JP2004253899A - 送信機及び受信機 - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 257
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 68
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 47
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 abstract description 31
- 238000003780 insertion Methods 0.000 abstract description 11
- 230000037431 insertion Effects 0.000 abstract description 11
- 230000010485 coping Effects 0.000 abstract 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 6
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 6
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 5
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 5
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 239000004576 sand Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
【課題】要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種通信環境において満足する通信品質を得ることができる送信機及び受信機を提供する。
【解決手段】受信機側では、ＦＤＥやＲａｋｅ受信機において測定した遅延プロファイルやＣＩＲを、受信機において必要とされる受信信号の誤り率と共に品質情報として送信機側へ通知し、送信機では、通知された品質情報に含まれる遅延プロファイルやＣＩＲに基づいて、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られるように、伝送方式決定回路１３において符号分割多重数や伝送方式を決定し、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを生成するユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５、またはＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを生成するパイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８のいずれかを、送信選択スイッチ３により選択してデータを送信する。
【選択図】 図１
【解決手段】受信機側では、ＦＤＥやＲａｋｅ受信機において測定した遅延プロファイルやＣＩＲを、受信機において必要とされる受信信号の誤り率と共に品質情報として送信機側へ通知し、送信機では、通知された品質情報に含まれる遅延プロファイルやＣＩＲに基づいて、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られるように、伝送方式決定回路１３において符号分割多重数や伝送方式を決定し、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを生成するユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５、またはＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを生成するパイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８のいずれかを、送信選択スイッチ３により選択してデータを送信する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号を送受信するための送信機及び受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信は基本的に見通し外通信であり、反射、回折、散乱波によってマルチパス伝送路が形成される。更に、各パスの遅延時間が無視できないほど大きい場合、遅延分散のあるマルチパス伝送路となる。遅延分散のあるマルチパス伝送路は、伝送路がある種のフィルタのような振る舞いをし、その結果送信波は周波数選択性フェージングを受ける（例えば、非特許文献１及び非特許文献２参照。）。
【０００３】
例えば、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ：符号分割多重）方式を用いた移動通信における周波数選択性フェージング対策の代表的なものとしては、Ｒａｋｅ受信があげられる。Ｒａｋｅ受信とはダイバーシチ技術の一つであり、信号が所持している性質を利用してダイバーシチを行う「Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」の一つである。複数受信波の合成法としては最大比合成法（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍａｌ−Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ）が代表的で、各枝から出力する信号の位相を同相に制御する他に、信頼度に伴う重み付けを行って合成する方法である。
【０００４】
ところで、代表的な移動体通信システムであるＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ：符号分割多元接続）セルラーシステムでは、まずスループット増大のために内符号を用いた拡散が行われ、更に自己干渉や他セル間干渉等の軽減のために外符号を用いた拡散が行われる。一般に内符号はＷａｌｓｈ符号のような、符号の位相差がない限り相互相関特性が「０」となる符号が用いられ、外符号は、ＰＮ符号のような、符号間に位相差が生じ相互相関特性が「０」にはならなくても、相互相関特性が十分小さい符号が用いられる。ＰＮ符号はその長さをＮｐとすると相互相関特性が１／Ｎｐとなる符号である（例えば、非特許文献３参照。）。
【０００５】
しかし、内符号及び外符号を用いて拡散されたフレームをＲａｋｅ受信した場合、外符号の相互相関特性が「０」ではないため、符号間干渉（マルチパス干渉）が発生する。更に内符号の相互相関特性が「０」であっても符号多重数に比例してマルチパス干渉が大きくなる。具体的には、等平均強度２パスレイリー環境下において、内符号としてＷａｌｓｈ符号を用い、外符号としてＰＮ符号を用いて拡散された信号を、最大比合成によるＲａｋｅ受信を行った場合のＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｉｔｏ：希望波受信電力対干渉電力比）は下記（１）式により示され、Ｗａｌｓｈ多重数Ｍｗに比例して干渉電力が大きくなることがわかる。
【０００６】
【数１】
但し、（１）式において、Ｐ１、Ｐ２は各パスの信号電力、ＮＷはＷａｌｓｈ符号の長さ、ＭＷはＷａｌｓｈ多重数とする。
すなわち、スループット増大のために符号多重数を大きくすると、干渉電力が増大することから、Ｒａｋｅ受信は高符号多重時のマルチパス干渉に弱いという問題がある。
【０００７】
一方、マルチパス干渉に強い伝送方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式がある。ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア伝送の一つで、隣り合うサブキャリア間の相互相関が「０」になるようにサブキャリア配置が行われている伝送方式である。すなわち、マルチキャリア伝送は全帯域を狭帯域のサブキャリアに分割し並列に信号を伝送する方式であるため、各サブキャリアでのスループットは小さくなりシンボル時間はシングルキャリア伝送に比べて長くなる。従って、シンボル時間を伝送路のインパルス応答より十分長くすることができ、周波数選択性フェージングの影響を軽減することができる（例えば、非特許文献１及び非特許文献４参照。）。
【０００８】
しかし、ＯＦＤＭ方式は、周波数領域で信号を作成するためＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク電力対平均電力比）が高く、そのため電力増幅器の非線形性により回線容量が小さくなる欠点を有している。また伝送路等の影響で搬送波周波数がオフセットされると大きく性能が低下する問題点がある。
そのため、ＯＦＤＭ方式の問題点を克服する技術として、近年はＳＣ−ＦＤＥ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ）による波形等化技術が提案されている。ＯＦＤＭ方式とＳＣ−ＦＤＥを用いる受信方式のブロックダイアグラムは類似しているものの、ＳＣ−ＦＤＥを用いる受信方式では、逆フーリエ変換のブロックが受信機にあり、伝送路推定と周波数等化以外の処理は時間領域で行われるため、ＯＦＤＭ方式の欠点である高いＰＡＰＲ、搬送波周波数オフセットへの脆弱性が解消される（例えば、非特許文献４参照）。
【０００９】
【非特許文献１】
斉藤洋一，“ディジタル無線通信の変復調，”電子情報通信学会，ｐｐ．１５７−１５８，ｐｐ．２０２−２０４，１９９６．
【非特許文献２】
笹岡秀一，“移動通信，”オーム社，ｐｐ．３６−３７，１９９８．
【非特許文献３】
横山光雄，“スペクトル拡散通信システム，”科学技術出版社，ｐｐ．２００−２０３，ｐｐ．４０１−４０３，ｐｐ．５２３−５３８，１９８８．
【非特許文献４】
Ｄ． Ｆａｌｃｏｎｅｒ， Ｓ． Ｌ． Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ， Ａ． Ｂｅｎｙａｍｉｎ−Ｓｅｅｙａｒ ａｎｄ Ｂ． Ｅｉｄｓｏｎ， “Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ，” ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ． Ｍａｇ．， Ｖｏｌ． ４０， Ｎｏ． ４， ｐｐ． ５８−６６， Ａｐｒｉｌ ２００２．
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＣＤＭ方式を用いる移動通信の場合、例えばＷａｌｓｈ多重数ＭＷが小さい場合のＲａｋｅ受信は、マルチパス干渉による劣化よりもダイバーシチ効果のほうが上回っているため、ＳＣ−ＦＤＥを用いて受信する場合より受信品質がよくなる。具体的にシミュレーションした結果を図１０に示す。
図１０は、等平均強度２パスレイリー環境下でフェージングを受けた信号を、ＳＣ−ＦＤＥを用いて受信した場合とＲａｋｅ受信を行った場合とについて、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷをパラメータとし、Ｅｂ／Ｎ０に対するＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）の特性を比較したグラフである。
【００１１】
図１０に示すように、Ｒａｋｅ受信ではＷａｌｓｈ多重数ＭＷを大きくすることにより、マルチパス干渉が大きくなるためＢＥＲが劣化することが確認でき、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが８以上では、ＳＣ−ＦＤＥを用いた受信の方が特性が良い。しかし、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下では、逆にＲａｋｅ受信の特性の方が良くなっている。これは、Ｒａｋｅ受信が、マルチパス干渉をダイバーシチとして利用するフェージング対策であるのに対し、ＳＣ−ＦＥＤは、マルチパス干渉の影響を軽減するフェージング対策であることによる。
【００１２】
従って、スループットは小さくても、受信信号に信頼性を求められるような場合、ＳＣ−ＦＤＥを用いて受信すると、Ｒａｋｅ受信よりも不利になるため、逆に満足する通信品質を得ることが難しくなる可能性があった。
このように、従来のＣＤＭ方式を用いた送信機及び受信機では、送受信方法を固定して通信を行うため、要求される多様な伝送条件に対して、全ての通信環境において満足する通信品質を得ることが難しくなるという問題があった。
【００１３】
なお、図１０に示すシミュレーションにおいては、ＳＣ−ＦＤＥによる受信を行う場合、そのフレーム構成は、図３（ａ）に示すように、パイロット信号となるＵＷ（Ｕｎｉｑｕｅ Ｗｏｒｄ ：以下、ユニークワードとする）とデータとから構成すると共に、ユニークワードは６４チップのＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号とし、ユニークワード部分とデータ部分のそれぞれの先頭には１６チップのＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ ：以下、サイクリックプリフィックスとする）を挿入する構成とした。また、Ｒａｋｅ受信を行う場合、そのフレーム構成は、図３（ｂ）に示すように、パイロット信号とデータとから構成すると共に、パイロット信号は９６チップすべてをデータ「１」のＢＰＳＫ信号とした。
【００１４】
また、ＳＣ−ＦＤＥによる受信を行う場合、データに対する複素スクランブリング（例えば、“３Ｇワイヤレス・テクノロジー・ワークショップパート２ ＴＩＡ／ＥＩＡ−９５ ＣＤＭＡ、ｃｄｍａ２０００、ＨＤＲ，”ｈｔｔｐ：／／ｃｐ．ｌｉｔｅｒａｔｕｒｅ．ａｇｉｌｅｎｔ．ｃｏｍ／ｌｉｔｗｅｂ／ｐｄｆ／５９８８−３４８４ＪＡ．ｐｄｆ，ｐｐ． ２９−３４，Ｊａｎ．２００１．に示されている。 ）は行わず、伝送路推定は理想的とし、ＭＭＳＥＣ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ）周波数等化（例えば、Ａ． Ｃｚｙｌｗｉｋ， “Ｌｏｗ Ｏｖｅｒｈｅａｄ Ｐｉｌｏｔ−Ａｉｄｅｄ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，” Ｐｒｏｃ． ＧＬＯＢＥＣＯＭ ’９８， ｐｐ． ２０６８−２０７３， Ｓｙｄｎｅｙ， Ａｕｓｔｒａｌｉａ， Ｎｏｖ． １９９８． に示されている。）を行った。一方、Ｒａｋｅ受信を行う場合、データは１０２４チップの複素ＰＮ符号による複素スクランブリングを行ってから送信されるものとした。
【００１５】
更に、その他のシミュレーション緒元は、表１に示す緒元に基づいて行った。また、シミュレーションではパスの到来時間はカンニングするものとし、ＦＤＥを用いた受信では、常に先行波のタイミングで受信処理を行った。また、Ｒａｋｅ受信では、各パスを最大比合成するものとした。
【表１】
【００１６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築するための送信機及び受信機を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る送信機は、受信機へ信号を送信する送信機であって、前記受信機との間で予め整合した既知の信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した第１のパイロット信号と、データの先頭に該データの末尾の部分を複写した第１の送信データとから構成されるフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段（例えば実施の形態のユニークワード挿入器４、サイクリックプリフィックス挿入器５）と、前記受信機との間で予め整合した既知の信号から構成される第２のパイロット信号と、第２の送信データとから構成されるフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段（例えば実施の形態のパイロット信号挿入器７、複素スクランブル変調器８）と、信号送信時に、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択する選択手段（例えば実施の形態の送信選択スイッチ３）とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
以上の構成を備えた送信機は、受信機との間で予め整合した既知の信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した第１のパイロット信号と、データの先頭に該データの末尾の部分を複写した第１の送信データとから構成されるＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段と、受信機との間で予め整合した既知の信号から構成される第２のパイロット信号と、第２の送信データとから構成されるＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段のいずれかを用いて、要求される多様な伝送条件に対して受信側で満足する通信品質を得られるように、信号を最適なフレームフォーマットにより送信することができる。
【００１９】
請求項２の発明に係る送信機は、請求項１に記載の送信機において、信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記受信機と共有する方式情報共有手段（例えば第２の実施の形態のＲａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１、データ復調器１２を用いたデータ受信）を備え、前記選択手段が、前記受信機と共有したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００２０】
以上の構成を備えた送信機は、受信機側が希望する信号のフレームフォーマットに関する情報を、方式情報共有手段を用いて受信機と共有することで、選択手段が、取得したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、第１の送信手段と第２の送信手段のいずれか一方を選択し、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、受信機のとの間で、信号のフレームフォーマットを確認しあうことができる。
【００２１】
請求項３の発明に係る送信機は、請求項１に記載の送信機において、信号の品質に関する品質情報を、前記受信機と共有する品質情報共有手段（例えば第１の実施の形態のＲａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１、データ復調器１２を用いたデータ受信）と、前記受信機と共有した品質情報から、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段（例えば実施の形態の伝送方式決定回路１３）とを備え、前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００２２】
以上の構成を備えた送信機は、受信機側が希望する信号の品質に関する品質情報を、品質情報共有手段を用いて受信機と共有し、多重数決定手段が、取得した品質情報から、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定することで、選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、第１の送信手段と第２の送信手段のいずれか一方を選択し、要求される多様な伝送条件に対して満足する通信品質を得られるように、信号を最適なフレームフォーマットにより送信することができる。
【００２３】
請求項４の発明に係る送信機は、請求項３に記載の送信機において、選択された前記第１、第２の送信手段のいずれか一方の送信手段に関わる信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記受信機と共有する方式情報共有手段（第１の実施の形態のデータ変調器１、拡散多重変調器２）を備えたことを特徴とする。
【００２４】
以上の構成を備えた送信機は、方式情報共有手段により信号のフレームフォーマットに関する情報を受信機と共有することで、受信機側でのフレームフォーマット決定作業を省略し、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、受信機のとの間で、信号のフレームフォーマットを確認しあうことができる。
【００２５】
請求項５の発明に係る送信機は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の送信機において、前記第１のパイロット信号が、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号から構成されることを特徴とする。
【００２６】
以上の構成を備えた送信機は、周波数領域において振幅スペクトルが一定の信号をパイロット信号に用いることで、受信機側の伝送路推定処理における振幅スペクトルの正規化処理を省略し、計算を簡略化させることができる。
【００２７】
請求項６の発明に係る送信機は、請求項３から請求項５のいずれかに記載の送信機において、前記品質情報が、前記受信機において必要とされる受信信号の誤り率と、前記受信機において前記第１のパイロット信号を用いて推定された受信信号の遅延プロファイルと、前記受信機において前記第２のパイロット信号を用いて推定された受信信号の搬送波電力対干渉電力比とを含むことを特徴とする。
【００２８】
以上の構成を備えた送信機は、受信機側で推定された受信信号の遅延プロファイルと、受信信号の搬送波電力対干渉電力比とから、受信機において必要とされる受信信号の誤り率を満たしうる最適なフレームフォーマットを決定し、受信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００２９】
請求項７の発明に係る受信機は、送信機から信号を受信する受信機であって、ＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を作動させて信号を受信する第１の受信手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４）と、信号のＲａｋｅ受信を行う第２の受信手段（例えば実施の形態のＲａｋｅ受信機２５）と、信号受信時に、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択する選択手段（例えば実施の形態の受信選択スイッチ２２）とを備えたことを特徴とする。
【００３０】
以上の構成を備えた受信機は、ＦＤＥを作動させて信号を受信する第１の受信手段と、信号のＲａｋｅ受信を行う第２の受信手段のいずれかを用いて、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、信号を最適な方法により受信することができる。
【００３１】
請求項８の発明に係る受信機は、請求項７に記載の受信機において、受信した信号の品質を測定する品質測定手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４とＲａｋｅ受信機２５に内蔵される）と、信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段（例えば実施の形態の伝送方式決定回路３３）と、信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する方式情報共有手段（例えば第２の実施の形態のデータ変調器２８、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を用いたデータ送信）とを備え、前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択し、前記方式情報共有手段が、選択された前記第１、第２の送信手段のいずれか一方の送信手段に関わる信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有することを特徴とする。
【００３２】
以上の構成を備えた受信機は、品質測定手段により受信した信号の品質を測定すると共に、多重数決定手段を用いて、受信した信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する。そして、方式情報共有手段により、決定された信号のフレームフォーマットに関する情報を送信機と共有すると共に、選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、第１の受信手段と第２の受信手段のいずれか一方を選択することで、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３３】
請求項９の発明に係る受信機は、請求項７に記載の受信機において、受信した信号の品質を測定する品質測定手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４とＲａｋｅ受信機２５に内蔵される）と、信号の品質に関する品質情報を、前記送信機と共有する品質情報共有手段（例えば第１の実施の形態のデータ変調器２８、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を用いたデータ送信）と、フレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する方式情報共有手段（例えば第１の実施の形態の拡散多重復調器２６、データ復調器２７を用いたデータ受信）とを備え、前記選択手段が、前記送信機と共有したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００３４】
以上の構成を備えた受信機は、品質測定手段により受信した信号の品質を測定すると共に、品質情報共有手段を用いて、受信した信号の品質に関する品質情報を送信機と共有し、送信機において、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定させる。一方、方式情報共有手段により、決定された信号のフレームフォーマットに関する情報を送信機と共有すると共に、選択手段が、取得したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、第１の受信手段と第２の受信手段のいずれか一方を選択することで、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３５】
請求項１０の発明に係る受信機は、請求項７に記載の受信機において、受信した信号の品質を測定する品質測定手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４とＲａｋｅ受信機２５に内蔵される）と、信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段（例えば実施の形態の伝送方式決定回路３３）と、信号の品質に関する品質情報を、前記送信機と共有する品質情報共有手段（例えば実施の形態のデータ変調器２８、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を用いたデータ送信）とを備え、前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００３６】
以上の構成を備えた受信機は、品質測定手段により受信した信号の品質を測定すると共に、多重数決定手段を用いて、受信した信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定することで、選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、第１の受信手段と第２の受信手段のいずれか一方を選択する。また、品質情報共有手段により、受信した信号の品質に関する品質情報を送信機と共有することで、送信機において、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定させる。これにより、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３７】
請求項１１の発明に係る受信機は、請求項８から請求項１０のいずれかに記載の受信機において、前記品質測定手段が、前記第１のパイロット信号を用いて受信信号の遅延プロファイル推定する手段と、前記第２のパイロット信号を用いて受信信号の搬送波電力対干渉電力比を推定する手段を含み、前記品質情報が、受信時に必要な受信信号の誤り率と、受信信号から推定された遅延プロファイル及び搬送波電力対干渉電力比とを含むことを特徴とする。
【００３８】
以上の構成を備えた受信機は、推定された受信信号の遅延プロファイルと、受信信号の搬送波電力対干渉電力比とから、受信機において必要とされる受信信号の誤り率を満たしうる最適なフレームフォーマットを決定し、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
［第１の実施の形態］
図１及び図２は、本発明の第１の実施の形態の送信機及び受信機を、基地局と移動機との間の下りリンクの通信に適用した場合のブロック図であって、図１は、本実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を、図２は、本実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【００４０】
まず、図１を用いて、本実施の形態の送信機を備えた基地局について説明する。
（基地局の送信機）
図１において、データ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）１は、基地局から移動機へ送られる送信データ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ ）や制御信号等を搬送波に重畳させるための変調器であって、データ変調器１の出力信号は、拡散多重変調器（Ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）２へ入力される。拡散多重変調器２は、基地局から移動機へ送られる送信データの伝送レートに合わせて、Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重により信号を多重し、必要な伝送レートを確保する拡散変調器であって、必要のない時には符号分割多重を行わずに、入力された信号をそのまま拡散して出力することもできるし、入力された信号をそのまま拡散せずに出力することもできる。
【００４１】
また、拡散多重変調器２の出力信号は、送信選択スイッチ３により２方向に選択出力される。具体的には、送信選択スイッチ３の選択出力の一方は、ユニークワード挿入器（ＵＷ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）４へ入力される。ユニークワード挿入器４では、例えば図３（ａ）に示すように、１フレーム（Ｆｒａｍｅ）あたり１０２４チップ（Ｃｈｉｐ ）の信号からなるフレームにおいて、送信データ（Ｄａｔａ）の前に、パイロット信号となる６４チップ（Ｃｈｉｐ）のユニークワード（ＵＷ：Ｕｎｉｑｕｅ Ｗｏｒｄ ）を挿入する。
【００４２】
ここで、ユニークワードには、例えば、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号が使用される。代表的なＣＡＺＡＣ系列の信号には、Ｃｈｕ系列やＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ系列の信号があり、これらの信号は、周波数領域において振幅スペクトルが一定であるという性質を持っている。
【００４３】
また、ユニークワード挿入器４の出力信号は、サイクリックプリフィックス挿入器（ＣＰ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）５へ入力される。ここで、サイクリックプリフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ ：ＣＰ）は、信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した信号のことであって、サイクリックプリフィックスは、移動機（受信）側で、該信号のフーリエ変換を行う際に、伝送路の遅延分散によって発生した遅延波により、連続しない信号がフーリエ変換されることを防止するためにガードタイムを設けるために挿入される。
【００４４】
具体的には、サイクリックプリフィックス挿入器５では、例えば図３（ａ）に示すように、送信データ（Ｄａｔａ）及びユニークワード（ＵＷ）のそれぞれについて、送信データ及びユニークワードのそれぞれの末尾の部分の信号を１６チップ（Ｃｈｉｐ）ずつ複写する。
そして、ユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５において、ユニークワードとサイクリックプリフィックスが挿入された信号は、送信アンテナ６から移動機へ送信される。
【００４５】
一方、送信選択スイッチ３の選択出力のもう一方は、パイロット信号挿入器（Ｐｉｌｏｔ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ）７へ入力される。ここで挿入されるパイロット（Ｐｉｌｏｔ ）信号は、移動機（受信）側でＲａｋｅ受信を行う際に、伝送路推定を推定するために送信信号に挿入される、送受信機間で予め整合した既知の信号である。
具体的には、パイロット信号挿入器７では、例えば図３（ｂ）に示すように、１フレーム（Ｆｒａｍｅ）あたり１０２４チップ（Ｃｈｉｐ ）の信号からなるフレームにおいて、送信データ（Ｄａｔａ）の前にデータが全て「１」のＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）が９６チップ（Ｃｈｉｐ）挿入される。また、パイロット信号挿入器７の出力信号は、複素スクランブル変調器（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）８に入力される。
【００４６】
また、複素スクランブル変調器８では、例えば、（ “３Ｇワイヤレス・テクノロジー・ワークショップパート２ ＴＩＡ／ＥＩＡ−９５ ＣＤＭＡ、ｃｄｍａ２０００、ＨＤＲ，”ｈｔｔｐ：／／ｃｐ．ｌｉｔｅｒａｔｕｒｅ．ａｇｉｌｅｎｔ．ｃｏｍ／ｌｉｔｗｅｂ／ｐｄｆ／５９８８−３４８４ＪＡ．ｐｄｆ，ｐｐ． ２９−３４，Ｊａｎ．２００１．）に示されているように、複素数で表された送信データ部分に、予め決められた複素ＰＮ符号により、拡散率１の拡散（スクランブル）が施される。
そして、パイロット信号挿入器７において、パイロット信号が挿入され、複素スクランブル変調器８により複素スクランブリングされた信号は、送信アンテナ６から移動機へ送信される。
【００４７】
なお、送信選択スイッチ３は、信号送信時に、送信データを、ユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５を介して送信するか、パイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８を介してを介して送信するかのいずれかを選択する。送信選択スイッチ３の動作は後述する。
【００４８】
（基地局の受信機）
また、移動機から送信された信号は、受信アンテナ９から受信され、Ｒａｋｅ受信機（Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ）１０に入力される。Ｒａｋｅ受信機１０は、受信した信号を、移動機（送信）側で拡散された複素ＰＮ符号により逆拡散すると共に、伝送路の遅延分散により遅延波として分散した信号パワーを、遅延波の受信タイミングを合わせ、最大比合成により合成して抽出するダイバーシチ受信機である。なお、Ｒａｋｅ受信機１０の詳細については後述する。
【００４９】
また、Ｒａｋｅ受信機１０の出力信号は、拡散多重復調器（Ｗａｌｓｈ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）１１へ入力される。拡散多重復調器１１は、移動機（送信）側で施されたＷａｌｓｈ符号による符号分割多重を分解して信号を取り出す逆拡散部（拡散復調器）であって、拡散多重復調器１１の出力信号は、データ復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）１２へ入力される。また、データ復調器１２は、移動機から基地局へ送られる搬送波に重畳された送信データや制御信号を抽出するための復調器であって、移動機から基地局へ送信された、例えばデータ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ）及び移動機側で測定した遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）やＣＩＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｒａｔｉｏ ：搬送波電力対干渉電力比）、更には移動機（受信機）において必要とされる受信信号の誤り率（Ｒｅｑｕｅｓｔｉｎｇ ＢＥＲ ）等が抽出される。
【００５０】
更に、伝送方式決定回路（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）１３は、移動機から基地局へ送られ、データ復調器１２によって搬送波から抽出された遅延プロファイルやＣＩＲ、更には受信機において必要とされる受信信号の誤り率を用いて、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）を決定するマッピング回路を備えており、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、送信選択スイッチ３の選択方向、すなわち信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）も決定する。
【００５１】
ここで、伝送方式決定回路１３における、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数、そして信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報の決定方法の一例について説明する。図１０に示す前述のシミュレーション結果から、Ｒａｋｅ受信ではＷａｌｓｈ多重数ＭＷを大きくすることにより、マルチパス干渉が大きくなるためＢＥＲが劣化することが確認でき、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが８以上では、ＦＤＥを用いた受信の方が特性が良く、一方Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下では、逆にＲａｋｅ受信の特性の方が良いことがわかる。また、ＦＤＥを用いた受信の場合、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷの大小に拘わらず同じ特性が得られることがわかる。
【００５２】
従って、要求される伝送条件において高速な情報伝送を要求される場合、符号分割多重数に換算して、ＦＤＥを用いた受信がＲａｋｅ受信よりも特性が上回る多重数となる場合は、符号分割多重を行わずＦＤＥを用いて受信できるフレームフォーマットで送信を行えば良く、送信選択スイッチ３の選択方向はユニークワード挿入器４側とする。一方、要求される伝送条件において低速でも高品位な情報伝送を要求される場合、適当な符号分割多重（例えば、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下）を行って、Ｒａｋｅ受信できるフレームフォーマットで送信を行えば良く、送信選択スイッチ３の選択方向はパイロット信号挿入器７側とする。
なお、ＦＤＥを用いて受信できるフレームフォーマットで送信を行う場合、複数のユーザの情報を同時に送信するような場合は、符号分割多重を用いて情報を多重しても良い。
【００５３】
次に、図２を用いて、本実施の形態の受信機を備えた移動機について説明する。
（移動機の受信機）
図２において、受信アンテナ２１から受信された信号は、受信選択スイッチ２２により２方向に選択出力される。具体的には、受信選択スイッチ２２の選択出力の一方は、サイクリックプリフィックス削除器（ＣＰ ｒｅｍｏｖａｌ）２３へ入力される。サイクリックプリフィックス削除器２３では、受信信号から、図３（ａ）に示すフレームフォーマットにおいて、ユニークワード（ＵＷ）と送信データ（Ｄａｔａ）のサイクリックプリフィックス（ＣＰ）に相当する部分を削除する。
【００５４】
次に、サイクリックプリフィックス削除器２３の出力信号は、ＦＤＥ（ＦＤＥ ）２４へ入力され、ＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を作動させた信号の受信が行われる。ＦＤＥ２４は、伝送路の遅延分散により発生する信号の周波数特性の劣化に対し、周波数軸上で信号の波形等化を行うイコライザであって、遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）を測定することもできる。なお、ＦＤＥ２４の詳細については後述する。
【００５５】
一方、受信選択スイッチ２２の選択出力のもう一方は、Ｒａｋｅ受信機（Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ）２５に入力される。Ｒａｋｅ受信機２５は、基地局で用いられるＲａｋｅ受信機１０と同様のダイバーシチ受信機であって、移動機側では、Ｒａｋｅ受信機２５において、基地局（送信）側で拡散された複素ＰＮ符号により逆拡散し、最大比合成した信号を用いてＣＩＲを算出する。なお、受信選択スイッチ２２の動作は後述する。また、Ｒａｋｅ受信機２５の詳細についても後述する。
【００５６】
次に、ＦＤＥ２４もしくはＲａｋｅ受信機２５によって伝送路の遅延分散により発生する信号の劣化を補償された信号は、拡散多重復調器（ Ｗａｌｓｈ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）２６へ入力される。拡散多重復調器２６は、基地局で用いられる拡散多重復調器１１と同様に、基地局（送信）側で施されたＷａｌｓｈ符号による符号分割多重を分解して信号を取り出す逆拡散部（拡散復調器）であって、拡散多重復調器２６の出力信号は、データ復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）２７へ入力される。
【００５７】
また、データ復調器２７は、データ復調器１２と同様に、基地局から移動機へ送られる搬送波に重畳された送信データや制御信号を抽出するための復調器であって、基地局から移動機へ送信された、例えばデータ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ）及び基地局側で決定した、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）及び決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて決定された信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）等が抽出される。
【００５８】
なお、データ復調器２７で復調された信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報が、ＦＤＥ用いた受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はサイクリックプリフィックス削除器２３側とする。一方、Ｒａｋｅ受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はＲａｋｅ受信機１０側とする。また、拡散多重復調器２６は、データ復調器２７で復調された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、符号分割多重を分解して信号を取り出す。
【００５９】
（移動機の送信機）
一方、データ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）２８は、基地局で用いられるデータ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）１と同様に、移動機から基地局へ送られる送信データ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ ）や、移動機側で測定した遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）及びＣＩＲ、更には移動機（受信機）において必要とされる受信信号の誤り率（Ｒｅｑｕｅｓｔｉｎｇ ＢＥＲ ）等を搬送波に重畳させるための変調器であって、データ変調器２８の出力信号は、拡散多重変調器（Ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）２９へ入力される。
【００６０】
拡散多重変調器２９は、基地局で用いられる拡散多重変調器２と同様に、移動機から基地局へ送られる送信データの伝送レートに合わせて、Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重により信号を多重し、必要な伝送レートを確保する拡散変調器である。また、拡散多重変調器２９の出力信号は、パイロット信号挿入器（Ｐｉｌｏｔ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ）３０へ入力され、基地局で用いられるパイロット信号挿入器７と同様に、基地局（受信）側でＲａｋｅ受信を行う際に、伝送路推定を推定できるように送受信機間で予め整合した既知の信号であるパイロット信号が挿入される。
【００６１】
また、パイロット信号挿入器３０の出力信号は、複素スクランブル変調器（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）３１に入力され、基地局で用いる複素スクランブル変調器８と同様に、複素数で表された送信データ部分に、予め決められた複素ＰＮ符号により、拡散率１の拡散（スクランブル）が施される。そして、パイロット信号挿入器３０において、パイロット信号が挿入され、複素スクランブル変調器３１により複素スクランブリングされた信号は、送信アンテナ３２から基地局へ送信される。
【００６２】
（Ｒａｋｅ受信機）
次に、上述の基地局及び移動機において用いられるＲａｋｅ受信機１０及びＲａｋｅ受信機２５の詳細について、図面を参照して説明する。なお、Ｒａｋｅ受信機１０及びＲａｋｅ受信機２５は同一の構成を備えており、図４にその構成を示す。また、図４は、一例として先行波（主波）と遅延波の２波からなるマルチパス信号を受信する場合のＲａｋｅ受信機を示す。
【００６３】
なお、図４における各記号については、表２にその内容を示す。
【表２】
【００６４】
図４において、まず受信波（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｗａｖｅ ）に、主波となる先行波（Ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ）と遅延波（Ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ）の２波の信号が含まれる場合、先行波は、先行波と遅延波の時間差である遅延時間（ｄｅｌａｙ ｔｉｍｅ）τｓだけ遅延され、レイクフィンガＡ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ａ ）１０１へ入力される。一方、遅延波は、遅延を行わずにレイクフィンガＢ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ｂ）１０２へ入力される。
レイクフィンガは、外符号の逆拡散器を備えると共に、受信したデータ信号にパイロット信号部分により測定したチャネル推定値を用いた位相制御と重み付けを行う回路であって、レイクフィンガＡ１０１とレイクフィンガＢ１０２は、同一の構成を持つ回路である。
【００６５】
代表してレイクフィンガＢ１０２について説明すると、レイクフィンガＢ１０２に入力された遅延波を構成する遅延波の受信パイロットチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｐｉｌｏｔ ｃｈｉｐ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ ）ｐｒ２と遅延波の受信データチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｄａｔａ ｃｈｉｐ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ）ｄｒ２は、逆拡散器１０３において、送信側で信号を拡散する時に用いられた拡散コード（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅ）ｃの複素共役信号ｃ＊により逆拡散が行われ、受信パイロットチップｐｒ２は重み係数計算器１０４に入力される。なお、本実施の形態では、拡散コードｃは、送信側の複素スクランブル変調器８、または複素スクランブル変調器３１で用いられた複素ＰＮ符号である。
【００６６】
重み係数計算器１０４では、パイロットチップ数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｃｈｉｐｓ ）Ｎｐを用いた下記（２）式で示される計算が行われ、複素数で表された受信パイロットチップｐｒ２の逆拡散後データ（Ｄｅ−ｓｐｒｅａｄ Ｐｒ２）ｐｒ２’の平均値が、遅延波のチャネル推定値（Ｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ ）「ａ２のハット」として求められる。そして、係数乗算器１０５において、チャネル推定値の複素共役数「ａ２ ＊のハット」が受信データｄｒ２の逆拡散後データ（Ｄｅ−ｓｐｒｅａｄ ｄｒ２ ）ｄｒ２’に乗算され、重み付けされたデータ「ｄｒ２のハット」（Ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｄｒ２）が求められる。
【００６７】
【数２】
【００６８】
また、同様に、レイクフィンガＡ１０１では、先行波の受信パイロットチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｐｉｌｏｔ ｃｈｉｐ ｏｆ ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ ）ｐｒ１と先行波の受信データチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｄａｔａ ｃｈｉｐ ｏｆ ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ）ｄｒ１とから、重み付けされたデータｄｒ１（Ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｄｒ１）「ｄｒ１のハット」が求められ、「ｄｒ１のハット」と「ｄｒ２のハット」とが、加算器１０６において合成されることで、最大合成後のデータチップ（Ｍａｘｉｍａｌ ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｄａｔａ ｃｈｉｐ）「ｄｒのハット」が求められ、Ｒａｋｅ受信機から出力される。
【００６９】
（ＦＤＥ）
次に、上述の移動機において用いられるＦＤＥ２４の詳細について、図面を参照して説明する。図５は、上述の移動機に備えられたＦＤＥの構成を示すブロック図であって、一例として周波数等化法にＭＭＳＥＣ周波数等化を用いた場合を示す。なお、ＦＤＥでは、フーリエ変換後のユニークワードの振幅スペクトルが全周波数にわたって一定である特性を利用した伝送路推定が行われる。
【００７０】
まず最初に、ＦＤＥの原理から説明すると、フーリエ変換後の送信ユニークワードシンボルをＵｔ、受信ユニークワードシンボルをＵｒ、ユニークワードの長さをＮＵとすると、下記（３）式より周波数領域での伝送路推定値をＨｅｓｔが算出される。
【数３】
但し、（３）式において、Ｕｔ ＊はＵｔの複素共役信号を表す。
次に、得られた伝送路推定値Ｈｅｓｔは、雑音が付加された伝送路推定値であるので、雑音の影響を取り除く必要がある。
【００７１】
以下に、等平均強度２パスレイリー環境下で、遅延時間τｓが２チップ、ユニークワードの長さが６４チップ、サイクリックプリフィックスが１６チップの場合を例として雑音除去処理の過程を、図面を参照して詳細に述べる。図６は、雑音除去処理の過程を示す図であって、図６（ａ）には、横軸を周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ）、縦軸を振幅スペクトラム（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）として、伝送路推定値Ｈｅｓｔと雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’を示す。一方、図６（ｂ）には、横軸に時間（Ｔｉｍｅ）、縦軸に振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ）として、伝送路推定値Ｈｅｓｔを逆フーリエ変換したｈｅｓｔと、雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’を逆フーリエ変換したｈｅｓｔ’、及び雑音除去に利用するフィルタの係数（Ｆｉｌｔｅｒ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を示す。
【００７２】
まず、図６（ａ）に示すように、伝送路推定値Ｈｅｓｔには、多くの雑音成分が含まれていることがわかる。伝送路推定値Ｈｅｓｔを逆フーリエ変換して得られるｈｅｓｔは、推定した受信信号の遅延プロファイルを示しており、図６（ｂ）に示すように、等平均強度２パスレイリー環境下の遅延プロファイルｈｅｓｔは、主波となる先行波の成分（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｏｆ ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ）と遅延波の成分（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ）とを含むと共に、雑音成分が時間領域に広がっていることがわかる。
【００７３】
これに対して、一般にサイクリックプリフィックスの長さ（Ｓｉｚｅ ｏｆ ＣＰ）は伝送路の最大遅延時間より大きく設定されるので、サイクリックプリフィックスより大きい時間領域での成分はすべて雑音成分であるとみなすことができる。従って、時間軸上の処理により、サイクリックプリフィックス内の成分のみ取り出すフィルタｈＦｉｌｔｅｒを遅延プロファイルｈｅｓｔに乗じることにより、伝送路推定値Ｈｅｓｔの雑音成分を除去することができる。具体的には、雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’は、下記（４）式により求められる。
【数４】
但し、（４）式において、Ｆ｛α｝はαのフーリエ変換を行うことを示す。
【００７４】
図６に示すように、図６（ｂ）に示すフィルタｈＦｉｌｔｅｒによるフィルタリングを行った後の信号ｈｅｓｔｈＦｉｌｔｅｒをフーリエ変換して得られる、図６（ａ）に示す雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’は、処理前の伝送路推定値Ｈｅｓｔに比べて雑音の影響が軽減されていることがわかる。
【００７５】
次に、伝送路推定値Ｈｅｓｔ’を用いてデータ部分の波形等化を行う場合、データ部分がユニークワード部分より大きい時には、データ部分のデータ数と伝送路推定値のデータ数とを合わせるため、伝送路推定値Ｈｅｓｔ’の補間が必要となる。図７に、伝送路推定値Ｈｅｓｔ’の補間処理について示す。なお、図７は、簡単のためにユニークワード及びデータの長さが、それぞれ６４及び１２８チップの場合を例として示す。
【００７６】
まず、図７（ａ）に示すように、上述の雑音除去処理において、雑音が除去された長さ６４チップの遅延プロファイルｈｅｓｔ’が得られたとすると、次に、遅延プロファイルｈｅｓｔ’の６４チップから１２８チップまでの領域には、１２８チップのデータに対応するデータが存在しないため、図７（ｂ）に示すように、遅延プロファイルｈｅｓｔ’の補間領域（６４チップから１２８チップまで）を、データ「０」でパディング（Ｐａｄｄｉｎｇ ｗｉｔｈ ｚｅｒｏｓ）することにより補間して信号ｈｅｓｔ”を求める。
【００７７】
そして、図７（ｃ）に示すように、得られたｈｅｓｔ”をフーリエ変換（ＦＦＴ ）することで、補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”を得る。なお、図７（ａ）及び図７（ｂ）は、横軸を時間（Ｔｉｍｅ）、縦軸を振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ）とし、図７（ｃ）は、横軸を周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ）、縦軸を振幅スペクトラム（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）とする。
【００７８】
次に、求められた伝送路推定値Ｈｅｓｔ”を用いてＭＭＳＥＣ周波数等化を行う。ＭＭＳＥＣ周波数等化では、まず伝送路推定値Ｈｅｓｔ”の雑音電力密度を求める必要がある。ここで、フーリエ変換後の送信ユニークワードチップをＵｔ（ｆ）、受信ユニークワードチップをＵｒ（ｆ）、ユニークワードの長さをＮＵ、周波数領域での伝送路推定値をＨｅｓｔ（ｆ）”とすると、周波数領域での雑音電力密度Σ２は下記（５）式により求められる。
【数５】
但し、（５）式において、ｆは周波数とし、０≦ｆ＜ＮＵとする。
【００７９】
また、伝送路推定値Ｈｅｓｔ”は、サイクリックプリフィックスより大きい時間領域の雑音成分のみ除去した伝送路推定値であるので、推定された雑音電力密度は、サイクリックプリフィックス内の雑音成分だけ小さくなっている。従って、補正後の雑音電力密度（Σ’）２は、サイクリックプリフィックスの長さをＮＣＰとすると、下記（６）式により求められる。
【数６】
【００８０】
従って、伝送路が補償された受信データチップＤｒ’は、受信されたフーリエ変換後のデータチップＤｒを用いて、下記（７）式により求められる。
【数７】
但し、（７）式において、（Ｈｅｓｔ”）＊は、（Ｈｅｓｔ”）の複素共役信号を表す。
そして、最後に伝送路が補償された受信データチップＤｒ’を逆フーリエ変換することにより、周波数等化された受信データチップを得ることができる。
【００８１】
以上がＦＤＥの原理であって、具体的には、図５において、受信信号がＦＤＥに入力されると、まず受信信号のユニークワード部分は、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ ）２０１においてフーリエ変換された後、演算器２０２において、上述の（３）式に示された複素共役信号Ｕｔ ＊との演算が行われ、伝送路推定値Ｈｅｓｔが算出される。次に、演算器２０２が出力する伝送路推定値Ｈｅｓｔは、逆フーリエ変換処理部（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ ）２０３により逆フーリエ変換されて、遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）ｈｅｓｔが算出される。なお、算出された遅延プロファイルｈｅｓｔは、受信信号の品質を示す情報として利用される。
【００８２】
一方、遅延プロファイルｈｅｓｔは、ＣＰフィルタ２０４に入力され、上述の（４）式に基づく時間軸上の処理により、サイクリックプリフィックス内の成分のみ取り出すフィルタｈＦｉｌｔｅｒによるフィルタリングが行われ、雑音が除去された遅延プロファイルｈｅｓｔ’を得ると共に、これを補間器（Ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ）２０５へ入力し、上述のように遅延プロファイルｈｅｓｔ’の補間領域を、データ「０」でパディングすることにより補間して信号ｈｅｓｔ”を求める。そして、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ ）２０６により、得られたｈｅｓｔ”をフーリエ変換することで、補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”を得る。
【００８３】
また、補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”は、雑音電力密度算出器（Ｎｏｉｚｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）２０７とＭＭＳＥＣ等価器（ＭＭＳＥＣ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）２０８へ入力される。
雑音電力密度算出器２０７では、ＭＭＳＥＣ周波数等化を行うために、上述の（５）式、及び（６）式に基づいて、伝送路推定値Ｈｅｓｔ”の雑音電力密度が算出され、求められた雑音電力密度は、ＭＭＳＥＣ等価器２０８へ入力される。
【００８４】
また、ＭＭＳＥＣ等価器２０８では、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ ）２０９によりフーリエ変換された受信信号のデータ部分から、上述の（７）式に基づいて、入力された補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”と伝送路推定値Ｈｅｓｔ”の雑音電力密度とにより伝送路が補償された受信データチップＤｒ’が計算される。そして、ＭＭＳＥＣ等価器２０８が出力する伝送路が補償された受信データチップＤｒ’は、逆フーリエ変換処理部（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ ）２１０による逆フーリエ変換により、周波数等化された受信データチップとしてＦＤＥから出力される。
【００８５】
（本実施の形態の送信機及び受信機の動作）
次に、図１及び図２を参照して、本実施の形態の送信機を備えた基地局、及び本実施の形態の受信機を備えた移動機の動作について説明する。
まず、基地局のデータ変調器１では、伝送方式決定回路１３で決定された、次の送信に用いられる信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）と、Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）とを、送信データと共に変調し送信信号を生成する。
【００８６】
なお、以下の説明では、「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」と「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」とをまとめて「送信情報」とする。また、次の送信に用いる「送信情報」を、「次の送信情報」、現在の送信に用いる「送信情報」を「現在の送信情報」とする。
【００８７】
また、拡散多重変調器２は、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、データ変調器１の出力信号に符号分割多重を行う。また、送信選択スイッチ３は、「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、ユニークワード挿入器４またはパイロット信号挿入器７のいずれかへ拡散多重変調器２が出力する送信信号を入力する。
【００８８】
これにより、基地局は「現在の送信情報」に基づいてＷａｌｓｈ符号により符号分割多重され、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマットまたはＦＤＥ受信用フレームフォーマットのいずれかによって構成されたフレームを送信アンテナ６から移動機へ送信する。また、送信後「現在の送信情報」を、「次の送信情報」により更新する。
【００８９】
一方、移動機の受信選択スイッチ２２では、基地局から指示された「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、サイクリックプリフィックス削除器２３またはＲａｋｅ受信機２５のいずれかへ、受信アンテナ２１からの受信信号を入力し、ＦＤＥ受信かＲａｋｅ受信のどちらか一方を実行する。
【００９０】
そして、拡散多重復調器２６において、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、Ｗａｌｓｈ符号により符号分割多重されたデータを分解し、データ復調器２７において、データと共に基地局から送信された「次の送信情報」を復調する。また、復調後は「現在の送信情報」を、「次の送信情報」により更新する。
【００９１】
また、移動機のデータ変調器２８は、ＦＤＥ２４において測定された遅延プロファイル、及びＲａｋｅ受信機２５において測定されたＣＩＲ、更には移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（例えば、希望のＢＥＲ）を、送信データと共に変調し、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を介して、送信アンテナ３２から基地局へ送信する。
【００９２】
なお、以下の説明では、測定した遅延プロファイルとＣＩＲをまとめて「受信品質」とする。また、「受信品質」と移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とをまとめて「品質情報」とする。
【００９３】
また、本実施の形態の送信機及び受信機を備えた基地局及び移動機では、基地局と移動機との間の通信は同期している必要があり、基地局から移動機への下り方向のリンクでの通信は、移動機毎に時分割多重されて行われるものとする。従って、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマット、及びＦＤＥ受信用フレームフォーマットの、いずれのフレームフォーマットを用いて通信を行っていても、基地局と他の移動機との間の通信で使用しているパイロット信号（含む：ユニークワード）から、遅延プロファイルもしくはＣＩＲを推定することができる。
【００９４】
基地局では、受信アンテナ９から受信した信号を、Ｒａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１を介して受信すると共に、データ復調器１２において移動機から送信された「品質情報」を、データと共に復調する。そして、伝送方式決定回路１３のマッピング回路において、「品質情報」含まれる３つの情報、すなわち、移動機で測定された遅延プロファイルとＣＩＲ、及び移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とから、最適な「送信情報」を決定し、「次の送信情報」を伝送方式決定回路１３により決定した「送信情報」により更新する。
【００９５】
以上説明したように、本実施の形態の送信機及び受信機によると、受信機側では、ＦＤＥ２４やＲａｋｅ受信機２５において受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質を、受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）と共に品質情報として送信機側へ通知する。
【００９６】
送信機側では、通知された品質情報に含まれる遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質に基づいて、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られるように、伝送方式決定回路１３において符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を決定し、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを生成するユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５、あるいはＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを生成するパイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８のいずれかを、送信選択スイッチ３により選択してデータを送信する。
【００９７】
従って、高スループットが要求されるデータの送受信においては、符号分割多重数に換算して、ＦＤＥを用いた受信がＲａｋｅ受信よりも特性が上回る多重数となる場合、符号分割多重を行わずＦＤＥを用いて受信することで、Ｒａｋｅ受信を用いた場合より受信品質を向上させ、低速でも高品位な情報伝送を要求されるデータの送受信においては、適当に符号分割多重（例えば、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下）された信号をＲａｋｅ受信することで、ＦＤＥを用いて受信する場合より受信品質を向上させることができ、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築することができるという効果が得られる。
【００９８】
また、特に本実施の形態では、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られる符号分割多重数や伝送方式を、受信機側に負担をかけずに送信機側で決定することで、例えば本実施の形態の受信機を備えた移動機側の受信機を簡略化し、移動機を小型化することができるという効果も得られる。
【００９９】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態の送信機及び受信機について説明する。
図８及び図９は、本発明の第２の実施の形態の送信機及び受信機を、基地局と移動機との間の下りリンクの通信に適用した場合のブロック図であって、図８は、本実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を、図９は、本実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【０１００】
本実施の形態の送信機及び受信機が、第１の実施の形態で説明した送信機及び受信機と異なる部分は、受信機側で受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質、及び受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）を用いて、マッピング回路で送信機が送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定すると共に、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報を決定する伝送方式決定回路が、第１の実施の形態では送信機側に備えられていたのに対し、第２の実施の形態では受信機側に備えられていることである。
【０１０１】
従って、ここでは第１の実施の形態の送信機及び受信機と、第２の実施の形態の送信機及び受信機との違いについてのみ説明する。また、図８及び図９において、図１及び図２に示す第１の実施の形態の送信機及び受信機を構成する構成要素と同じ符号を付与した構成要素は、第１の実施の形態の送信機及び受信機を構成する構成要素と同じ動作をする構成要素であるので、ここでは説明を省略する。
【０１０２】
本実施の形態の送信機について説明すると、本実施の形態の送信機を備えた基地局は、第１の実施の形態の送信機を備えた基地局に設けられていた伝送方式決定回路１３が削除されている。従って、拡散多重変調器２における、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）、及び送信選択スイッチ３における切り換え方向、すなわち信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）は、受信機側から送信してもらい、受信アンテナ９を介してＲａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１により受信すると共に、データ復調器１２において復調された情報に基づいて、拡散多重変調器２及び送信選択スイッチ３を制御する。
【０１０３】
また、本実施の形態の受信機について説明すると、本実施の形態の受信機を備えた移動機は、第１の実施の形態の送信機を備えた基地局に設けられていた伝送方式決定回路１３が、伝送方式決定回路（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）３３として設けられている。従って、伝送方式決定回路３３は、マッピング回路で、ＦＤＥ２４において測定された受信信号の遅延プロファイルや、Ｒａｋｅ受信機２５において測定された受信信号のＣＩＲ、更には受信機において必要とされる受信信号の誤り率を用いて、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）を決定すると共に、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、受信選択スイッチ２２の選択方向、すなわち信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）も決定する。
【０１０４】
また、伝送方式決定回路３３において決定された信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報が、ＦＤＥ用いた受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はサイクリックプリフィックス削除器２３側とする。一方、Ｒａｋｅ受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はＲａｋｅ受信機１０側とする。また、拡散多重復調器２６は、伝送方式決定回路３３において決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、符号分割多重を分解して信号を取り出す。
【０１０５】
一方、伝送方式決定回路３３において決定された符号分割多重の有無及びその多重数と、信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報は、データ変調器２８において、移動機から基地局へ送られる送信データ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ ）と共に搬送波に重畳された後、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を介して、送信アンテナ３２から基地局へ送信される。
【０１０６】
なお、伝送方式決定回路３３における、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数、及び信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報の決定方法は、伝送方式決定回路１３と同一であるので説明は省略する。
【０１０７】
（本実施の形態の送信機及び受信機の動作）
次に、図８及び図９を参照して、本実施の形態の送信機を備えた基地局、及び本実施の形態の受信機を備えた移動機の動作について説明する。
第１の実施の形態と同様に、以下の説明では、「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」と「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」とをまとめて「送信情報」とする。また、次の送信に用いる「送信情報」を、「次の送信情報」、現在の送信に用いる「送信情報」を「現在の送信情報」とする。
【０１０８】
まず、基地局のデータ変調器１が送信データを変調し、送信信号を生成すると共に、拡散多重変調器２が、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、データ変調器１の出力信号に符号分割多重を行う。また、送信選択スイッチ３は、「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、ユニークワード挿入器４またはパイロット信号挿入器７のいずれかへ拡散多重変調器２が出力する送信信号を入力する。
【０１０９】
これにより、基地局は「現在の送信情報」に基づいてＷａｌｓｈ符号により符号分割多重され、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマットまたはＦＤＥ受信用フレームフォーマットのいずれかによって構成されたフレームを送信アンテナ６から移動機へ送信する。
【０１１０】
一方、移動機の受信選択スイッチ２２では、「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、サイクリックプリフィックス削除器２３またはＲａｋｅ受信機２５のいずれかへ、受信アンテナ２１からの受信信号を入力し、ＦＤＥ受信かＲａｋｅ受信のどちらか一方を実行する。
【０１１１】
そして、拡散多重復調器２６において、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、Ｗａｌｓｈ符号により符号分割多重されたデータを分解し、データ復調器２７において、基地局から送信されたデータを復調する。また、ＦＤＥ２４において遅延プロファイルを、Ｒａｋｅ受信機２５においてＣＩＲを測定する。なお、以下の説明でも、第１の実施の形態と同様に、測定した遅延プロファイルとＣＩＲをまとめて「受信品質」とする。また、「受信品質」と移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とをまとめて「品質情報」とする。
【０１１２】
一方、伝送方式決定回路３３では、マッピング回路において、「品質情報」含まれる３つの情報、すなわち、移動機で測定された遅延プロファイルとＣＩＲ、及び移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とから、最適な「次の送信情報」を決定し、「現在の送信情報」を伝送方式決定回路３３により決定した「次の送信情報」により更新する。
【０１１３】
なお、本実施の形態の送信機及び受信機を備えた基地局及び移動機でも、第１の実施の形態と同様に、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマット、及びＦＤＥ受信用フレームフォーマットの、いずれのフレームフォーマットを用いて通信を行っていても、時分割多重された基地局と他の移動機との間の通信で使用しているパイロット信号（含む：ユニークワード）から、遅延プロファイルもしくはＣＩＲを推定することができる。
【０１１４】
また、移動機のデータ変調器２８は、伝送方式決定回路３３により決定した「次の送信情報」を、送信データと共に変調し、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を介して、送信アンテナ３２から基地局へ送信する。
一方、基地局では、受信アンテナ９から受信した信号を、Ｒａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１を介して受信すると共に、データ復調器１２において移動機から送信された「次の送信情報」を、データと共に復調する。そして、「現在の送信情報」を復調された「次の送信情報」により更新する。
【０１１５】
以上説明したように、本実施の形態の送信機及び受信機によると、受信機側では、ＦＤＥ２４やＲａｋｅ受信機２５において受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質と、受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とを含む品質情報から、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られるように、伝送方式決定回路３３において符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を決定し、送信機側へ通知する。
【０１１６】
送信機側では、通知された符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）に基づいて、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを生成するユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５、あるいはＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを生成するパイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８のいずれかを、送信選択スイッチ３により選択してデータを送信する。
【０１１７】
従って、第１の実施の形態と同様に、高スループットが要求されるデータの送受信においては、符号分割多重を行わずＦＤＥを用いて受信することで、Ｒａｋｅ受信を用いた場合より受信品質を向上させ、低速でも高品位な情報伝送を要求されるデータの送受信においてはＲａｋｅ受信を行うことで、ＦＤＥを用いて受信する場合より受信品質を向上させることができ、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築することができるという効果が得られる。
【０１１８】
また、特に本実施の形態では、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られる符号分割多重数や伝送方式を、受信機側で決定することで、品質情報を受信機側から送信機側へ通知する手順を省き、より速く送受信機の間で決定された符号分割多重数や伝送方式を共有することができ、通信環境に合わせて短時間でこれらを切り換えることができるという効果も得られる。
【０１１９】
なお、上述の第１、第２の実施の形態では、本発明を基地局と移動機との間の下りリンクの通信に適用した場合について説明したが、この時移動機から基地局へ情報を伝送する上りリンクの通信については、Ｒａｋｅ受信の代わりにＦＤＥを用いても良いし、本発明を適用しても良い。また、確実に移動機から基地局へ情報を伝送できる通信方式あれば、どのような通信方式を用いても良い。
【０１２０】
また、上述の第１、第２の実施の形態では、受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質と、受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とを含む品質情報から決定した符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を、送信機から受信機、あるいは受信機から送信機へ通知する例を説明したが、品質情報をお互いが共有できれば、送信機と受信機のそれぞれに同じ伝送方式決定回路を設け、それぞれが品質情報から符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を決定するようにしても良い。
【０１２１】
これにより、決定された符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を受信機側から送信機側へ通知する手順を省き、より速く送受信機の間で決定された符号分割多重数や伝送方式を共有することができ、通信環境に合わせて短時間でこれらを切り換えることができるという効果も得られる。
【０１２２】
【発明の効果】
以上の如く、本発明によれば、送信機では、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段と、Ｒａｋｅ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段とのいずれかを用いて、要求される多様な伝送条件に対して受信側で満足する通信品質を得られるように、信号を最適なフレームフォーマットにより送信すると共に、受信機では、送信機が送信するフレームフォーマットに合わせて、ＦＤＥあるいはＲａｋｅ受信機により、送信された信号を確実に受信することができる。
【０１２３】
従って、要求される伝送条件に基づいて、高スループットを実現することが可能なＦＤＥを用いて通信する方式と、低速でも高品位な情報伝送が可能なＲａｋｅ受信を用いて通信する方式とを切り換えて情報伝送を行うことで、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【図３】ＦＤＥを用いる場合のフレームフォーマットと、Ｒａｋｅ受信を行う場合のフレームフォーマットを示す図である。
【図４】基地局及び移動機で用いられるＲａｋｅ受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】移動機で用いられるＦＤＥの構成を示すブロック図である。
【図６】ＦＤＥによる雑音除去処理の過程を示す図である。
【図７】ＦＤＥにおける伝送路推定値の補間処理について示す図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【図１０】Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷをパラメータとし、Ｒａｋｅ受信とＦＤＥ受信とについて、Ｅｂ／Ｎ０に対するＢＥＲの特性を比較したグラフである。
【符号の説明】
１、２８ データ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）
２、２９ 拡散多重変調器（Ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）
３ 送信選択スイッチ
４ ユニークワード挿入器（ＵＷ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）
５ サイクリックプリフィックス挿入器（ＣＰ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）
６、３２ 送信アンテナ
７、３０ パイロット信号挿入器（Ｐｉｌｏｔ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ）
８、３１ 複素スクランブル変調器（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）
９、２１ 受信アンテナ
１０、２５ Ｒａｋｅ受信機（Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ）
１１、２６ 拡散多重復調器（Ｗａｌｓｈ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）
１２、２７ データ復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）
１３、３３ 伝送方式決定回路（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）
２２ 受信選択スイッチ
２３ サイクリックプリフィックス削除器（ＣＰ ｒｅｍｏｖａｌ）
２４ ＦＤＥ（ＦＤＥ）
１０１ レイクフィンガＡ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ａ）
１０２ レイクフィンガＢ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ｂ）
１０３ 逆拡散器
１０４ 重み係数計算器
１０５ 係数乗算器
１０６ 加算器
２０１、２０６、２０９ フーリエ変換処理部（ＦＦＴ）
２０２ 演算器
２０３、２１０ 逆フーリエ変換処理部（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）
２０４ ＣＰフィルタ
２０５ 補間器（Ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ）
２０７ 雑音電力密度算出器（Ｎｏｉｚｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）
２０８ ＭＭＳＥＣ等価器（ＭＭＳＥＣ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号を送受信するための送信機及び受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信は基本的に見通し外通信であり、反射、回折、散乱波によってマルチパス伝送路が形成される。更に、各パスの遅延時間が無視できないほど大きい場合、遅延分散のあるマルチパス伝送路となる。遅延分散のあるマルチパス伝送路は、伝送路がある種のフィルタのような振る舞いをし、その結果送信波は周波数選択性フェージングを受ける（例えば、非特許文献１及び非特許文献２参照。）。
【０００３】
例えば、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ：符号分割多重）方式を用いた移動通信における周波数選択性フェージング対策の代表的なものとしては、Ｒａｋｅ受信があげられる。Ｒａｋｅ受信とはダイバーシチ技術の一つであり、信号が所持している性質を利用してダイバーシチを行う「Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」の一つである。複数受信波の合成法としては最大比合成法（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍａｌ−Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ）が代表的で、各枝から出力する信号の位相を同相に制御する他に、信頼度に伴う重み付けを行って合成する方法である。
【０００４】
ところで、代表的な移動体通信システムであるＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ：符号分割多元接続）セルラーシステムでは、まずスループット増大のために内符号を用いた拡散が行われ、更に自己干渉や他セル間干渉等の軽減のために外符号を用いた拡散が行われる。一般に内符号はＷａｌｓｈ符号のような、符号の位相差がない限り相互相関特性が「０」となる符号が用いられ、外符号は、ＰＮ符号のような、符号間に位相差が生じ相互相関特性が「０」にはならなくても、相互相関特性が十分小さい符号が用いられる。ＰＮ符号はその長さをＮｐとすると相互相関特性が１／Ｎｐとなる符号である（例えば、非特許文献３参照。）。
【０００５】
しかし、内符号及び外符号を用いて拡散されたフレームをＲａｋｅ受信した場合、外符号の相互相関特性が「０」ではないため、符号間干渉（マルチパス干渉）が発生する。更に内符号の相互相関特性が「０」であっても符号多重数に比例してマルチパス干渉が大きくなる。具体的には、等平均強度２パスレイリー環境下において、内符号としてＷａｌｓｈ符号を用い、外符号としてＰＮ符号を用いて拡散された信号を、最大比合成によるＲａｋｅ受信を行った場合のＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｉｔｏ：希望波受信電力対干渉電力比）は下記（１）式により示され、Ｗａｌｓｈ多重数Ｍｗに比例して干渉電力が大きくなることがわかる。
【０００６】
【数１】
すなわち、スループット増大のために符号多重数を大きくすると、干渉電力が増大することから、Ｒａｋｅ受信は高符号多重時のマルチパス干渉に弱いという問題がある。
【０００７】
一方、マルチパス干渉に強い伝送方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式がある。ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア伝送の一つで、隣り合うサブキャリア間の相互相関が「０」になるようにサブキャリア配置が行われている伝送方式である。すなわち、マルチキャリア伝送は全帯域を狭帯域のサブキャリアに分割し並列に信号を伝送する方式であるため、各サブキャリアでのスループットは小さくなりシンボル時間はシングルキャリア伝送に比べて長くなる。従って、シンボル時間を伝送路のインパルス応答より十分長くすることができ、周波数選択性フェージングの影響を軽減することができる（例えば、非特許文献１及び非特許文献４参照。）。
【０００８】
しかし、ＯＦＤＭ方式は、周波数領域で信号を作成するためＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク電力対平均電力比）が高く、そのため電力増幅器の非線形性により回線容量が小さくなる欠点を有している。また伝送路等の影響で搬送波周波数がオフセットされると大きく性能が低下する問題点がある。
そのため、ＯＦＤＭ方式の問題点を克服する技術として、近年はＳＣ−ＦＤＥ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ − Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ）による波形等化技術が提案されている。ＯＦＤＭ方式とＳＣ−ＦＤＥを用いる受信方式のブロックダイアグラムは類似しているものの、ＳＣ−ＦＤＥを用いる受信方式では、逆フーリエ変換のブロックが受信機にあり、伝送路推定と周波数等化以外の処理は時間領域で行われるため、ＯＦＤＭ方式の欠点である高いＰＡＰＲ、搬送波周波数オフセットへの脆弱性が解消される（例えば、非特許文献４参照）。
【０００９】
【非特許文献１】
斉藤洋一，“ディジタル無線通信の変復調，”電子情報通信学会，ｐｐ．１５７−１５８，ｐｐ．２０２−２０４，１９９６．
【非特許文献２】
笹岡秀一，“移動通信，”オーム社，ｐｐ．３６−３７，１９９８．
【非特許文献３】
横山光雄，“スペクトル拡散通信システム，”科学技術出版社，ｐｐ．２００−２０３，ｐｐ．４０１−４０３，ｐｐ．５２３−５３８，１９８８．
【非特許文献４】
Ｄ． Ｆａｌｃｏｎｅｒ， Ｓ． Ｌ． Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ， Ａ． Ｂｅｎｙａｍｉｎ−Ｓｅｅｙａｒ ａｎｄ Ｂ． Ｅｉｄｓｏｎ， “Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ，” ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ． Ｍａｇ．， Ｖｏｌ． ４０， Ｎｏ． ４， ｐｐ． ５８−６６， Ａｐｒｉｌ ２００２．
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＣＤＭ方式を用いる移動通信の場合、例えばＷａｌｓｈ多重数ＭＷが小さい場合のＲａｋｅ受信は、マルチパス干渉による劣化よりもダイバーシチ効果のほうが上回っているため、ＳＣ−ＦＤＥを用いて受信する場合より受信品質がよくなる。具体的にシミュレーションした結果を図１０に示す。
図１０は、等平均強度２パスレイリー環境下でフェージングを受けた信号を、ＳＣ−ＦＤＥを用いて受信した場合とＲａｋｅ受信を行った場合とについて、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷをパラメータとし、Ｅｂ／Ｎ０に対するＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）の特性を比較したグラフである。
【００１１】
図１０に示すように、Ｒａｋｅ受信ではＷａｌｓｈ多重数ＭＷを大きくすることにより、マルチパス干渉が大きくなるためＢＥＲが劣化することが確認でき、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが８以上では、ＳＣ−ＦＤＥを用いた受信の方が特性が良い。しかし、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下では、逆にＲａｋｅ受信の特性の方が良くなっている。これは、Ｒａｋｅ受信が、マルチパス干渉をダイバーシチとして利用するフェージング対策であるのに対し、ＳＣ−ＦＥＤは、マルチパス干渉の影響を軽減するフェージング対策であることによる。
【００１２】
従って、スループットは小さくても、受信信号に信頼性を求められるような場合、ＳＣ−ＦＤＥを用いて受信すると、Ｒａｋｅ受信よりも不利になるため、逆に満足する通信品質を得ることが難しくなる可能性があった。
このように、従来のＣＤＭ方式を用いた送信機及び受信機では、送受信方法を固定して通信を行うため、要求される多様な伝送条件に対して、全ての通信環境において満足する通信品質を得ることが難しくなるという問題があった。
【００１３】
なお、図１０に示すシミュレーションにおいては、ＳＣ−ＦＤＥによる受信を行う場合、そのフレーム構成は、図３（ａ）に示すように、パイロット信号となるＵＷ（Ｕｎｉｑｕｅ Ｗｏｒｄ ：以下、ユニークワードとする）とデータとから構成すると共に、ユニークワードは６４チップのＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号とし、ユニークワード部分とデータ部分のそれぞれの先頭には１６チップのＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ ：以下、サイクリックプリフィックスとする）を挿入する構成とした。また、Ｒａｋｅ受信を行う場合、そのフレーム構成は、図３（ｂ）に示すように、パイロット信号とデータとから構成すると共に、パイロット信号は９６チップすべてをデータ「１」のＢＰＳＫ信号とした。
【００１４】
また、ＳＣ−ＦＤＥによる受信を行う場合、データに対する複素スクランブリング（例えば、“３Ｇワイヤレス・テクノロジー・ワークショップパート２ ＴＩＡ／ＥＩＡ−９５ ＣＤＭＡ、ｃｄｍａ２０００、ＨＤＲ，”ｈｔｔｐ：／／ｃｐ．ｌｉｔｅｒａｔｕｒｅ．ａｇｉｌｅｎｔ．ｃｏｍ／ｌｉｔｗｅｂ／ｐｄｆ／５９８８−３４８４ＪＡ．ｐｄｆ，ｐｐ． ２９−３４，Ｊａｎ．２００１．に示されている。 ）は行わず、伝送路推定は理想的とし、ＭＭＳＥＣ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ）周波数等化（例えば、Ａ． Ｃｚｙｌｗｉｋ， “Ｌｏｗ Ｏｖｅｒｈｅａｄ Ｐｉｌｏｔ−Ａｉｄｅｄ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，” Ｐｒｏｃ． ＧＬＯＢＥＣＯＭ ’９８， ｐｐ． ２０６８−２０７３， Ｓｙｄｎｅｙ， Ａｕｓｔｒａｌｉａ， Ｎｏｖ． １９９８． に示されている。）を行った。一方、Ｒａｋｅ受信を行う場合、データは１０２４チップの複素ＰＮ符号による複素スクランブリングを行ってから送信されるものとした。
【００１５】
更に、その他のシミュレーション緒元は、表１に示す緒元に基づいて行った。また、シミュレーションではパスの到来時間はカンニングするものとし、ＦＤＥを用いた受信では、常に先行波のタイミングで受信処理を行った。また、Ｒａｋｅ受信では、各パスを最大比合成するものとした。
【表１】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築するための送信機及び受信機を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る送信機は、受信機へ信号を送信する送信機であって、前記受信機との間で予め整合した既知の信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した第１のパイロット信号と、データの先頭に該データの末尾の部分を複写した第１の送信データとから構成されるフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段（例えば実施の形態のユニークワード挿入器４、サイクリックプリフィックス挿入器５）と、前記受信機との間で予め整合した既知の信号から構成される第２のパイロット信号と、第２の送信データとから構成されるフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段（例えば実施の形態のパイロット信号挿入器７、複素スクランブル変調器８）と、信号送信時に、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択する選択手段（例えば実施の形態の送信選択スイッチ３）とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
以上の構成を備えた送信機は、受信機との間で予め整合した既知の信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した第１のパイロット信号と、データの先頭に該データの末尾の部分を複写した第１の送信データとから構成されるＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段と、受信機との間で予め整合した既知の信号から構成される第２のパイロット信号と、第２の送信データとから構成されるＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段のいずれかを用いて、要求される多様な伝送条件に対して受信側で満足する通信品質を得られるように、信号を最適なフレームフォーマットにより送信することができる。
【００１９】
請求項２の発明に係る送信機は、請求項１に記載の送信機において、信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記受信機と共有する方式情報共有手段（例えば第２の実施の形態のＲａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１、データ復調器１２を用いたデータ受信）を備え、前記選択手段が、前記受信機と共有したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００２０】
以上の構成を備えた送信機は、受信機側が希望する信号のフレームフォーマットに関する情報を、方式情報共有手段を用いて受信機と共有することで、選択手段が、取得したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、第１の送信手段と第２の送信手段のいずれか一方を選択し、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、受信機のとの間で、信号のフレームフォーマットを確認しあうことができる。
【００２１】
請求項３の発明に係る送信機は、請求項１に記載の送信機において、信号の品質に関する品質情報を、前記受信機と共有する品質情報共有手段（例えば第１の実施の形態のＲａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１、データ復調器１２を用いたデータ受信）と、前記受信機と共有した品質情報から、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段（例えば実施の形態の伝送方式決定回路１３）とを備え、前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００２２】
以上の構成を備えた送信機は、受信機側が希望する信号の品質に関する品質情報を、品質情報共有手段を用いて受信機と共有し、多重数決定手段が、取得した品質情報から、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定することで、選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、第１の送信手段と第２の送信手段のいずれか一方を選択し、要求される多様な伝送条件に対して満足する通信品質を得られるように、信号を最適なフレームフォーマットにより送信することができる。
【００２３】
請求項４の発明に係る送信機は、請求項３に記載の送信機において、選択された前記第１、第２の送信手段のいずれか一方の送信手段に関わる信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記受信機と共有する方式情報共有手段（第１の実施の形態のデータ変調器１、拡散多重変調器２）を備えたことを特徴とする。
【００２４】
以上の構成を備えた送信機は、方式情報共有手段により信号のフレームフォーマットに関する情報を受信機と共有することで、受信機側でのフレームフォーマット決定作業を省略し、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、受信機のとの間で、信号のフレームフォーマットを確認しあうことができる。
【００２５】
請求項５の発明に係る送信機は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の送信機において、前記第１のパイロット信号が、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号から構成されることを特徴とする。
【００２６】
以上の構成を備えた送信機は、周波数領域において振幅スペクトルが一定の信号をパイロット信号に用いることで、受信機側の伝送路推定処理における振幅スペクトルの正規化処理を省略し、計算を簡略化させることができる。
【００２７】
請求項６の発明に係る送信機は、請求項３から請求項５のいずれかに記載の送信機において、前記品質情報が、前記受信機において必要とされる受信信号の誤り率と、前記受信機において前記第１のパイロット信号を用いて推定された受信信号の遅延プロファイルと、前記受信機において前記第２のパイロット信号を用いて推定された受信信号の搬送波電力対干渉電力比とを含むことを特徴とする。
【００２８】
以上の構成を備えた送信機は、受信機側で推定された受信信号の遅延プロファイルと、受信信号の搬送波電力対干渉電力比とから、受信機において必要とされる受信信号の誤り率を満たしうる最適なフレームフォーマットを決定し、受信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００２９】
請求項７の発明に係る受信機は、送信機から信号を受信する受信機であって、ＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を作動させて信号を受信する第１の受信手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４）と、信号のＲａｋｅ受信を行う第２の受信手段（例えば実施の形態のＲａｋｅ受信機２５）と、信号受信時に、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択する選択手段（例えば実施の形態の受信選択スイッチ２２）とを備えたことを特徴とする。
【００３０】
以上の構成を備えた受信機は、ＦＤＥを作動させて信号を受信する第１の受信手段と、信号のＲａｋｅ受信を行う第２の受信手段のいずれかを用いて、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、信号を最適な方法により受信することができる。
【００３１】
請求項８の発明に係る受信機は、請求項７に記載の受信機において、受信した信号の品質を測定する品質測定手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４とＲａｋｅ受信機２５に内蔵される）と、信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段（例えば実施の形態の伝送方式決定回路３３）と、信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する方式情報共有手段（例えば第２の実施の形態のデータ変調器２８、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を用いたデータ送信）とを備え、前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択し、前記方式情報共有手段が、選択された前記第１、第２の送信手段のいずれか一方の送信手段に関わる信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有することを特徴とする。
【００３２】
以上の構成を備えた受信機は、品質測定手段により受信した信号の品質を測定すると共に、多重数決定手段を用いて、受信した信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する。そして、方式情報共有手段により、決定された信号のフレームフォーマットに関する情報を送信機と共有すると共に、選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、第１の受信手段と第２の受信手段のいずれか一方を選択することで、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３３】
請求項９の発明に係る受信機は、請求項７に記載の受信機において、受信した信号の品質を測定する品質測定手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４とＲａｋｅ受信機２５に内蔵される）と、信号の品質に関する品質情報を、前記送信機と共有する品質情報共有手段（例えば第１の実施の形態のデータ変調器２８、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を用いたデータ送信）と、フレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する方式情報共有手段（例えば第１の実施の形態の拡散多重復調器２６、データ復調器２７を用いたデータ受信）とを備え、前記選択手段が、前記送信機と共有したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００３４】
以上の構成を備えた受信機は、品質測定手段により受信した信号の品質を測定すると共に、品質情報共有手段を用いて、受信した信号の品質に関する品質情報を送信機と共有し、送信機において、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定させる。一方、方式情報共有手段により、決定された信号のフレームフォーマットに関する情報を送信機と共有すると共に、選択手段が、取得したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、第１の受信手段と第２の受信手段のいずれか一方を選択することで、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３５】
請求項１０の発明に係る受信機は、請求項７に記載の受信機において、受信した信号の品質を測定する品質測定手段（例えば実施の形態のＦＤＥ２４とＲａｋｅ受信機２５に内蔵される）と、信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段（例えば実施の形態の伝送方式決定回路３３）と、信号の品質に関する品質情報を、前記送信機と共有する品質情報共有手段（例えば実施の形態のデータ変調器２８、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を用いたデータ送信）とを備え、前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする。
【００３６】
以上の構成を備えた受信機は、品質測定手段により受信した信号の品質を測定すると共に、多重数決定手段を用いて、受信した信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定することで、選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、第１の受信手段と第２の受信手段のいずれか一方を選択する。また、品質情報共有手段により、受信した信号の品質に関する品質情報を送信機と共有することで、送信機において、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定させる。これにより、要求される多様な伝送条件に対してそれぞれが満足する通信品質を得られるように、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３７】
請求項１１の発明に係る受信機は、請求項８から請求項１０のいずれかに記載の受信機において、前記品質測定手段が、前記第１のパイロット信号を用いて受信信号の遅延プロファイル推定する手段と、前記第２のパイロット信号を用いて受信信号の搬送波電力対干渉電力比を推定する手段を含み、前記品質情報が、受信時に必要な受信信号の誤り率と、受信信号から推定された遅延プロファイル及び搬送波電力対干渉電力比とを含むことを特徴とする。
【００３８】
以上の構成を備えた受信機は、推定された受信信号の遅延プロファイルと、受信信号の搬送波電力対干渉電力比とから、受信機において必要とされる受信信号の誤り率を満たしうる最適なフレームフォーマットを決定し、送信機のとの間で、信号を最適なフレームフォーマットにより送受信することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
［第１の実施の形態］
図１及び図２は、本発明の第１の実施の形態の送信機及び受信機を、基地局と移動機との間の下りリンクの通信に適用した場合のブロック図であって、図１は、本実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を、図２は、本実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【００４０】
まず、図１を用いて、本実施の形態の送信機を備えた基地局について説明する。
（基地局の送信機）
図１において、データ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）１は、基地局から移動機へ送られる送信データ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ ）や制御信号等を搬送波に重畳させるための変調器であって、データ変調器１の出力信号は、拡散多重変調器（Ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）２へ入力される。拡散多重変調器２は、基地局から移動機へ送られる送信データの伝送レートに合わせて、Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重により信号を多重し、必要な伝送レートを確保する拡散変調器であって、必要のない時には符号分割多重を行わずに、入力された信号をそのまま拡散して出力することもできるし、入力された信号をそのまま拡散せずに出力することもできる。
【００４１】
また、拡散多重変調器２の出力信号は、送信選択スイッチ３により２方向に選択出力される。具体的には、送信選択スイッチ３の選択出力の一方は、ユニークワード挿入器（ＵＷ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）４へ入力される。ユニークワード挿入器４では、例えば図３（ａ）に示すように、１フレーム（Ｆｒａｍｅ）あたり１０２４チップ（Ｃｈｉｐ ）の信号からなるフレームにおいて、送信データ（Ｄａｔａ）の前に、パイロット信号となる６４チップ（Ｃｈｉｐ）のユニークワード（ＵＷ：Ｕｎｉｑｕｅ Ｗｏｒｄ ）を挿入する。
【００４２】
ここで、ユニークワードには、例えば、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号が使用される。代表的なＣＡＺＡＣ系列の信号には、Ｃｈｕ系列やＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ系列の信号があり、これらの信号は、周波数領域において振幅スペクトルが一定であるという性質を持っている。
【００４３】
また、ユニークワード挿入器４の出力信号は、サイクリックプリフィックス挿入器（ＣＰ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）５へ入力される。ここで、サイクリックプリフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ ：ＣＰ）は、信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した信号のことであって、サイクリックプリフィックスは、移動機（受信）側で、該信号のフーリエ変換を行う際に、伝送路の遅延分散によって発生した遅延波により、連続しない信号がフーリエ変換されることを防止するためにガードタイムを設けるために挿入される。
【００４４】
具体的には、サイクリックプリフィックス挿入器５では、例えば図３（ａ）に示すように、送信データ（Ｄａｔａ）及びユニークワード（ＵＷ）のそれぞれについて、送信データ及びユニークワードのそれぞれの末尾の部分の信号を１６チップ（Ｃｈｉｐ）ずつ複写する。
そして、ユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５において、ユニークワードとサイクリックプリフィックスが挿入された信号は、送信アンテナ６から移動機へ送信される。
【００４５】
一方、送信選択スイッチ３の選択出力のもう一方は、パイロット信号挿入器（Ｐｉｌｏｔ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ）７へ入力される。ここで挿入されるパイロット（Ｐｉｌｏｔ ）信号は、移動機（受信）側でＲａｋｅ受信を行う際に、伝送路推定を推定するために送信信号に挿入される、送受信機間で予め整合した既知の信号である。
具体的には、パイロット信号挿入器７では、例えば図３（ｂ）に示すように、１フレーム（Ｆｒａｍｅ）あたり１０２４チップ（Ｃｈｉｐ ）の信号からなるフレームにおいて、送信データ（Ｄａｔａ）の前にデータが全て「１」のＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）が９６チップ（Ｃｈｉｐ）挿入される。また、パイロット信号挿入器７の出力信号は、複素スクランブル変調器（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）８に入力される。
【００４６】
また、複素スクランブル変調器８では、例えば、（ “３Ｇワイヤレス・テクノロジー・ワークショップパート２ ＴＩＡ／ＥＩＡ−９５ ＣＤＭＡ、ｃｄｍａ２０００、ＨＤＲ，”ｈｔｔｐ：／／ｃｐ．ｌｉｔｅｒａｔｕｒｅ．ａｇｉｌｅｎｔ．ｃｏｍ／ｌｉｔｗｅｂ／ｐｄｆ／５９８８−３４８４ＪＡ．ｐｄｆ，ｐｐ． ２９−３４，Ｊａｎ．２００１．）に示されているように、複素数で表された送信データ部分に、予め決められた複素ＰＮ符号により、拡散率１の拡散（スクランブル）が施される。
そして、パイロット信号挿入器７において、パイロット信号が挿入され、複素スクランブル変調器８により複素スクランブリングされた信号は、送信アンテナ６から移動機へ送信される。
【００４７】
なお、送信選択スイッチ３は、信号送信時に、送信データを、ユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５を介して送信するか、パイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８を介してを介して送信するかのいずれかを選択する。送信選択スイッチ３の動作は後述する。
【００４８】
（基地局の受信機）
また、移動機から送信された信号は、受信アンテナ９から受信され、Ｒａｋｅ受信機（Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ）１０に入力される。Ｒａｋｅ受信機１０は、受信した信号を、移動機（送信）側で拡散された複素ＰＮ符号により逆拡散すると共に、伝送路の遅延分散により遅延波として分散した信号パワーを、遅延波の受信タイミングを合わせ、最大比合成により合成して抽出するダイバーシチ受信機である。なお、Ｒａｋｅ受信機１０の詳細については後述する。
【００４９】
また、Ｒａｋｅ受信機１０の出力信号は、拡散多重復調器（Ｗａｌｓｈ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）１１へ入力される。拡散多重復調器１１は、移動機（送信）側で施されたＷａｌｓｈ符号による符号分割多重を分解して信号を取り出す逆拡散部（拡散復調器）であって、拡散多重復調器１１の出力信号は、データ復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）１２へ入力される。また、データ復調器１２は、移動機から基地局へ送られる搬送波に重畳された送信データや制御信号を抽出するための復調器であって、移動機から基地局へ送信された、例えばデータ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ）及び移動機側で測定した遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）やＣＩＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｒａｔｉｏ ：搬送波電力対干渉電力比）、更には移動機（受信機）において必要とされる受信信号の誤り率（Ｒｅｑｕｅｓｔｉｎｇ ＢＥＲ ）等が抽出される。
【００５０】
更に、伝送方式決定回路（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）１３は、移動機から基地局へ送られ、データ復調器１２によって搬送波から抽出された遅延プロファイルやＣＩＲ、更には受信機において必要とされる受信信号の誤り率を用いて、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）を決定するマッピング回路を備えており、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、送信選択スイッチ３の選択方向、すなわち信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）も決定する。
【００５１】
ここで、伝送方式決定回路１３における、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数、そして信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報の決定方法の一例について説明する。図１０に示す前述のシミュレーション結果から、Ｒａｋｅ受信ではＷａｌｓｈ多重数ＭＷを大きくすることにより、マルチパス干渉が大きくなるためＢＥＲが劣化することが確認でき、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが８以上では、ＦＤＥを用いた受信の方が特性が良く、一方Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下では、逆にＲａｋｅ受信の特性の方が良いことがわかる。また、ＦＤＥを用いた受信の場合、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷの大小に拘わらず同じ特性が得られることがわかる。
【００５２】
従って、要求される伝送条件において高速な情報伝送を要求される場合、符号分割多重数に換算して、ＦＤＥを用いた受信がＲａｋｅ受信よりも特性が上回る多重数となる場合は、符号分割多重を行わずＦＤＥを用いて受信できるフレームフォーマットで送信を行えば良く、送信選択スイッチ３の選択方向はユニークワード挿入器４側とする。一方、要求される伝送条件において低速でも高品位な情報伝送を要求される場合、適当な符号分割多重（例えば、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下）を行って、Ｒａｋｅ受信できるフレームフォーマットで送信を行えば良く、送信選択スイッチ３の選択方向はパイロット信号挿入器７側とする。
なお、ＦＤＥを用いて受信できるフレームフォーマットで送信を行う場合、複数のユーザの情報を同時に送信するような場合は、符号分割多重を用いて情報を多重しても良い。
【００５３】
次に、図２を用いて、本実施の形態の受信機を備えた移動機について説明する。
（移動機の受信機）
図２において、受信アンテナ２１から受信された信号は、受信選択スイッチ２２により２方向に選択出力される。具体的には、受信選択スイッチ２２の選択出力の一方は、サイクリックプリフィックス削除器（ＣＰ ｒｅｍｏｖａｌ）２３へ入力される。サイクリックプリフィックス削除器２３では、受信信号から、図３（ａ）に示すフレームフォーマットにおいて、ユニークワード（ＵＷ）と送信データ（Ｄａｔａ）のサイクリックプリフィックス（ＣＰ）に相当する部分を削除する。
【００５４】
次に、サイクリックプリフィックス削除器２３の出力信号は、ＦＤＥ（ＦＤＥ ）２４へ入力され、ＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を作動させた信号の受信が行われる。ＦＤＥ２４は、伝送路の遅延分散により発生する信号の周波数特性の劣化に対し、周波数軸上で信号の波形等化を行うイコライザであって、遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）を測定することもできる。なお、ＦＤＥ２４の詳細については後述する。
【００５５】
一方、受信選択スイッチ２２の選択出力のもう一方は、Ｒａｋｅ受信機（Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ）２５に入力される。Ｒａｋｅ受信機２５は、基地局で用いられるＲａｋｅ受信機１０と同様のダイバーシチ受信機であって、移動機側では、Ｒａｋｅ受信機２５において、基地局（送信）側で拡散された複素ＰＮ符号により逆拡散し、最大比合成した信号を用いてＣＩＲを算出する。なお、受信選択スイッチ２２の動作は後述する。また、Ｒａｋｅ受信機２５の詳細についても後述する。
【００５６】
次に、ＦＤＥ２４もしくはＲａｋｅ受信機２５によって伝送路の遅延分散により発生する信号の劣化を補償された信号は、拡散多重復調器（ Ｗａｌｓｈ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）２６へ入力される。拡散多重復調器２６は、基地局で用いられる拡散多重復調器１１と同様に、基地局（送信）側で施されたＷａｌｓｈ符号による符号分割多重を分解して信号を取り出す逆拡散部（拡散復調器）であって、拡散多重復調器２６の出力信号は、データ復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）２７へ入力される。
【００５７】
また、データ復調器２７は、データ復調器１２と同様に、基地局から移動機へ送られる搬送波に重畳された送信データや制御信号を抽出するための復調器であって、基地局から移動機へ送信された、例えばデータ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ）及び基地局側で決定した、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）及び決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて決定された信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）等が抽出される。
【００５８】
なお、データ復調器２７で復調された信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報が、ＦＤＥ用いた受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はサイクリックプリフィックス削除器２３側とする。一方、Ｒａｋｅ受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はＲａｋｅ受信機１０側とする。また、拡散多重復調器２６は、データ復調器２７で復調された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、符号分割多重を分解して信号を取り出す。
【００５９】
（移動機の送信機）
一方、データ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）２８は、基地局で用いられるデータ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）１と同様に、移動機から基地局へ送られる送信データ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ ）や、移動機側で測定した遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）及びＣＩＲ、更には移動機（受信機）において必要とされる受信信号の誤り率（Ｒｅｑｕｅｓｔｉｎｇ ＢＥＲ ）等を搬送波に重畳させるための変調器であって、データ変調器２８の出力信号は、拡散多重変調器（Ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）２９へ入力される。
【００６０】
拡散多重変調器２９は、基地局で用いられる拡散多重変調器２と同様に、移動機から基地局へ送られる送信データの伝送レートに合わせて、Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重により信号を多重し、必要な伝送レートを確保する拡散変調器である。また、拡散多重変調器２９の出力信号は、パイロット信号挿入器（Ｐｉｌｏｔ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ）３０へ入力され、基地局で用いられるパイロット信号挿入器７と同様に、基地局（受信）側でＲａｋｅ受信を行う際に、伝送路推定を推定できるように送受信機間で予め整合した既知の信号であるパイロット信号が挿入される。
【００６１】
また、パイロット信号挿入器３０の出力信号は、複素スクランブル変調器（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）３１に入力され、基地局で用いる複素スクランブル変調器８と同様に、複素数で表された送信データ部分に、予め決められた複素ＰＮ符号により、拡散率１の拡散（スクランブル）が施される。そして、パイロット信号挿入器３０において、パイロット信号が挿入され、複素スクランブル変調器３１により複素スクランブリングされた信号は、送信アンテナ３２から基地局へ送信される。
【００６２】
（Ｒａｋｅ受信機）
次に、上述の基地局及び移動機において用いられるＲａｋｅ受信機１０及びＲａｋｅ受信機２５の詳細について、図面を参照して説明する。なお、Ｒａｋｅ受信機１０及びＲａｋｅ受信機２５は同一の構成を備えており、図４にその構成を示す。また、図４は、一例として先行波（主波）と遅延波の２波からなるマルチパス信号を受信する場合のＲａｋｅ受信機を示す。
【００６３】
なお、図４における各記号については、表２にその内容を示す。
【表２】
図４において、まず受信波（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｗａｖｅ ）に、主波となる先行波（Ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ）と遅延波（Ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ）の２波の信号が含まれる場合、先行波は、先行波と遅延波の時間差である遅延時間（ｄｅｌａｙ ｔｉｍｅ）τｓだけ遅延され、レイクフィンガＡ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ａ ）１０１へ入力される。一方、遅延波は、遅延を行わずにレイクフィンガＢ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ｂ）１０２へ入力される。
レイクフィンガは、外符号の逆拡散器を備えると共に、受信したデータ信号にパイロット信号部分により測定したチャネル推定値を用いた位相制御と重み付けを行う回路であって、レイクフィンガＡ１０１とレイクフィンガＢ１０２は、同一の構成を持つ回路である。
【００６５】
代表してレイクフィンガＢ１０２について説明すると、レイクフィンガＢ１０２に入力された遅延波を構成する遅延波の受信パイロットチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｐｉｌｏｔ ｃｈｉｐ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ ）ｐｒ２と遅延波の受信データチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｄａｔａ ｃｈｉｐ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ）ｄｒ２は、逆拡散器１０３において、送信側で信号を拡散する時に用いられた拡散コード（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅ）ｃの複素共役信号ｃ＊により逆拡散が行われ、受信パイロットチップｐｒ２は重み係数計算器１０４に入力される。なお、本実施の形態では、拡散コードｃは、送信側の複素スクランブル変調器８、または複素スクランブル変調器３１で用いられた複素ＰＮ符号である。
【００６６】
重み係数計算器１０４では、パイロットチップ数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｐｉｌｏｔ ｃｈｉｐｓ ）Ｎｐを用いた下記（２）式で示される計算が行われ、複素数で表された受信パイロットチップｐｒ２の逆拡散後データ（Ｄｅ−ｓｐｒｅａｄ Ｐｒ２）ｐｒ２’の平均値が、遅延波のチャネル推定値（Ｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ ）「ａ２のハット」として求められる。そして、係数乗算器１０５において、チャネル推定値の複素共役数「ａ２ ＊のハット」が受信データｄｒ２の逆拡散後データ（Ｄｅ−ｓｐｒｅａｄ ｄｒ２ ）ｄｒ２’に乗算され、重み付けされたデータ「ｄｒ２のハット」（Ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｄｒ２）が求められる。
【００６７】
【数２】
また、同様に、レイクフィンガＡ１０１では、先行波の受信パイロットチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｐｉｌｏｔ ｃｈｉｐ ｏｆ ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ ）ｐｒ１と先行波の受信データチップ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｄａｔａ ｃｈｉｐ ｏｆ ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ）ｄｒ１とから、重み付けされたデータｄｒ１（Ｗｅｉｇｈｔｅｄ ｄｒ１）「ｄｒ１のハット」が求められ、「ｄｒ１のハット」と「ｄｒ２のハット」とが、加算器１０６において合成されることで、最大合成後のデータチップ（Ｍａｘｉｍａｌ ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｄａｔａ ｃｈｉｐ）「ｄｒのハット」が求められ、Ｒａｋｅ受信機から出力される。
【００６９】
（ＦＤＥ）
次に、上述の移動機において用いられるＦＤＥ２４の詳細について、図面を参照して説明する。図５は、上述の移動機に備えられたＦＤＥの構成を示すブロック図であって、一例として周波数等化法にＭＭＳＥＣ周波数等化を用いた場合を示す。なお、ＦＤＥでは、フーリエ変換後のユニークワードの振幅スペクトルが全周波数にわたって一定である特性を利用した伝送路推定が行われる。
【００７０】
まず最初に、ＦＤＥの原理から説明すると、フーリエ変換後の送信ユニークワードシンボルをＵｔ、受信ユニークワードシンボルをＵｒ、ユニークワードの長さをＮＵとすると、下記（３）式より周波数領域での伝送路推定値をＨｅｓｔが算出される。
【数３】
次に、得られた伝送路推定値Ｈｅｓｔは、雑音が付加された伝送路推定値であるので、雑音の影響を取り除く必要がある。
【００７１】
以下に、等平均強度２パスレイリー環境下で、遅延時間τｓが２チップ、ユニークワードの長さが６４チップ、サイクリックプリフィックスが１６チップの場合を例として雑音除去処理の過程を、図面を参照して詳細に述べる。図６は、雑音除去処理の過程を示す図であって、図６（ａ）には、横軸を周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ）、縦軸を振幅スペクトラム（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）として、伝送路推定値Ｈｅｓｔと雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’を示す。一方、図６（ｂ）には、横軸に時間（Ｔｉｍｅ）、縦軸に振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ）として、伝送路推定値Ｈｅｓｔを逆フーリエ変換したｈｅｓｔと、雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’を逆フーリエ変換したｈｅｓｔ’、及び雑音除去に利用するフィルタの係数（Ｆｉｌｔｅｒ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を示す。
【００７２】
まず、図６（ａ）に示すように、伝送路推定値Ｈｅｓｔには、多くの雑音成分が含まれていることがわかる。伝送路推定値Ｈｅｓｔを逆フーリエ変換して得られるｈｅｓｔは、推定した受信信号の遅延プロファイルを示しており、図６（ｂ）に示すように、等平均強度２パスレイリー環境下の遅延プロファイルｈｅｓｔは、主波となる先行波の成分（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｏｆ ｐｒｅｃｅｄｉｎｇ ｗａｖｅ）と遅延波の成分（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｏｆ ｄｅｌａｙｅｄ ｗａｖｅ）とを含むと共に、雑音成分が時間領域に広がっていることがわかる。
【００７３】
これに対して、一般にサイクリックプリフィックスの長さ（Ｓｉｚｅ ｏｆ ＣＰ）は伝送路の最大遅延時間より大きく設定されるので、サイクリックプリフィックスより大きい時間領域での成分はすべて雑音成分であるとみなすことができる。従って、時間軸上の処理により、サイクリックプリフィックス内の成分のみ取り出すフィルタｈＦｉｌｔｅｒを遅延プロファイルｈｅｓｔに乗じることにより、伝送路推定値Ｈｅｓｔの雑音成分を除去することができる。具体的には、雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’は、下記（４）式により求められる。
【数４】
【００７４】
図６に示すように、図６（ｂ）に示すフィルタｈＦｉｌｔｅｒによるフィルタリングを行った後の信号ｈｅｓｔｈＦｉｌｔｅｒをフーリエ変換して得られる、図６（ａ）に示す雑音除去後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ’は、処理前の伝送路推定値Ｈｅｓｔに比べて雑音の影響が軽減されていることがわかる。
【００７５】
次に、伝送路推定値Ｈｅｓｔ’を用いてデータ部分の波形等化を行う場合、データ部分がユニークワード部分より大きい時には、データ部分のデータ数と伝送路推定値のデータ数とを合わせるため、伝送路推定値Ｈｅｓｔ’の補間が必要となる。図７に、伝送路推定値Ｈｅｓｔ’の補間処理について示す。なお、図７は、簡単のためにユニークワード及びデータの長さが、それぞれ６４及び１２８チップの場合を例として示す。
【００７６】
まず、図７（ａ）に示すように、上述の雑音除去処理において、雑音が除去された長さ６４チップの遅延プロファイルｈｅｓｔ’が得られたとすると、次に、遅延プロファイルｈｅｓｔ’の６４チップから１２８チップまでの領域には、１２８チップのデータに対応するデータが存在しないため、図７（ｂ）に示すように、遅延プロファイルｈｅｓｔ’の補間領域（６４チップから１２８チップまで）を、データ「０」でパディング（Ｐａｄｄｉｎｇ ｗｉｔｈ ｚｅｒｏｓ）することにより補間して信号ｈｅｓｔ”を求める。
【００７７】
そして、図７（ｃ）に示すように、得られたｈｅｓｔ”をフーリエ変換（ＦＦＴ ）することで、補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”を得る。なお、図７（ａ）及び図７（ｂ）は、横軸を時間（Ｔｉｍｅ）、縦軸を振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ）とし、図７（ｃ）は、横軸を周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ）、縦軸を振幅スペクトラム（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）とする。
【００７８】
次に、求められた伝送路推定値Ｈｅｓｔ”を用いてＭＭＳＥＣ周波数等化を行う。ＭＭＳＥＣ周波数等化では、まず伝送路推定値Ｈｅｓｔ”の雑音電力密度を求める必要がある。ここで、フーリエ変換後の送信ユニークワードチップをＵｔ（ｆ）、受信ユニークワードチップをＵｒ（ｆ）、ユニークワードの長さをＮＵ、周波数領域での伝送路推定値をＨｅｓｔ（ｆ）”とすると、周波数領域での雑音電力密度Σ２は下記（５）式により求められる。
【数５】
【００７９】
また、伝送路推定値Ｈｅｓｔ”は、サイクリックプリフィックスより大きい時間領域の雑音成分のみ除去した伝送路推定値であるので、推定された雑音電力密度は、サイクリックプリフィックス内の雑音成分だけ小さくなっている。従って、補正後の雑音電力密度（Σ’）２は、サイクリックプリフィックスの長さをＮＣＰとすると、下記（６）式により求められる。
【数６】
従って、伝送路が補償された受信データチップＤｒ’は、受信されたフーリエ変換後のデータチップＤｒを用いて、下記（７）式により求められる。
【数７】
そして、最後に伝送路が補償された受信データチップＤｒ’を逆フーリエ変換することにより、周波数等化された受信データチップを得ることができる。
【００８１】
以上がＦＤＥの原理であって、具体的には、図５において、受信信号がＦＤＥに入力されると、まず受信信号のユニークワード部分は、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ ）２０１においてフーリエ変換された後、演算器２０２において、上述の（３）式に示された複素共役信号Ｕｔ ＊との演算が行われ、伝送路推定値Ｈｅｓｔが算出される。次に、演算器２０２が出力する伝送路推定値Ｈｅｓｔは、逆フーリエ変換処理部（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ ）２０３により逆フーリエ変換されて、遅延プロファイル（Ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ）ｈｅｓｔが算出される。なお、算出された遅延プロファイルｈｅｓｔは、受信信号の品質を示す情報として利用される。
【００８２】
一方、遅延プロファイルｈｅｓｔは、ＣＰフィルタ２０４に入力され、上述の（４）式に基づく時間軸上の処理により、サイクリックプリフィックス内の成分のみ取り出すフィルタｈＦｉｌｔｅｒによるフィルタリングが行われ、雑音が除去された遅延プロファイルｈｅｓｔ’を得ると共に、これを補間器（Ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ）２０５へ入力し、上述のように遅延プロファイルｈｅｓｔ’の補間領域を、データ「０」でパディングすることにより補間して信号ｈｅｓｔ”を求める。そして、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ ）２０６により、得られたｈｅｓｔ”をフーリエ変換することで、補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”を得る。
【００８３】
また、補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”は、雑音電力密度算出器（Ｎｏｉｚｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）２０７とＭＭＳＥＣ等価器（ＭＭＳＥＣ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）２０８へ入力される。
雑音電力密度算出器２０７では、ＭＭＳＥＣ周波数等化を行うために、上述の（５）式、及び（６）式に基づいて、伝送路推定値Ｈｅｓｔ”の雑音電力密度が算出され、求められた雑音電力密度は、ＭＭＳＥＣ等価器２０８へ入力される。
【００８４】
また、ＭＭＳＥＣ等価器２０８では、フーリエ変換処理部（ＦＦＴ ）２０９によりフーリエ変換された受信信号のデータ部分から、上述の（７）式に基づいて、入力された補間後の伝送路推定値Ｈｅｓｔ”と伝送路推定値Ｈｅｓｔ”の雑音電力密度とにより伝送路が補償された受信データチップＤｒ’が計算される。そして、ＭＭＳＥＣ等価器２０８が出力する伝送路が補償された受信データチップＤｒ’は、逆フーリエ変換処理部（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ ）２１０による逆フーリエ変換により、周波数等化された受信データチップとしてＦＤＥから出力される。
【００８５】
（本実施の形態の送信機及び受信機の動作）
次に、図１及び図２を参照して、本実施の形態の送信機を備えた基地局、及び本実施の形態の受信機を備えた移動機の動作について説明する。
まず、基地局のデータ変調器１では、伝送方式決定回路１３で決定された、次の送信に用いられる信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）と、Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）とを、送信データと共に変調し送信信号を生成する。
【００８６】
なお、以下の説明では、「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」と「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」とをまとめて「送信情報」とする。また、次の送信に用いる「送信情報」を、「次の送信情報」、現在の送信に用いる「送信情報」を「現在の送信情報」とする。
【００８７】
また、拡散多重変調器２は、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、データ変調器１の出力信号に符号分割多重を行う。また、送信選択スイッチ３は、「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、ユニークワード挿入器４またはパイロット信号挿入器７のいずれかへ拡散多重変調器２が出力する送信信号を入力する。
【００８８】
これにより、基地局は「現在の送信情報」に基づいてＷａｌｓｈ符号により符号分割多重され、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマットまたはＦＤＥ受信用フレームフォーマットのいずれかによって構成されたフレームを送信アンテナ６から移動機へ送信する。また、送信後「現在の送信情報」を、「次の送信情報」により更新する。
【００８９】
一方、移動機の受信選択スイッチ２２では、基地局から指示された「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、サイクリックプリフィックス削除器２３またはＲａｋｅ受信機２５のいずれかへ、受信アンテナ２１からの受信信号を入力し、ＦＤＥ受信かＲａｋｅ受信のどちらか一方を実行する。
【００９０】
そして、拡散多重復調器２６において、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、Ｗａｌｓｈ符号により符号分割多重されたデータを分解し、データ復調器２７において、データと共に基地局から送信された「次の送信情報」を復調する。また、復調後は「現在の送信情報」を、「次の送信情報」により更新する。
【００９１】
また、移動機のデータ変調器２８は、ＦＤＥ２４において測定された遅延プロファイル、及びＲａｋｅ受信機２５において測定されたＣＩＲ、更には移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（例えば、希望のＢＥＲ）を、送信データと共に変調し、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を介して、送信アンテナ３２から基地局へ送信する。
【００９２】
なお、以下の説明では、測定した遅延プロファイルとＣＩＲをまとめて「受信品質」とする。また、「受信品質」と移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とをまとめて「品質情報」とする。
【００９３】
また、本実施の形態の送信機及び受信機を備えた基地局及び移動機では、基地局と移動機との間の通信は同期している必要があり、基地局から移動機への下り方向のリンクでの通信は、移動機毎に時分割多重されて行われるものとする。従って、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマット、及びＦＤＥ受信用フレームフォーマットの、いずれのフレームフォーマットを用いて通信を行っていても、基地局と他の移動機との間の通信で使用しているパイロット信号（含む：ユニークワード）から、遅延プロファイルもしくはＣＩＲを推定することができる。
【００９４】
基地局では、受信アンテナ９から受信した信号を、Ｒａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１を介して受信すると共に、データ復調器１２において移動機から送信された「品質情報」を、データと共に復調する。そして、伝送方式決定回路１３のマッピング回路において、「品質情報」含まれる３つの情報、すなわち、移動機で測定された遅延プロファイルとＣＩＲ、及び移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とから、最適な「送信情報」を決定し、「次の送信情報」を伝送方式決定回路１３により決定した「送信情報」により更新する。
【００９５】
以上説明したように、本実施の形態の送信機及び受信機によると、受信機側では、ＦＤＥ２４やＲａｋｅ受信機２５において受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質を、受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）と共に品質情報として送信機側へ通知する。
【００９６】
送信機側では、通知された品質情報に含まれる遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質に基づいて、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られるように、伝送方式決定回路１３において符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を決定し、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを生成するユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５、あるいはＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを生成するパイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８のいずれかを、送信選択スイッチ３により選択してデータを送信する。
【００９７】
従って、高スループットが要求されるデータの送受信においては、符号分割多重数に換算して、ＦＤＥを用いた受信がＲａｋｅ受信よりも特性が上回る多重数となる場合、符号分割多重を行わずＦＤＥを用いて受信することで、Ｒａｋｅ受信を用いた場合より受信品質を向上させ、低速でも高品位な情報伝送を要求されるデータの送受信においては、適当に符号分割多重（例えば、Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷが４以下）された信号をＲａｋｅ受信することで、ＦＤＥを用いて受信する場合より受信品質を向上させることができ、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築することができるという効果が得られる。
【００９８】
また、特に本実施の形態では、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られる符号分割多重数や伝送方式を、受信機側に負担をかけずに送信機側で決定することで、例えば本実施の形態の受信機を備えた移動機側の受信機を簡略化し、移動機を小型化することができるという効果も得られる。
【００９９】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態の送信機及び受信機について説明する。
図８及び図９は、本発明の第２の実施の形態の送信機及び受信機を、基地局と移動機との間の下りリンクの通信に適用した場合のブロック図であって、図８は、本実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を、図９は、本実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【０１００】
本実施の形態の送信機及び受信機が、第１の実施の形態で説明した送信機及び受信機と異なる部分は、受信機側で受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質、及び受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）を用いて、マッピング回路で送信機が送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定すると共に、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報を決定する伝送方式決定回路が、第１の実施の形態では送信機側に備えられていたのに対し、第２の実施の形態では受信機側に備えられていることである。
【０１０１】
従って、ここでは第１の実施の形態の送信機及び受信機と、第２の実施の形態の送信機及び受信機との違いについてのみ説明する。また、図８及び図９において、図１及び図２に示す第１の実施の形態の送信機及び受信機を構成する構成要素と同じ符号を付与した構成要素は、第１の実施の形態の送信機及び受信機を構成する構成要素と同じ動作をする構成要素であるので、ここでは説明を省略する。
【０１０２】
本実施の形態の送信機について説明すると、本実施の形態の送信機を備えた基地局は、第１の実施の形態の送信機を備えた基地局に設けられていた伝送方式決定回路１３が削除されている。従って、拡散多重変調器２における、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）、及び送信選択スイッチ３における切り換え方向、すなわち信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）は、受信機側から送信してもらい、受信アンテナ９を介してＲａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１により受信すると共に、データ復調器１２において復調された情報に基づいて、拡散多重変調器２及び送信選択スイッチ３を制御する。
【０１０３】
また、本実施の形態の受信機について説明すると、本実施の形態の受信機を備えた移動機は、第１の実施の形態の送信機を備えた基地局に設けられていた伝送方式決定回路１３が、伝送方式決定回路（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）３３として設けられている。従って、伝送方式決定回路３３は、マッピング回路で、ＦＤＥ２４において測定された受信信号の遅延プロファイルや、Ｒａｋｅ受信機２５において測定された受信信号のＣＩＲ、更には受信機において必要とされる受信信号の誤り率を用いて、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ）を決定すると共に、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、受信選択スイッチ２２の選択方向、すなわち信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報（Ｒａｋｅ ｏｒ ＦＤＥ ）も決定する。
【０１０４】
また、伝送方式決定回路３３において決定された信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報が、ＦＤＥ用いた受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はサイクリックプリフィックス削除器２３側とする。一方、Ｒａｋｅ受信を示している場合、受信選択スイッチ２２の選択方向はＲａｋｅ受信機１０側とする。また、拡散多重復調器２６は、伝送方式決定回路３３において決定された符号分割多重の有無及びその多重数に基づいて、符号分割多重を分解して信号を取り出す。
【０１０５】
一方、伝送方式決定回路３３において決定された符号分割多重の有無及びその多重数と、信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報は、データ変調器２８において、移動機から基地局へ送られる送信データ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｂｉｎａｒｙ ｄａｔａ ）と共に搬送波に重畳された後、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を介して、送信アンテナ３２から基地局へ送信される。
【０１０６】
なお、伝送方式決定回路３３における、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数、及び信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報の決定方法は、伝送方式決定回路１３と同一であるので説明は省略する。
【０１０７】
（本実施の形態の送信機及び受信機の動作）
次に、図８及び図９を参照して、本実施の形態の送信機を備えた基地局、及び本実施の形態の受信機を備えた移動機の動作について説明する。
第１の実施の形態と同様に、以下の説明では、「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」と「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」とをまとめて「送信情報」とする。また、次の送信に用いる「送信情報」を、「次の送信情報」、現在の送信に用いる「送信情報」を「現在の送信情報」とする。
【０１０８】
まず、基地局のデータ変調器１が送信データを変調し、送信信号を生成すると共に、拡散多重変調器２が、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、データ変調器１の出力信号に符号分割多重を行う。また、送信選択スイッチ３は、「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、ユニークワード挿入器４またはパイロット信号挿入器７のいずれかへ拡散多重変調器２が出力する送信信号を入力する。
【０１０９】
これにより、基地局は「現在の送信情報」に基づいてＷａｌｓｈ符号により符号分割多重され、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマットまたはＦＤＥ受信用フレームフォーマットのいずれかによって構成されたフレームを送信アンテナ６から移動機へ送信する。
【０１１０】
一方、移動機の受信選択スイッチ２２では、「現在の送信情報」の「信号のフレームフォーマットを示す伝送方式に関する情報」に基づいてスイッチを切り換え、サイクリックプリフィックス削除器２３またはＲａｋｅ受信機２５のいずれかへ、受信アンテナ２１からの受信信号を入力し、ＦＤＥ受信かＲａｋｅ受信のどちらか一方を実行する。
【０１１１】
そして、拡散多重復調器２６において、「現在の送信情報」の「Ｗａｌｓｈ符号による符号分割多重の有無及びその多重数」に基づいて、Ｗａｌｓｈ符号により符号分割多重されたデータを分解し、データ復調器２７において、基地局から送信されたデータを復調する。また、ＦＤＥ２４において遅延プロファイルを、Ｒａｋｅ受信機２５においてＣＩＲを測定する。なお、以下の説明でも、第１の実施の形態と同様に、測定した遅延プロファイルとＣＩＲをまとめて「受信品質」とする。また、「受信品質」と移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とをまとめて「品質情報」とする。
【０１１２】
一方、伝送方式決定回路３３では、マッピング回路において、「品質情報」含まれる３つの情報、すなわち、移動機で測定された遅延プロファイルとＣＩＲ、及び移動機の受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とから、最適な「次の送信情報」を決定し、「現在の送信情報」を伝送方式決定回路３３により決定した「次の送信情報」により更新する。
【０１１３】
なお、本実施の形態の送信機及び受信機を備えた基地局及び移動機でも、第１の実施の形態と同様に、Ｒａｋｅ受信用フレームフォーマット、及びＦＤＥ受信用フレームフォーマットの、いずれのフレームフォーマットを用いて通信を行っていても、時分割多重された基地局と他の移動機との間の通信で使用しているパイロット信号（含む：ユニークワード）から、遅延プロファイルもしくはＣＩＲを推定することができる。
【０１１４】
また、移動機のデータ変調器２８は、伝送方式決定回路３３により決定した「次の送信情報」を、送信データと共に変調し、拡散多重変調器２９、パイロット信号挿入器３０、複素スクランブル変調器３１を介して、送信アンテナ３２から基地局へ送信する。
一方、基地局では、受信アンテナ９から受信した信号を、Ｒａｋｅ受信機１０、拡散多重復調器１１を介して受信すると共に、データ復調器１２において移動機から送信された「次の送信情報」を、データと共に復調する。そして、「現在の送信情報」を復調された「次の送信情報」により更新する。
【０１１５】
以上説明したように、本実施の形態の送信機及び受信機によると、受信機側では、ＦＤＥ２４やＲａｋｅ受信機２５において受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質と、受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とを含む品質情報から、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られるように、伝送方式決定回路３３において符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を決定し、送信機側へ通知する。
【０１１６】
送信機側では、通知された符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）に基づいて、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを生成するユニークワード挿入器４及びサイクリックプリフィックス挿入器５、あるいはＲａｋｅ受信用のフレームフォーマットを生成するパイロット信号挿入器７及び複素スクランブル変調器８のいずれかを、送信選択スイッチ３により選択してデータを送信する。
【０１１７】
従って、第１の実施の形態と同様に、高スループットが要求されるデータの送受信においては、符号分割多重を行わずＦＤＥを用いて受信することで、Ｒａｋｅ受信を用いた場合より受信品質を向上させ、低速でも高品位な情報伝送を要求されるデータの送受信においてはＲａｋｅ受信を行うことで、ＦＤＥを用いて受信する場合より受信品質を向上させることができ、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築することができるという効果が得られる。
【０１１８】
また、特に本実施の形態では、受信機側で必要とされる受信信号の誤り率が得られる符号分割多重数や伝送方式を、受信機側で決定することで、品質情報を受信機側から送信機側へ通知する手順を省き、より速く送受信機の間で決定された符号分割多重数や伝送方式を共有することができ、通信環境に合わせて短時間でこれらを切り換えることができるという効果も得られる。
【０１１９】
なお、上述の第１、第２の実施の形態では、本発明を基地局と移動機との間の下りリンクの通信に適用した場合について説明したが、この時移動機から基地局へ情報を伝送する上りリンクの通信については、Ｒａｋｅ受信の代わりにＦＤＥを用いても良いし、本発明を適用しても良い。また、確実に移動機から基地局へ情報を伝送できる通信方式あれば、どのような通信方式を用いても良い。
【０１２０】
また、上述の第１、第２の実施の形態では、受信信号から測定した遅延プロファイルやＣＩＲを含む受信品質と、受信機において必要とされる受信信号の誤り率（希望のＢＥＲ）とを含む品質情報から決定した符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を、送信機から受信機、あるいは受信機から送信機へ通知する例を説明したが、品質情報をお互いが共有できれば、送信機と受信機のそれぞれに同じ伝送方式決定回路を設け、それぞれが品質情報から符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を決定するようにしても良い。
【０１２１】
これにより、決定された符号分割多重数や伝送方式（フレームフォーマット）を受信機側から送信機側へ通知する手順を省き、より速く送受信機の間で決定された符号分割多重数や伝送方式を共有することができ、通信環境に合わせて短時間でこれらを切り換えることができるという効果も得られる。
【０１２２】
【発明の効果】
以上の如く、本発明によれば、送信機では、ＦＤＥ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段と、Ｒａｋｅ受信用のフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段とのいずれかを用いて、要求される多様な伝送条件に対して受信側で満足する通信品質を得られるように、信号を最適なフレームフォーマットにより送信すると共に、受信機では、送信機が送信するフレームフォーマットに合わせて、ＦＤＥあるいはＲａｋｅ受信機により、送信された信号を確実に受信することができる。
【０１２３】
従って、要求される伝送条件に基づいて、高スループットを実現することが可能なＦＤＥを用いて通信する方式と、低速でも高品位な情報伝送が可能なＲａｋｅ受信を用いて通信する方式とを切り換えて情報伝送を行うことで、要求される多様な伝送条件に対応すると共に、各種の通信環境において満足する通信品質を得ることができる通信システムを構築することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【図３】ＦＤＥを用いる場合のフレームフォーマットと、Ｒａｋｅ受信を行う場合のフレームフォーマットを示す図である。
【図４】基地局及び移動機で用いられるＲａｋｅ受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】移動機で用いられるＦＤＥの構成を示すブロック図である。
【図６】ＦＤＥによる雑音除去処理の過程を示す図である。
【図７】ＦＤＥにおける伝送路推定値の補間処理について示す図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の送信機を備えた基地局の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態の受信機を備えた移動機の構成を示すブロック図である。
【図１０】Ｗａｌｓｈ多重数ＭＷをパラメータとし、Ｒａｋｅ受信とＦＤＥ受信とについて、Ｅｂ／Ｎ０に対するＢＥＲの特性を比較したグラフである。
【符号の説明】
１、２８ データ変調器（Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）
２、２９ 拡散多重変調器（Ｗａｌｓｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ）
３ 送信選択スイッチ
４ ユニークワード挿入器（ＵＷ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）
５ サイクリックプリフィックス挿入器（ＣＰ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）
６、３２ 送信アンテナ
７、３０ パイロット信号挿入器（Ｐｉｌｏｔ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ）
８、３１ 複素スクランブル変調器（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）
９、２１ 受信アンテナ
１０、２５ Ｒａｋｅ受信機（Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ）
１１、２６ 拡散多重復調器（Ｗａｌｓｈ ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）
１２、２７ データ復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ）
１３、３３ 伝送方式決定回路（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ）
２２ 受信選択スイッチ
２３ サイクリックプリフィックス削除器（ＣＰ ｒｅｍｏｖａｌ）
２４ ＦＤＥ（ＦＤＥ）
１０１ レイクフィンガＡ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ａ）
１０２ レイクフィンガＢ（Ｒａｋｅ ｆｉｎｇｅｒ Ｂ）
１０３ 逆拡散器
１０４ 重み係数計算器
１０５ 係数乗算器
１０６ 加算器
２０１、２０６、２０９ フーリエ変換処理部（ＦＦＴ）
２０２ 演算器
２０３、２１０ 逆フーリエ変換処理部（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）
２０４ ＣＰフィルタ
２０５ 補間器（Ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ）
２０７ 雑音電力密度算出器（Ｎｏｉｚｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ）
２０８ ＭＭＳＥＣ等価器（ＭＭＳＥＣ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）
Claims (11)
- 受信機へ信号を送信する送信機であって、
前記受信機との間で予め整合した既知の信号の先頭に、該信号の末尾の部分を複写した第１のパイロット信号と、データの先頭に該データの末尾の部分を複写した第１の送信データとから構成されるフレームフォーマットを用いて信号を送信する第１の送信手段と、
前記受信機との間で予め整合した既知の信号から構成される第２のパイロット信号と、第２の送信データとから構成されるフレームフォーマットを用いて信号を送信する第２の送信手段と、
信号送信時に、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択する選択手段と
を備えたことを特徴とする送信機。 - 信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記受信機と共有する方式情報共有手段を備え、
前記選択手段が、前記受信機と共有したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする請求項１に記載の送信機。 - 信号の品質に関する品質情報を、前記受信機と共有する品質情報共有手段と、
前記受信機と共有した品質情報から、送信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段とを備え、
前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の送信手段と前記第２の送信手段のいずれか一方を選択する
ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。 - 選択された前記第１、第２の送信手段のいずれか一方の送信手段に関わる信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記受信機と共有する方式情報共有手段
を備えたことを特徴とする請求項３に記載の送信機。 - 前記第１のパイロット信号が、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）系列の信号から構成されることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の送信機。
- 前記品質情報が、前記受信機において必要とされる受信信号の誤り率と、前記受信機において前記第１のパイロット信号を用いて推定された受信信号の遅延プロファイルと、前記受信機において前記第２のパイロット信号を用いて推定された受信信号の搬送波電力対干渉電力比と
を含むことを特徴とする請求項３から請求項５のいずれかに記載の送信機。 - 送信機から信号を受信する受信機であって、
ＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を作動させて信号を受信する第１の受信手段と、
信号のＲａｋｅ受信を行う第２の受信手段と、
信号受信時に、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択する選択手段と
を備えたことを特徴とする受信機。 - 受信した信号の品質を測定する品質測定手段と、
信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段と、
信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する方式情報共有手段とを備え、
前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択し、
前記方式情報共有手段が、選択された前記第１、第２の送信手段のいずれか一方の送信手段に関わる信号のフレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する
ことを特徴とする請求項７に記載の受信機。 - 受信した信号の品質を測定する品質測定手段と、
信号の品質に関する品質情報を、前記送信機と共有する品質情報共有手段と、
フレームフォーマットに関する情報を、前記送信機と共有する方式情報共有手段とを備え、
前記選択手段が、前記送信機と共有したフレームフォーマットに関する情報に基づいて、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択することを特徴とする請求項７に記載の受信機。 - 受信した信号の品質を測定する品質測定手段と、
信号の品質に関する品質情報から、受信する信号に対する符号分割多重の有無及びその多重数を決定する多重数決定手段と、
信号の品質に関する品質情報を、前記送信機と共有する品質情報共有手段とを備え、
前記選択手段が、決定された符号分割多重の有無及びその多重数に応じて生成された制御情報により、前記第１の受信手段と前記第２の受信手段のいずれか一方を選択する
ことを特徴とする請求項７に記載の受信機。 - 前記品質測定手段が、前記第１のパイロット信号を用いて受信信号の遅延プロファイル推定する手段と、前記第２のパイロット信号を用いて受信信号の搬送波電力対干渉電力比を推定する手段を含み、
前記品質情報が、受信時に必要な受信信号の誤り率と、受信信号から推定された遅延プロファイル及び搬送波電力対干渉電力比と
を含むことを特徴とする請求項８から請求項１０のいずれかに記載の受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003039894A JP3816450B2 (ja) | 2003-02-18 | 2003-02-18 | 送信機及び受信機 |
| US10/780,591 US7317747B2 (en) | 2003-02-18 | 2004-02-17 | Transmitter and receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003039894A JP3816450B2 (ja) | 2003-02-18 | 2003-02-18 | 送信機及び受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004253899A true JP2004253899A (ja) | 2004-09-09 |
| JP3816450B2 JP3816450B2 (ja) | 2006-08-30 |
Family
ID=32866417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003039894A Expired - Lifetime JP3816450B2 (ja) | 2003-02-18 | 2003-02-18 | 送信機及び受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7317747B2 (ja) |
| JP (1) | JP3816450B2 (ja) |
Cited By (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007129538A1 (ja) * | 2006-05-01 | 2007-11-15 | Ntt Docomo, Inc. | 送信装置及び受信装置 |
| JP2007300314A (ja) * | 2006-04-28 | 2007-11-15 | Nec Corp | マルチユーザ通信システム、通信装置及びそれらを用いるマルチパス伝送路推定方法 |
| JP2008508803A (ja) * | 2004-07-27 | 2008-03-21 | ゼットティーイー・サン・ディエゴ・インコーポレーテッド | Ｏｆｄｍａまたはｏｆｄｍ通信システムにおける基準プリアンブル信号の送信及び受信 |
| WO2008078357A1 (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-03 | Fujitsu Limited | 無線通信方法及び基地局並びにユーザ端末 |
| JP2008536368A (ja) * | 2005-03-15 | 2008-09-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 準直交ｏｆｄｍシステムにおける重複係数に基づく電力制御 |
| JP2009507434A (ja) * | 2005-09-02 | 2009-02-19 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 通信チャネル推定 |
| WO2009041542A1 (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-02 | Kyocera Corporation | 無線通信装置及び受信品質推定方法 |
| JP2009522917A (ja) * | 2006-02-07 | 2009-06-11 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 多重搬送波システムに適用されるパイロット信号転送方法 |
| JP2009524348A (ja) * | 2006-01-18 | 2009-06-25 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | Ｆｄｍａ通信システムにおけるパイロット信号 |
| JP2009524362A (ja) * | 2006-01-20 | 2009-06-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおけるパイロット多重化のための方法および装置 |
| WO2010035758A1 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動局及び無線基地局 |
| JP2010529419A (ja) * | 2007-05-01 | 2010-08-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ワイヤレス通信システムの位置特定 |
| US8121105B2 (en) | 2006-04-25 | 2012-02-21 | Nec Corporation | Pilot signal transmission method and radio communication apparatus |
| US8179777B2 (en) | 2008-01-22 | 2012-05-15 | Nec Corporation | Transmitter and receiver for a wireless access system, transmission method and reception method of the wireless access system, and a program for same |
| JP4964143B2 (ja) * | 2005-12-01 | 2012-06-27 | パナソニック株式会社 | 無線送信装置及び無線送信方法 |
| US8412227B2 (en) | 2007-05-18 | 2013-04-02 | Qualcomm Incorporated | Positioning using enhanced pilot signal |
| US8442572B2 (en) | 2006-09-08 | 2013-05-14 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for adjustments for delta-based power control in wireless communication systems |
| US8451787B2 (en) | 2007-10-02 | 2013-05-28 | Nokia Siemens Networks Oy | Allocation of preamble sequences |
| US8452316B2 (en) | 2004-06-18 | 2013-05-28 | Qualcomm Incorporated | Power control for a wireless communication system utilizing orthogonal multiplexing |
| US8488487B2 (en) | 2006-09-08 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for fast other sector interference (OSI) adjustment |
| US8516314B2 (en) | 2004-06-18 | 2013-08-20 | Qualcomm Incorporated | Robust erasure detection and erasure-rate-based closed loop power control |
| US8514988B2 (en) | 2007-05-18 | 2013-08-20 | Qualcomm Incorporated | Enhanced pilot signal receiver |
| US8576787B2 (en) | 2007-08-15 | 2013-11-05 | Nokia Siemens Network Oy | Scheduling request transmission supporting high doppler |
| JP2014116966A (ja) * | 2005-03-07 | 2014-06-26 | Qualcomm Incorporated | 周波数分割多重化を利用する通信システムのパイロット送信およびチャネル推定 |
| US8848574B2 (en) | 2005-03-15 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
| US8849210B2 (en) | 2005-03-15 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
| US8929908B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-01-06 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for estimating reverse link loading in a wireless communication system |
| USRE50185E1 (en) | 2007-09-02 | 2024-10-22 | Nokia Solutions And Networks Oy | Allocation of preamble sequences |
Families Citing this family (60)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100703265B1 (ko) * | 2004-05-12 | 2007-04-03 | 삼성전자주식회사 | 멀티캐리어 변조 방식의 통신 시스템에서 피크-대-평균전력비를 감소시키는 송신기 및 수신기와 적응적피크-대-평균 전력비 제어 방법 |
| US7725076B2 (en) * | 2004-05-27 | 2010-05-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for maximizing throughput in the forward packet data channel of a 1xEVDV wireless network |
| JP4592523B2 (ja) | 2004-07-29 | 2010-12-01 | パナソニック株式会社 | 無線送信装置および無線受信装置 |
| US8023554B2 (en) * | 2004-10-06 | 2011-09-20 | Broadcom Corporation | Method and system for single antenna receiver system for WCDMA |
| US7813330B2 (en) * | 2004-12-03 | 2010-10-12 | Samsung Electronics Co., Ltd | Gap filler apparatus and method for providing cyclic delay diversity in a digital multimedia broadcasting system, and broadcasting relay network using the same |
| EP1827039B1 (en) * | 2004-12-14 | 2016-08-17 | Fujitsu Limited | Wireless communication device, and communication method |
| US8270514B2 (en) | 2005-01-17 | 2012-09-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication device |
| CN101112017B (zh) | 2005-02-03 | 2011-06-01 | 富士通株式会社 | 无线通信系统及无线通信方法 |
| JP4869724B2 (ja) * | 2005-06-14 | 2012-02-08 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 送信装置、送信方法、受信装置及び受信方法 |
| US7894514B2 (en) * | 2005-09-29 | 2011-02-22 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Receiver techniques for wireless communication |
| JP4527065B2 (ja) * | 2006-01-17 | 2010-08-18 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動局、通信システム及び送信方法 |
| WO2007109064A1 (en) * | 2006-03-17 | 2007-09-27 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for channel estimation using time-frequency localized pilots and de-noising techniques |
| WO2007136212A2 (en) * | 2006-05-19 | 2007-11-29 | Lg Electronics Inc. | A method of configuring wireless resource for effective and efficient transmission in a wireless communication system |
| WO2007141848A1 (ja) * | 2006-06-07 | 2007-12-13 | Fujitsu Limited | 基地局及びパイロット系列への周波数割り当て方法 |
| JP4881948B2 (ja) * | 2006-06-23 | 2012-02-22 | パナソニック株式会社 | 無線送信装置、無線受信装置、およびデータ生成方法 |
| EP2039026B1 (en) * | 2006-07-12 | 2017-01-11 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Method and apparatus for interference reduction |
| US7778151B2 (en) * | 2006-10-03 | 2010-08-17 | Texas Instruments Incorporated | Efficient scheduling request channel for wireless networks |
| US8457039B2 (en) * | 2006-10-24 | 2013-06-04 | Texas Instruments Incorporated | Random access channel design with hybrid CDM and FDM multiplexing of access |
| JP4957212B2 (ja) * | 2006-11-29 | 2012-06-20 | 富士通株式会社 | 無線フレーム可変制御による最適な無線通信方法及び，これを適用する無線通信システム |
| WO2008082273A1 (en) * | 2007-01-04 | 2008-07-10 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Random access preamble structure in extended cells environment |
| US20080225688A1 (en) * | 2007-03-14 | 2008-09-18 | Kowalski John M | Systems and methods for improving reference signals for spatially multiplexed cellular systems |
| US8611530B2 (en) * | 2007-05-22 | 2013-12-17 | Harris Corporation | Encryption via induced unweighted errors |
| GB0721425D0 (en) * | 2007-10-31 | 2007-12-12 | Icera Inc | Processing digital sampels in a wireless receiver |
| US9191059B2 (en) * | 2007-10-31 | 2015-11-17 | Icera Inc. | Processing digital samples in a wireless receiver |
| GB201001389D0 (en) | 2010-01-28 | 2010-03-17 | Icera Inc | A radio receiver in a wireless communication system |
| US8503285B2 (en) | 2008-01-04 | 2013-08-06 | Panasonic Corporation | Radio communication terminal device and radio transmission method |
| US8472309B2 (en) * | 2008-08-20 | 2013-06-25 | Qualcomm Incorporated | Using CDMA to send uplink signals in WLANs |
| US8406276B2 (en) | 2008-12-29 | 2013-03-26 | Harris Corporation | Communications system employing orthogonal chaotic spreading codes |
| US8457077B2 (en) | 2009-03-03 | 2013-06-04 | Harris Corporation | Communications system employing orthogonal chaotic spreading codes |
| US8509284B2 (en) | 2009-06-08 | 2013-08-13 | Harris Corporation | Symbol duration dithering for secured chaotic communications |
| US8428102B2 (en) | 2009-06-08 | 2013-04-23 | Harris Corporation | Continuous time chaos dithering |
| US8428103B2 (en) | 2009-06-10 | 2013-04-23 | Harris Corporation | Discrete time chaos dithering |
| US8428104B2 (en) * | 2009-07-01 | 2013-04-23 | Harris Corporation | Permission-based multiple access communications systems |
| US8406352B2 (en) | 2009-07-01 | 2013-03-26 | Harris Corporation | Symbol estimation for chaotic spread spectrum signal |
| US8379689B2 (en) * | 2009-07-01 | 2013-02-19 | Harris Corporation | Anti-jam communications having selectively variable peak-to-average power ratio including a chaotic constant amplitude zero autocorrelation waveform |
| US8848909B2 (en) | 2009-07-22 | 2014-09-30 | Harris Corporation | Permission-based TDMA chaotic communication systems |
| KR101274115B1 (ko) * | 2009-10-06 | 2013-06-13 | 한국전자통신연구원 | 스크램블 장치 및 이의 동작 방법 |
| KR101226956B1 (ko) * | 2009-10-23 | 2013-01-28 | 한국전자통신연구원 | 편광 다중 광 ｏｆｄｍ 송신기 및 수신기 |
| US8385305B1 (en) | 2012-04-16 | 2013-02-26 | CBF Networks, Inc | Hybrid band intelligent backhaul radio |
| US9713019B2 (en) | 2011-08-17 | 2017-07-18 | CBF Networks, Inc. | Self organizing backhaul radio |
| US10716111B2 (en) | 2011-08-17 | 2020-07-14 | Skyline Partners Technology Llc | Backhaul radio with adaptive beamforming and sample alignment |
| US8422540B1 (en) | 2012-06-21 | 2013-04-16 | CBF Networks, Inc. | Intelligent backhaul radio with zero division duplexing |
| US10764891B2 (en) | 2011-08-17 | 2020-09-01 | Skyline Partners Technology Llc | Backhaul radio with advanced error recovery |
| US10708918B2 (en) | 2011-08-17 | 2020-07-07 | Skyline Partners Technology Llc | Electronic alignment using signature emissions for backhaul radios |
| US9049611B2 (en) | 2011-08-17 | 2015-06-02 | CBF Networks, Inc. | Backhaul radio with extreme interference protection |
| US8238318B1 (en) | 2011-08-17 | 2012-08-07 | CBF Networks, Inc. | Intelligent backhaul radio |
| US10051643B2 (en) * | 2011-08-17 | 2018-08-14 | Skyline Partners Technology Llc | Radio with interference measurement during a blanking interval |
| US8502733B1 (en) | 2012-02-10 | 2013-08-06 | CBF Networks, Inc. | Transmit co-channel spectrum sharing |
| US8467363B2 (en) | 2011-08-17 | 2013-06-18 | CBF Networks, Inc. | Intelligent backhaul radio and antenna system |
| US20220070867A1 (en) * | 2011-08-17 | 2022-03-03 | Skyline Partners Technology Llc | Backhaul radio with advanced error recovery |
| US8989762B1 (en) | 2013-12-05 | 2015-03-24 | CBF Networks, Inc. | Advanced backhaul services |
| US9474080B2 (en) | 2011-08-17 | 2016-10-18 | CBF Networks, Inc. | Full duplex backhaul radio with interference measurement during a blanking interval |
| US10548132B2 (en) | 2011-08-17 | 2020-01-28 | Skyline Partners Technology Llc | Radio with antenna array and multiple RF bands |
| US8761100B2 (en) | 2011-10-11 | 2014-06-24 | CBF Networks, Inc. | Intelligent backhaul system |
| US8928542B2 (en) | 2011-08-17 | 2015-01-06 | CBF Networks, Inc. | Backhaul radio with an aperture-fed antenna assembly |
| US8982772B2 (en) | 2011-08-17 | 2015-03-17 | CBF Networks, Inc. | Radio transceiver with improved radar detection |
| USD704174S1 (en) | 2012-08-14 | 2014-05-06 | CBF Networks, Inc. | Intelligent backhaul radio with symmetric wing radome |
| CN107800474A (zh) * | 2016-09-07 | 2018-03-13 | 富士通株式会社 | 噪声强度的检测装置、方法以及相干光接收机 |
| US11483123B2 (en) | 2019-09-13 | 2022-10-25 | Nokomis, Inc | Direct conversion receiver using coherent integration |
| US12088398B1 (en) | 2020-02-29 | 2024-09-10 | Space Exploration Technologies Corp. | Configurable orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal and transmitter and receiver for same |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5995539A (en) * | 1993-03-17 | 1999-11-30 | Miller; William J. | Method and apparatus for signal transmission and reception |
| US6665308B1 (en) * | 1995-08-25 | 2003-12-16 | Terayon Communication Systems, Inc. | Apparatus and method for equalization in distributed digital data transmission systems |
| RU2145152C1 (ru) * | 1998-10-08 | 2000-01-27 | Гармонов Александр Васильевич | Способ ортогональной разнесенной передачи-приема сигнала в сотовой системе радиосвязи с кодовым разделением каналов |
| JP3683128B2 (ja) | 1999-07-06 | 2005-08-17 | 日本電気株式会社 | 無線通信機および無線通信機の消費電力制御方法 |
| US6654431B1 (en) * | 1999-09-15 | 2003-11-25 | Telcordia Technologies, Inc. | Multicarrier personal access communication system |
| US6967998B1 (en) * | 1999-11-12 | 2005-11-22 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for monitoring transmission quality |
| US7082174B1 (en) * | 2000-07-24 | 2006-07-25 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for processing a modulated signal using an equalizer and a rake receiver |
| KR100353641B1 (ko) * | 2000-12-21 | 2002-09-28 | 삼성전자 주식회사 | 부호분할다중접속 이동통신시스템의 기지국 전송 안테나다이버시티 장치 및 방법 |
| US7024166B2 (en) * | 2002-12-18 | 2006-04-04 | Qualcomm, Incorporated | Transmission diversity systems |
-
2003
- 2003-02-18 JP JP2003039894A patent/JP3816450B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2004
- 2004-02-17 US US10/780,591 patent/US7317747B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (66)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8452316B2 (en) | 2004-06-18 | 2013-05-28 | Qualcomm Incorporated | Power control for a wireless communication system utilizing orthogonal multiplexing |
| US8478202B2 (en) | 2004-06-18 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Power control for a wireless communication system utilizing orthogonal multiplexing |
| US8516314B2 (en) | 2004-06-18 | 2013-08-20 | Qualcomm Incorporated | Robust erasure detection and erasure-rate-based closed loop power control |
| US8543152B2 (en) | 2004-06-18 | 2013-09-24 | Qualcomm Incorporated | Power control for a wireless communication system utilizing orthogonal multiplexing |
| JP2008508803A (ja) * | 2004-07-27 | 2008-03-21 | ゼットティーイー・サン・ディエゴ・インコーポレーテッド | Ｏｆｄｍａまたはｏｆｄｍ通信システムにおける基準プリアンブル信号の送信及び受信 |
| US8116195B2 (en) | 2004-07-27 | 2012-02-14 | Zte (Usa) Inc. | Transmission and reception of reference preamble signals in OFDMA or OFDM communication systems |
| JP2014116966A (ja) * | 2005-03-07 | 2014-06-26 | Qualcomm Incorporated | 周波数分割多重化を利用する通信システムのパイロット送信およびチャネル推定 |
| US9419676B2 (en) | 2005-03-07 | 2016-08-16 | Qualcomm Incorporated | Pilot transmission and channel estimation for a communication system utilizing frequency division multiplexing |
| US8942639B2 (en) | 2005-03-15 | 2015-01-27 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
| US8848574B2 (en) | 2005-03-15 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
| JP2008536368A (ja) * | 2005-03-15 | 2008-09-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 準直交ｏｆｄｍシステムにおける重複係数に基づく電力制御 |
| US8879425B2 (en) | 2005-03-15 | 2014-11-04 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
| US8849210B2 (en) | 2005-03-15 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
| JP4908492B2 (ja) * | 2005-03-15 | 2012-04-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 準直交ｏｆｄｍシステムにおける重複係数に基づく電力制御 |
| JP2013153440A (ja) * | 2005-09-02 | 2013-08-08 | Qualcomm Inc | 通信チャネル推定 |
| US8619884B2 (en) | 2005-09-02 | 2013-12-31 | Qualcomm Incorporated | Communication channel estimation |
| JP2009507434A (ja) * | 2005-09-02 | 2009-02-19 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 通信チャネル推定 |
| US8929908B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-01-06 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for estimating reverse link loading in a wireless communication system |
| JP4964143B2 (ja) * | 2005-12-01 | 2012-06-27 | パナソニック株式会社 | 無線送信装置及び無線送信方法 |
| JP2009524348A (ja) * | 2006-01-18 | 2009-06-25 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | Ｆｄｍａ通信システムにおけるパイロット信号 |
| US8130857B2 (en) | 2006-01-20 | 2012-03-06 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system |
| JP2009524362A (ja) * | 2006-01-20 | 2009-06-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおけるパイロット多重化のための方法および装置 |
| US9225452B2 (en) | 2006-01-20 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pilot multiplexing in a wireless communication system |
| JP2009522917A (ja) * | 2006-02-07 | 2009-06-11 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 多重搬送波システムに適用されるパイロット信号転送方法 |
| US9203569B2 (en) | 2006-02-07 | 2015-12-01 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting pilot for multiple carrier system |
| US9705651B2 (en) | 2006-02-07 | 2017-07-11 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting pilot for multiple carrier system |
| US10270571B2 (en) | 2006-02-07 | 2019-04-23 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting pilot for multiple carrier system |
| US8121105B2 (en) | 2006-04-25 | 2012-02-21 | Nec Corporation | Pilot signal transmission method and radio communication apparatus |
| US9392492B2 (en) | 2006-04-25 | 2016-07-12 | Nec Corporation | Pilot signal transmission method and radio communication apparatus |
| US9735938B2 (en) | 2006-04-25 | 2017-08-15 | Nec Corporation | Pilot signal transmission method and radio communication apparatus |
| US8964717B2 (en) | 2006-04-25 | 2015-02-24 | Nec Corporation | Pilot signal transmission method and radio communication apparatus |
| JP2007300314A (ja) * | 2006-04-28 | 2007-11-15 | Nec Corp | マルチユーザ通信システム、通信装置及びそれらを用いるマルチパス伝送路推定方法 |
| US8498347B2 (en) | 2006-05-01 | 2013-07-30 | Ntt Docomo, Inc. | Transmission apparatus and reception apparatus |
| US8498351B2 (en) | 2006-05-01 | 2013-07-30 | Ntt Docomo, Inc. | Transmission apparatus and reception apparatus |
| KR101306163B1 (ko) | 2006-05-01 | 2013-09-10 | 가부시키가이샤 엔티티 도코모 | 송신장치 및 수신장치 |
| WO2007129538A1 (ja) * | 2006-05-01 | 2007-11-15 | Ntt Docomo, Inc. | 送信装置及び受信装置 |
| US8670777B2 (en) | 2006-09-08 | 2014-03-11 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for fast other sector interference (OSI) adjustment |
| US8442572B2 (en) | 2006-09-08 | 2013-05-14 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for adjustments for delta-based power control in wireless communication systems |
| US8488487B2 (en) | 2006-09-08 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for fast other sector interference (OSI) adjustment |
| US8670465B2 (en) | 2006-12-22 | 2014-03-11 | Fujitsu Limited | Radio communication method and a base station and user terminal thereof |
| JP4808260B2 (ja) * | 2006-12-22 | 2011-11-02 | 富士通株式会社 | 無線通信方法及び基地局並びにユーザ端末 |
| AU2006352302C1 (en) * | 2006-12-22 | 2012-08-16 | Fujitsu Limited | Wireless communication method, base station, and user terminal |
| US8654794B2 (en) | 2006-12-22 | 2014-02-18 | Fujitsu Limited | Radio communication method and a base station and user terminal thereof |
| US9660853B2 (en) | 2006-12-22 | 2017-05-23 | Fujitsu Limited | Radio communication method and a base station and user terminal thereof |
| WO2008078357A1 (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-03 | Fujitsu Limited | 無線通信方法及び基地局並びにユーザ端末 |
| US9369327B2 (en) | 2006-12-22 | 2016-06-14 | Fujitsu Limited | Radio communication method and a base station and user terminal thereof |
| US8351469B2 (en) | 2006-12-22 | 2013-01-08 | Fujitsu Limited | Radio communication method and a base station and user terminal thereof |
| AU2006352302B2 (en) * | 2006-12-22 | 2011-06-30 | Fujitsu Limited | Wireless communication method, base station, and user terminal |
| JP2013040947A (ja) * | 2007-05-01 | 2013-02-28 | Qualcomm Inc | ワイヤレス通信システムの位置特定 |
| US8326318B2 (en) | 2007-05-01 | 2012-12-04 | Qualcomm Incorporated | Position location for wireless communication systems |
| JP2010529419A (ja) * | 2007-05-01 | 2010-08-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ワイヤレス通信システムの位置特定 |
| US9726752B2 (en) | 2007-05-01 | 2017-08-08 | Qualcomm Incorporated | Position location for wireless communication systems |
| US8514988B2 (en) | 2007-05-18 | 2013-08-20 | Qualcomm Incorporated | Enhanced pilot signal receiver |
| US9119026B2 (en) | 2007-05-18 | 2015-08-25 | Qualcomm Incorporated | Enhanced pilot signal |
| US9198053B2 (en) | 2007-05-18 | 2015-11-24 | Qualcomm Incorporated | Positioning using enhanced pilot signal |
| US8412227B2 (en) | 2007-05-18 | 2013-04-02 | Qualcomm Incorporated | Positioning using enhanced pilot signal |
| US8576787B2 (en) | 2007-08-15 | 2013-11-05 | Nokia Siemens Network Oy | Scheduling request transmission supporting high doppler |
| USRE50185E1 (en) | 2007-09-02 | 2024-10-22 | Nokia Solutions And Networks Oy | Allocation of preamble sequences |
| WO2009041542A1 (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-02 | Kyocera Corporation | 無線通信装置及び受信品質推定方法 |
| US8451787B2 (en) | 2007-10-02 | 2013-05-28 | Nokia Siemens Networks Oy | Allocation of preamble sequences |
| RU2495526C2 (ru) * | 2007-10-02 | 2013-10-10 | Нокиа Сименс Нетворкс Ой | Распределение последовательностей преамбулы |
| US8179777B2 (en) | 2008-01-22 | 2012-05-15 | Nec Corporation | Transmitter and receiver for a wireless access system, transmission method and reception method of the wireless access system, and a program for same |
| WO2010035758A1 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-01 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動局及び無線基地局 |
| JP2010081446A (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-08 | Ntt Docomo Inc | 移動局及び無線基地局 |
| JP4465020B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2010-05-19 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動局及び無線基地局 |
| US8705420B2 (en) | 2008-09-26 | 2014-04-22 | Ntt Docomo, Inc. | Mobile station and radio base station |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7317747B2 (en) | 2008-01-08 |
| JP3816450B2 (ja) | 2006-08-30 |
| US20040165650A1 (en) | 2004-08-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040916 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20040921 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060113 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060530 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060607 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120616 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120616 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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