロック生成回路のように、PLLを用いたアナログ方式のジッタフィルタでは、残留ジッタのピーク値を十分に抑圧することが困難である。
【0006】
また、復調回路を集積回路化する上でも、PLLを用いたジッタフィルタは、完全デジタル化が困難である為、妨げの原因となっている。
【0007】
この発明は、集積回路化に適しており、且つジッタを低減するとともに、入力信号の変動に対する応答速度を改善した、安定したクロック生成装置を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るクロック信号生成装置は、基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する周期信号生成部と、
外部から供給されるクロック信号を入力し、上記周期信号生成部により生成されたサンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期信号のサンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する演算部と、
上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力するデジタルシンセサイザと
を備えたことを特徴とする。
【0009】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1は、実施の形態1におけるクロック生成回路を示す図である。
図1において、同期クロック生成回路1(クロック信号生成装置の一例である)は、周期カウンタ11、トリガカウンタ12、ラッチ13、ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS)2を備えている。DDS2は、累積加算器21、ROM22、D/A変換器23、LPF(ループフィルタ)24を有している。
【0010】
周期信号生成部の一例として、周期カウンタ11は、基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する。具体的には、周期カウンタ11は、周波数f0の基準信号を入力し、周波数f0の基準信号に基づいて、カウント値Nによるサンプリング周期N/f0のサンプリング周期信号を生成する。すなわち、周期カウンタ11は、外部から供給される基準信号からNカウントのサンプリング周期信号を生成する。
【0011】
演算部の一例として、トリガカウンタ12は、外部から供給されるクロック信号を入力し、上記周期信号生成部により生成されたサンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期信号のサンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する。具体的には、トリガカウンタ12は、サンプリング周期N/f0毎に上記クロック信号の周波数finとなる上記クロック信号の信号数を計数し、上記期間N/f0に上記クロック信号の信号数を乗じたトリガ数(A=fin・N/f0)を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する。言いかえれば、トリガカウンタ12は、前記サンプリング周期信号に基づき外部から供給されるクロック信号のトリガ数Aを計数し所定ビットの制御信号として出力する。
【0012】
ラッチ部の一例として、ラッチ13は、上記演算部により演算されたデジタルシンセサイザ入力信号をラッチし、ラッチされたデジタルシンセサイザ入力信号をDDS2に出力する。
【0013】
デジタルシンセサイザの一例として、DDS2は、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号をラッチ13を介して入力し、さらに、上記基準信号を入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力する。言いかえると、DDS2では、累積加算器21が上記基準信号に基づき上記デジタルシンセサイザ入力信号fin・N/f0の値を加算値として累積加算し、上記累積加算器21により累積加算される値に基づいて位相最大値Mの位相信号としてのクロック信号を生成することにより、finの周波数の上記クロック信号に対しfin・N/Mの周波数のクロック信号を生成する。
【0014】
言いかえれば、図1において、周期カウンタ11は、基準信号に基づき、カウント値Nのサンプリング周期信号を生成する。このサンプリング周期毎に、入力クロックのトリガをトリガカウンタ12でカウントし、同じく更新タイミング信号周期で動作するラッチ13を介して所定ビットの制御信号Aを出力する。この制御信号を、累積加算器21、ROM22、D/A変換器23、LPF24で構成される、ダイレクトデジタルシンセサイザ(DDS2)に入力し、発振信号(上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号の一例である)を生成している。
【0015】
次にDDS2部について詳細に説明する。
累積加算器21は、上記基準信号に基づき上記デジタルシンセサイザ入力信号のレベルを加算値として累積加算し、累積加算される値に基づいてデジタル信号である上記周波数の異なるクロック信号を生成する。言いかえれば、累積加算器21は、前記基準信号に基づき前記制御信号を加算値として最大値Mの位相信号を生成する。
【0016】
ROM22は、前記位相信号に基づき正弦波波形をサンプリングした波形データを記憶し、記憶された波形データを出力する。
【0017】
デジタル/アナログ(D/A)変換器23は、上記累積加算器21により生成された上記周波数の異なるクロック信号をアナログ信号に変換する。言いかえれば、D/A変換器23は、ROM22により記憶された前記波形データから電圧波形を生成する。
【0018】
フィルタの一例としてLPF24は、上記D/A変換器23によりアナログ信号に変換された上記周波数の異なるクロック信号からスプリアス成分を除去する。言いかえれば、LPF24は、前記電圧波形からスプリアス成分を除去した前記クロック信号のN/M周波数の発振信号を出力する。
【0019】
すなわち、前記制御信号を、位相最大値Mの累積加算器31で加算し、その加算結果をROM32のアドレスに与える。このROM32には正弦波波形を位相最大値Mの位相刻みでサンプリングした波形データが記憶されており、累積加算器21の出力により飛び飛びのデータがD/A変換器23に与えられる。D/A変換器23からは、階段状の電圧波形が出力され、LPF24によりスプリアス成分を除去する事で所望の発振信号を得ることができるようになっている。
【0020】
ここで、出力される発振信号の周波数Foutは、基準信号の周波数F0に同期した累積加算器21の、位相最大値Mと加算値である制御信号(トリガ数A)との比であり、Fout=(A/M)・F0で求められる。
また制御信号(トリガ数A)は、サンプリング周期Mに対する、基準信号の周波数F0とクロック信号の周波数Finとの比であり、A=(Fin/F0)・Nで求められる。
【0021】
よって、発振信号の周波数Foutは、クロック信号の周波数Finに対して、Fout=(N/M)・Finの関係で表され、クロック信号に同期し、且つ基準信号の周波数F0の影響を受けない、周波数比N/Mの発振信号が得られることになる。
【0022】
以上のように、本実施の形態1は、入力クロックに同期した、周波数の異なる発振信号を生成することに対し、発振信号のループ・バック制御を実施せず、入力クロックを用いて、フィードフォワード制御により発振信号を生成する。そして、フィードフォワード制御方式により入力クロックの変動に対し迅速に応答が可能となり、ループ・バック制御に必要な追従特性や周波数引き込み特性等の調整が不要となる。言いかえれば、上記実施の形態を用いれば、クロック信号に対する発振信号の周波数が一義に求められることにより、ループ・バック制御に必要な、周波数引き込み特性等の調整が不要となる。
【0023】
さらに、D/A変換までの全ての回路をデジタル化することにより、デジタル復調回路等とを組み合われた集積回路化が可能となり、また外乱の影響を受け難い安定した発振信号が得られる。
【0024】
実施の形態2.
実施の形態2では、実施の形態1を、受信信号の伝送クロック再生に用いた応用例について図2を用いて説明する。
図2は、実施の形態2におけるクロック生成回路を示す図である。
図2において、同期クロック生成回路1(クロック信号生成装置の一例である)は、図1の構成に対し、さらに、クロック抽出部3を備えている。
【0025】
クロック抽出部3は、受信信号と周波数F0の上記基準信号とを入力し、入力された受信信号に基づいて上記クロック信号(周波数Fin)を抽出し、入力された基準信号と抽出されたクロック信号との周波数差分(F0−Fin)を検出し、検出された周波数差分をクロック誤差信号として出力する。
上記周期信号生成部の一例である周期カウンタ11は、周波数F0の基準信号を入力し、入力された周波数F0の基準信号に基づいて、サンプリング周期がN/F0となるカウント値Nのサンプリング周期信号を生成する。
上記演算部の一例であるトリガカウンタ12は、上記クロック抽出部3により出力されたクロック誤差信号を入力し、サンプリング周期がN/F0となる上記サンプリング周期信号に基づいて、上記クロック信号の信号数の代わりに、入力されたクロック誤差信号の信号数(F0−Finとなる)を計数し、トリガ数の代わりに、上記カウント値Nと、上記サンプリング周期信号と計数されたクロック誤差信号の信号数との積((F0−Fin)・N/F0)との差分値(A’=N−(F0−Fin)・N/F0=Fin・N/F0)を演算し、演算された差分値(Fin・N/F0)を上記デジタルシンセサイザ入力信号として出力する。
上記デジタルシンセサイザの一例であるDDS2は、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて、上記Fout=(A/M)・F0の関係から上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号(周波数Fout=Fin・N/M)を生成し、生成されたクロック信号を出力する。
【0026】
言いかえれば、クロック抽出部3は、受信信号から伝送クロックを抽出し、基準信号との位相差(周波数差分)を検出しクロック誤差信号として出力する。実施の形態1では、トリガカウンタ11はサンプリング周期毎のトリガ数を出力していたが、実施の形態2では、周期カウント値Nと前記トリガ数との差を、新たなトリガ数として生成し、制御信号として生成することにより実施の形態1と同様の効果を得られる。
【0027】
以上のように、実施の形態2におけるクロック生成回路は、実施の形態1に記載のクロック生成回路をもちいて、外部から供給される受信信号から、伝送クロック抽出手段3を介して得られるクロック誤差信号に基づいても、ジッタを低減した再生クロックを出力することができる。
【0028】
また、図2では、ラッチ13は、例えば、クロック抽出部3からクロック断信号を入力し、クロック断時にラッチ動作を停止させることにより、クロック断が発生するまでの制御信号を保持し、クロック出力の瞬断を防止することができる。言いかえれば、ラッチ部の一例であるラッチ13は、クロック断信号を入力し、入力されたクロック断信号に基づき、ラッチ13の動作を制御する。クロック断信号は、外部から供給されてもよい。
【0029】
さらに、図2では、累積加算器21が例えば、クロック抽出部3から位相同期信号を入力する。位相同期信号により累積加算器21を任意の位相にプリセットすることにより、発振信号の位相同期制御を行っている。言いかえれば、上記累積加算器21は、外部から供給される位相同期信号を入力し、入力された位相同期信号に基づき、累積加算された値を初期化する。
これにより、冗長構成をとるシステム等で、クロック信号を切り替える際、切替に伴うクロック位相の変動を最小限に抑制する事が出来、後段のPLLフィルタ等を省略することができる。
【0030】
実施の形態3.
図3は、実施の形態3におけるクロック生成回路を示す図である。
図3において、同期クロック生成回路1(クロック信号生成装置の一例である)は、図1の構成に対し、さらに、移動平均部41、残差補正部42、加算器43、リミッタ44を備えている。
移動平均化部41は、、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号を移動平均化した移動平均信号と移動平均化された際に生じる平均残差の信号である平均残差信号とを生成する。言いかえれば、移動平均化部41は、制御信号を移動平均化した信号を生成する。さらに言いかえれば、移動平均化部41は、前記制御信号から移動平均信号および平均残差信号を生成する。
補正信号生成部の一例として、残差補正部42は、上記移動平均化部41により生成された上記平均残差信号に基づいて1ビットの補正信号を生成する。
加算部の一例として、加算器43は、上記残差補正部42により生成された補正信号と上記移動平均化部41により生成された移動平均信号とを加算し、上記移動平均信号を補正する。
すなわち、残差補正部42および加算器43は、移動平均化した際に発生する残差信号を用いて制御信号の補正を行う。言いかえれば、残差補正部42および加算器43は、前記残差信号から1ビットの補正信号を生成し、前記移動平均信号を補正する。
変動範囲制限部の一例として、リミッタ44は、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号の変動範囲を制限する。言いかえれば、リミッタ44は、制御信号の変動範囲を制限する。
【0031】
移動平均化部41を追加することにより、クロック信号の急激な変動を抑止し、より安定した発振信号を生成することが可能となる。さらに、残差補正部42を用いて移動平均化した際に発生する残差信号から、1ビットの補正信号を生成して加算器43を用いて移動平均化した制御信号を補正することにより、位相残差の蓄積を防止することが出来る。
【0032】
また、制御信号の生成にリミッタ44を介することにより、入力クロック信号の異常などにより異常な制御信号が生成された場合に、制御信号の変動範囲を抑止し、発振信号の周波数範囲を補償することにより、後段に接続される機器(回路)に異常周波数が入力されて動作不能に陥ることを防止できる。
【0033】
【発明の効果】
本発明によれば、入力クロックを用いて、フィードフォワード制御により発振信号を生成することができる。そして、フィードフォワード制御方式により入力クロックの変動に対し迅速に応答が可能となり、ループ・バック制御に必要な追従特性や周波数引き込み特性等の調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施の形態1におけるクロック生成回路を示す図である。
【図2】実施の形態2におけるクロック生成回路を示す図である。
【図3】実施の形態3におけるクロック生成回路を示す図である。
【符号の説明】
1 同期クロック生成回路、2 DDS、3 クロック抽出部、11 周期カウンタ 、12 トリガカウンタ、13 ラッチ、21 累積加算器、22 ROM、23 D/A変換器、24 LPF、41 移動平均化部、42 残差補正部、43 加算器、44 リミッタ。
Claims (8)
- 基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する周期信号生成部と、
外部から供給されるクロック信号を入力し、上記周期信号生成部により生成されたサンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期信号のサンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する演算部と、
上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力するデジタルシンセサイザと
を備えたことを特徴とするクロック信号生成装置。 - 上記周期信号生成部は、周波数f0の基準信号を入力し、周波数f0の基準信号に基づいて、カウント値Nによるサンプリング周期N/f0のサンプリング周期信号を生成し、
上記演算部は、サンプリング周期N/f0毎に上記クロック信号の周波数finとなる上記クロック信号の信号数を計数し、上記期間N/f0に上記クロック信号の信号数を乗じたトリガ数fin・N/f0を演算し、演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力し、
上記デジタルシンセサイザは、上記基準信号に基づき上記デジタルシンセサイザ入力信号fin・N/f0の値を加算値として累積加算する累積加算器を有し、上記累積加算器により累積加算される値に基づいて位相最大値Mの位相信号としてのクロック信号を生成することにより、finの周波数の上記クロック信号に対しfin・N/Mの周波数のクロック信号を生成することを特徴とする請求項1記載のクロック信号生成装置。 - 上記クロック生成装置は、さらに、受信信号と上記基準信号とを入力し、入力された受信信号に基づいて上記クロック信号を抽出し、入力された基準信号と抽出されたクロック信号との周波数差分を検出し、検出された周波数差分をクロック誤差信号として出力するクロック抽出部を備え、
上記周期信号生成部は、基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、カウント値Nのサンプリング周期信号を生成し、
上記演算部は、上記クロック抽出部により出力されたクロック誤差信号を入力し、上記サンプリング周期信号に基づいて、上記クロック信号の信号数の代わりに、入力されたクロック誤差信号の信号数を計数し、トリガ数の代わりに、上記カウント値Nと、上記サンプリング周期信号と計数されたクロック誤差信号の信号数との積との差分値を演算し、演算された差分値を上記デジタルシンセサイザ入力信号として出力し、
上記デジタルシンセサイザは、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なるクロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力することを特徴とする請求項1記載のクロック信号生成装置。 - 上記クロック信号生成装置は、さらに、上記演算部により演算されたデジタルシンセサイザ入力信号をラッチし、ラッチされたデジタルシンセサイザ入力信号を上記デジタルシンセサイザに出力するラッチ部を備え、
上記ラッチ部は、クロック断信号を入力し、入力されたクロック断信号に基づき、ラッチの動作を制御することを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載のクロック信号生成装置。 - 上記累積加算器は、外部から供給される位相同期信号を入力し、入力された位相同期信号に基づき、累積加算された値を初期化することを特徴とする請求項2記載のクロック信号生成装置。
- 上記クロック信号生成装置は、さらに、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号を移動平均化した移動平均信号と移動平均化された際に生じる平均残差の信号である平均残差信号とを生成する移動平均化部と、
上記移動平均化部により生成された上記平均残差信号に基づいて1ビットの補正信号を生成する補正信号生成部と、
上記補正信号生成部により生成された補正信号と上記移動平均化部により生成された移動平均信号とを加算し、上記移動平均信号を補正する加算部と
を備えたことを特徴とする請求項1記載のクロック信号生成装置。 - 上記クロック信号生成装置は、さらに、上記演算部により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号の変動範囲を制限する変動範囲制限部を備えたことを特徴とする請求項1記載のクロック信号生成装置。
- 基準信号を入力し、入力された基準信号に基づいて、サンプリング周期信号を生成する周期信号生成工程と、
外部から供給されるクロック信号を入力し、上記周期信号生成部により生成されたサンプリング周期信号に基づいて入力されたクロック信号の周波数と上記サンプリング周期信号のサンプリング周期との積となる上記クロック信号のトリガ数を演算する演算工程と、
上記演算工程により演算されたトリガ数をデジタルシンセサイザ入力信号として出力する第1の出力工程と、
デジタルシンセサイザを用いて、上記第1の出力工程により出力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とを入力し、入力されたデジタルシンセサイザ入力信号と上記基準信号とに基づいて上記クロック信号と周波数の異なる同期クロック信号を生成し、生成されたクロック信号を出力する第2の出力工程と
を備えたことを特徴とするクロック信号生成方法。
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JP2003060932A JP2004274293A (ja) | 2003-03-07 | 2003-03-07 | クロック信号生成装置及びクロック信号生成方法 |
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JP2012054715A (ja) * | 2010-08-31 | 2012-03-15 | Toshiba Corp | サンプリング位相を補正するホストコントローラ及び方法 |
-
2003
- 2003-03-07 JP JP2003060932A patent/JP2004274293A/ja not_active Withdrawn
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