JP2009507434A - 通信チャネル推定 - Google Patents

通信チャネル推定 Download PDF

Info

Publication number
JP2009507434A
JP2009507434A JP2008529346A JP2008529346A JP2009507434A JP 2009507434 A JP2009507434 A JP 2009507434A JP 2008529346 A JP2008529346 A JP 2008529346A JP 2008529346 A JP2008529346 A JP 2008529346A JP 2009507434 A JP2009507434 A JP 2009507434A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
channel
frequency domain
parameter
noise
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2008529346A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5265364B2 (ja
Inventor
ガール、ピーター
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of JP2009507434A publication Critical patent/JP2009507434A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5265364B2 publication Critical patent/JP5265364B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097Interference-related aspects
    • H04B1/7103Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7105Joint detection techniques, e.g. linear detectors
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0212Channel estimation of impulse response
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/022Channel estimation of frequency response
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0224Channel estimation using sounding signals
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592Adaptation methods
    • H04L2025/03745Timing of adaptation
    • H04L2025/03764Timing of adaptation only during predefined intervals
    • H04L2025/0377Timing of adaptation only during predefined intervals during the reception of training signals

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

チャネル推定器は、既知の送信信号と雑音信号とを備える受信信号に基づいて、無線通信チャネルの特性を示すチャネル推定パラメータを決定するように構成される。チャネル推定器は、周波数の関数である既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示を、受信信号に適用するように構成される。
【選択図】 図1

Description

本発明は、一般に、通信システムに関し、更に詳しくは、チャネル推定に関する。
(35 U.S.C.§119の下の優先権主張)
本願は、本願の譲受人に譲渡され、本明細書において参照によって明確に組み込まれている、2005年9月2日出願の「MEMO ON IMPROVED CHANNEL ESTIMATION ALGORITHM」と題された仮出願60/713,995号の優先権を主張する。
無線通信システムにおける受信機は、受信信号に関する無線通信チャネルの影響を取り消すために、受信信号をフィルタするかまたは処理するチャネル補償器をしばしば利用する。無線通信チャネルは、しばしば、散乱やマルチフェージングといったチャネル特性を有し、信号の複数のバージョンが、異なる時間にアクセス端末デバイスに到着する。チャンネル補償器は、受信信号の復調前にこの信号を処理する。符号分割多元接続(CDMA)システムでは、例えば、この受信信号は、復調される前に、無線チャネル特性を少なくとも部分的に補償する線形等化器によって処理される。しかしながら、従来のチャネル推定器は、等化器機能のパフォーマンスを最大化しない不完全なチャネル推定を提供することに制限されている。特に、従来のチャネル推定器は、判定フィードバック等化器(DFE: decision feedback equalizer)とともに使用するための十分正確なチャネル推定を提供することができない。
従って、改善されたチャネル推定器に対するニーズがある。
チャネル推定器は、既知の送信信号および雑音信号を含む受信信号に基づいて、無線通信チャネルの特性を示すチャネル推定パラメータを決定するように構成される。チャネル推定器は、周波数の関数である既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示を受信信号に適用するように構成されている。
チャネル推定器は、無線通信チャネルを介して受信された信号に基づいて、無線通信チャネルのチャネル推定値を決定する。この受信信号は、少なくとも1つの既知の送信信号および雑音を含んでいる。典型的な実施形態では、チャネル推定器は、チャネルパラメータを決定するチャネルアナライザと、雑音低減パラメータを決定する非パスチャネルアジャスタとを含む。パラメータプロセッサは、チャネルパラメータと雑音低減パラメータとを合成して、チャネル推定値を生成する。チャネル推定値は、受信信号を処理するために使用される判定フィードバック等化器(DFE)または線形等化器に適用することができる。チャネルアナライザは、周波数領域で表示される場合、既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数を含む逆等化関数を、受信信号へ適用する。非パスチャネルアジャスタは、雑音低減パラメータを決定する。これは、チャネル推定値の一部として適用された場合、識別された信号パス遅延間の時間遅延ウィンドウ内でチャネル推定値を少なくとも部分的に低減する。サーチャは、基地局から受信機への信号パス間の相対的な時間遅延を識別するために、パイロット信号の時間遅延バージョンを検出する。ウィンドウフィルタは、パラメータプロセッサにおいて適用するための適切な雑音低減パラメータを決定する。その結果、識別された信号パス間の時間ウィンドウ内で、チャネル推定値が少なくとも部分的に低減される。
「典型的」(exemplary)なる用語は、本明細書では、「例、事例、または例示として役立つ」ことを意味するために使用される。本明細書で「典型的」であると記載される何れの実施形態も、他の実施形態よりも好適であるとか有利であるとか必ずしも解釈される必要はない。
図1は、本発明の典型的な実施形態に従ったチャネル補償器101に接続されたチャネル推定器100のブロック図である。チャネル推定器100は、ハードウェア、ソフトウェアおよび/またはファームウェアからなる任意の組合せで実現されうる。典型的な実施形態では、例えばセルラハンドセットやその他のポータブル通信デバイスのようなアクセス端末内のプロセッサ上で動作するソフトウェアコードが、チャネル推定器100の機能を実行するため計算、比較、および調節を実行する。チャネル推定器100に関して記述されたブロックの様々な機能および動作は、任意の数のデバイス、回路あるいは要素において実現されうる。機能ブロックのうちの複数は、単一デバイス内に統合することができる。また、任意の単一デバイスにおいて実行されるものとして記載された機能は、ある環境において、幾つかのデバイスによって実現されうる。例えば、サーチャ118の機能のうちの幾つかは、ある環境では、チャネルアナライザによって実行されうる。特定の実装に依存して、信号のうちの幾つかは、時間領域または周波数領域で処理されうる。典型的な実施形態におけるチャネル推定器100は、簡潔さおよび明瞭さのために図1で省略したその他の機能およびブロックも含む。
チャネル推定器100は、基地局から送信され無線通信チャネルを介して受信された信号を処理するために、線形等化器あるいは判定フィードバック等化器のようなチャネル補償器101によって使用されるチャネル推定値104を生成する。結果として得られる補償信号106は、更なる処理のために、受信機内の復調器へ転送される。チャネル推定値104は、周波数の関数であり、無線通信チャネルのネガティブな影響を低減するために、チャネル補償器101によって利用されることが可能なパラメータ、変数および/または定数の任意の組み合わせを含むことができる。例えば、チャネル補償器101は、雑音を除去し、受信信号102を操作して、到来する信号102の複数の時間遅延バージョンを組み合わせる。適切なチャネル補償器の一例は、その全体が本明細書において参照によって組み込まれている“Decision Feedback Equalizer for Code Division Multiplexed Signals”と題され2006年3月21日に出願された米国特許出願XX/XXX,XXX(代理人整理番号051238)に記載されているDFEを含む。
チャネル推定器100は、典型的な実施形態において、チャネルアナライザ108および信号パスプロセッサ110を含む。しかしながら、幾つかの状況では、信号パスプロセッサ110またはチャネルアナライザ108は、省略されうる。更に、チャネル推定値104を生成するために、チャネルパラメータ112を生成するためのその他の技術が、信号パスプロセッサ110とともに使用される。到来する受信信号102は、チャネル補償器101、チャネルアナライザ108、および信号パスプロセッサ110において受信される。
チャネルアナライザ108は、無線通信チャネル特性を示すチャネルパラメータ112を決定するために、受信信号に、逆等化関数を適用する。この逆等化関数は、周波数領域における表示に関して議論されるが、チャネルアナライザ108は、時間領域における処理を実行することもできる。例えば、チャネルアナライザ108応答は、周波数領域で設計されるかもしれないが、ある環境では時間領域で実施されうる。当業者であれば、様々な時間−周波数領域変換、周波数−時間領域変換、および周波数領域処理が組み合わされ、時間領域において処理されうることを認識するだろう。逆等化関数は、周波数領域で表わされた時、既知の信号成分および雑音成分の合成の逆数を含む。従って、チャネルアナライザ108によって生成されるチャネルパラメータ112は、チャネルアナライザ108によって使用された例えばパイロット信号のような基準信号の信号対雑音比(SNR)に部分的に基づく。基準信号が高いSNRを持つ周波数成分は、チャネルパラメータ112を決定する場合に、チャネルアナライザ108によって強調される。逆に、基準信号が低いSNRを持つ周波数成分は、チャネルパラメータ112を決定する場合に、チャネルアナライザ108によって軽視される。典型的なチャネルアナライザ108を、図2を参照して更に詳細に説明する。
パラメータプロセッサ116によって適用された場合、フィルタ時間ウィンドウ内で、チャネルパラメータ112の振幅を少なくとも部分的に低減する雑音低減パラメータ114を、信号パスプロセッサ110は生成する。チャネルパラメータに適用された時、雑音低減パラメータは、フィルタ時間ウィンドウを反映するチャネル推定値になる。その結果、チャネル補償器101によって適用された場合、雑音が低減される。従って、雑音低減パラメータ114は、特定の遅延において存在する信号パスの尤度に関連する情報を提供することによって、補償信号106における雑音を低減する。サーチャ118は、例えばパイロット信号のような既知の信号の時間オフセットバージョンを検出することにより、信号パス間の相対的な時間遅れを識別する。サーチャ118は、以下に説明するような典型的な実施形態において、周波数領域で実施されるが、サーチャ118は、ある環境では、時間領域内で実施されうる。サーチャ118は、信号パス間の少なくともパス時間オフセット120を含む信号パス記述を生成する。典型的な実施形態では、最小の遅れを伴う信号パスのような基準信号パスからの時間オフセットが、信号パスの関連する振幅および位相とともにメモリに格納される。従って、サーチャ118は、対応する振幅および位相とともに信号パス時間オフセットのテーブルを作成する。パス時間オフセット120の決定のための適切な技術について、図6を参照して以下に記載する。ウィンドウフィルタ122は、チャネル補償信号106における雑音を低減するためにフィルタされるべき識別済パス時間オフセット間のフィルタウィンドウを決定する。ウィンドウフィルタは、雑音低減パラメータ114を生成する。これは、パラメータプロセッサ116によって適用された場合、チャネル推定値によって反映されるようなパス時間オフセット間のフィルタウィンドウとなる。典型的な実施形態では、フィルタウィンドウは、識別された信号パス時間オフセットのおのおのから±3.5チップ伸びる送信ウィンドウ間に配置される。従って、フィルタウィンドウは、パス時間オフセットにおいて中心を持つ7チップ長さの送信ウィンドウ間に配置される。後述するように、識別された信号パスから実質的に離れた遅れにおける雑音を低減するために、最大遅延フィルタウィンドウが、最大遅延送信ウィンドウの外部に適用される。
生成された雑音低減パラメータ114は、パラメータプロセッサ116によって処理された場合、フィルタ時間ウィンドウ内のチャネルパラメータ112を少なくとも部分的に減衰させる。ある状況では、フィルタ時間ウィンドウ内でチャネルパラメータ112を完全に減衰させるために、チャネル推定値104をゼロに設定することができる。ウィンドウフィルタ122によって生成される雑音低減パラメータ114は、パラメータプロセッサ116によって処理された場合、チャネルパラメータ112が、フィルタ時間ウィンドウ外で変化しないように設定されうる。典型的な実施形態では、フィルタ時間ウィンドウの外側の位置は、識別された信号パス時間オフセットのうちの少なくとも1つから常に±3.5チップ内である。典型的な実施形態では、雑音低減パラメータ114は、チャネルパラメータが、フィルタ時間ウィンドウの外側で全く減衰されず、フィルタ時間ウィンドウ内で完全に減衰されるように設定される。しかしながら、雑音低減パラメータ114のその他の設定もまた可能である。例えば、雑音低減パラメータ114は、推定されたパラメータSNRに基づいて、チャネルパラメータ112が、適切なスケーリングファクタを持って、フィルタ時間ウィンドウの外部で減衰されるか、または、それらの振幅が、適切に選択されたしきい値よりも下がる場合にのみチャネルパラメータ112が完全に減衰されるように設定される。そのようなしきい値は、例えば、予測される雑音振幅よりも高いある倍数において、または、最大チャネルパラメータ112振幅よりも低いある割合において、または、全ての周波数にわたって取られたチャネルパラメータ112の平方自乗平均(RMS)よりも低いある割合になるように選択される。例えば、適切なスケーリングまたはしきい値設定のような類似技術もまた、フィルタ時間ウィンドウ内に適用される雑音低減パラメータ114を決定する際に使用することができる。一般に、スケーリングファクタまたはしきいレベルは、フィルタ時間ウィンドウの内側および外側の異なる値に設定される。典型的な実施形態では、それらスケーリングファクタは、0および1にそれぞれ設定される。
パラメータプロセッサ116は、雑音低減パラメータ114をチャネルパラメータ112と組み合わせて、信号パスプロセッサ110のフィルタイングと、チャネルアナライザ108の等化機能とを反映するチャネル推定値104を生成する。チャネル推定値104は、チャネル補償器101に適用され、復調器による更なる処理の前に、補償された受信信号106の信号対雑音比(SNR)が最大化される。
図2は、典型的なチャネルアナライザ108のブロック図である。上述したように、チャネルアナライザ108は、応答が周波数領域で検討されるが、周波数領域または時間領域でも実施されうる。例えば、高速フーリエ変換(FFT)、逆FFT(IFFT)、および図2を参照して記述される逆等化関数が、周波数領域ではなく時間領域における計算を実行する時間領域実施に組み合わされる。しかしながら、多くの状況において、周波数領域実施を用いてプロセッサによって実行される計算タスクは、時間領域実施において必要とされる計算タスクよりも大変ではない。
受信信号102は、FFTプロセッサ202によって、時間領域表示から周波数領域表示へ変換される。周波数領域逆等化器204は、チャネルパラメータ112を決定するために、周波数領域受信信号へ逆等化関数を適用する。逆等化関数は、既知の信号成分および雑音成分に少なくとも部分的に基づく。周波数領域で表された場合、逆等化関数は、既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数を含む。典型的な実施形態では、逆等化関数は、
Figure 2009507434
に等しい。ここで、K(f)は、周波数の関数である周波数領域における既知の信号の複素共役であり、Nは、推定された雑音スペクトル密度である。従って、既知の信号成分は、周波数の関数である既知の信号の絶対値の平方であり、雑音成分は、推定された雑音の絶対値の平方である。推定された雑音206,Nは、幾つかの状況においては周波数の関数であるが、典型的な実施形態では定数である。典型的な実施形態では、Nは、周期にわたって連続的に復調されたパイロットシンボルの差のRMSに基づいて決定される。連続的に復調されたパイロットシンボル間の差が計算され、この差のRMSが、適切な期間にわたって判定される。典型的な実施形態では、その期間は32パイロットシンボルであるが、他の期間もまた使用することができる。Nは、適切な規格化ファクタを用いてスケーリングされた後の計算済RMS値に設定される。規格化ファクタは、パイロットシンボル長さ、信号帯域幅、周波数分解能、および、幾つかの状況においては恐らくその他のファクタに基づいて決定される。
既知の信号208は、周波数の関数であり、例えばパイロット信号210のように、メモリ内のアプリオリな信号と、受信機214によって受信された後に決定された受信信号212との任意の組み合わせを含む。既知の信号は、逆等化器204によって処理された場合、周波数領域で表示されるので、パイロット信号210は、周波数領域表示として格納されるか、周波数領域へ変換されるかの何れかである。パイロット信号表示は、パルス形状のスペクトル表示と同様に、パイロットシーケンスも反映する。
受信および復調された信号は、受信信号に対応する推定送信信号を再生成するために、基地局で使用される技術に従って変調および処理される。信号再生成部216は、推定送信信号218を生成するために、基地局におけるものと同じ技術を用いて、信号を変調、拡散、スクランブル、もしくは処理する。推定送信信号218は、既知の信号208の一部として逆等化器204へ適用される前に、FFTプロセッサ220によって周波数領域へ変換される。
従って、典型的な実施形態では、チャネルアナライザ108は、既知の信号の平方と雑音推定値の平方とによって除された既知の信号の複素共役に等しい周波数領域表示の逆等化関数を適用する。従って、逆等化関数は、典型的な実施形態において、最小平均自乗誤差(MMSE)関数である。結果として得られるチャネルパラメータは、受信機による更なる処理の前に、受信信号の信号対雑音比(SNR)を最大化するために、例えばDFEのようなチャネル補償器に適用される。
図3は、典型的な信号パスプロセッサ110のブロック図である。サーチャ118は、信号102の一部であるパイロット信号の時間オフセットバージョンを識別する。典型的な実施形態では、サーチャ118は、周波数領域において、到来信号102を処理する。その結果、受信信号102は、FFTプロセッサ302において、時間領域から周波数領域へ変換される。サーチャ118は、周波数領域における畳み込み演算を行なうために、パディングされたパイロット基準信号を使用する。パスサーチャ118は、受信機システムにおいて受信されたパイロット信号の時間シフトバージョンに基づいて、送信機から受信機システムへの複数の信号パスを識別する。時間領域サーチャの一例は、到来するデータストリーム(受信信号)を、パイロットチャネル(CPICH)の準ランダム雑音(PN)シーケンスのローカルコピーと相関付ける相関器を含む。基地局から送信されたパイロット信号は、オリジナルのパイロット信号の時間シフトバージョンとしてサーチャに到着する。サーチャ118は、基地局から受信機システムへの信号パスを識別するために、複数の時間シフト信号の相対的な時間オフセットとエネルギーレベルを判定する。周波数領域において2つの信号を掛け合わせることによって、時間領域における周期的な畳み込みとなる。ブロック長さよりも長いパイロットシーケンスを用いて基準パイロット信号を処理する際における誤りを最小にするために、基準パイロット信号がパディングされ、周波数領域における周期的な畳み込みが可能となる。典型的な実施形態では、プレフィックスおよびサフィックスがパイロットシーケンスに加えられる。適切なサフィックスおよびプレフィックスは、パイロットシーケンスの開始および終了において、パイロットシーケンスにゼロパディングすることを含む。
結果として得られる周波数領域におけるスペクトルは、識別されたパイロット信号バージョンの表示と、周波数領域における信号パスの表示とを含む。周波数領域信号パス306は、IFFTプロセッサ308によって、周波数領域から時間領域へ変換される。信号パス120の時間領域表示は、適切なフィルタウィンドウを決定するために、時間領域においてウィンドウフィルタ122によって適用される。
図4は、時間スペクトル400内の識別済信号パス402,404および406の例示である。図4は3つの信号パス402,404および406を示すが、任意の数の信号パスがサーチャ118によって識別されうる。ウィンドウフィルタ122は、識別された信号パスのまわりに送信ウィンドウ408,412および414を、他の遅延時間内にフィルタウィンドウ416,418を配置する。典型的な実施形態では、送信ウィンドウ408,412,414の各々は、7チップの長さを持っており、識別された信号パスを中心としている。合成送信ウィンドウ410は、2つのオーバーラップする送信ウィンドウ412,414によって形成される。従って、図4に示す例では、第1のフィルタ時間ウィンドウ416は、第1の識別信号パス402から3.5乃至6.5チップの間にある。第2のウィンドウ418は、14.5チップから次の送信ウィンドウ(図示せず)まで及ぶ。ウィンドウフィルタ122は、パラメータプロセッサ116によってチャネルパラメータ112へ適用されるフィルタ時間ウィンドウ416,418になる雑音低減パラメータ114を生成する。フィルタ時間ウィンドウ416,418は、時間ウィンドウ内のチャネル推定値104をゼロに設定することによってチャネルパラメータ112を完全に減衰させるか、または、その他の減衰レベルを適用する。しかしながら、送信ウィンドウ408,412および414内では、チャネル推定値104は、対応するチャネルパラメータ112と同じに設定される。あるいは、適切に選択された減衰が適用されうる。チャネルパラメータ112とチャネル推定値104との間の関係は、チャネルパラメータがフィルタ時間ウィンドウ内に入るか、送信ウィンドウ内に入るかに少なくとも部分的に応じて判定される。
典型的な実施形態では、識別された信号パス402,404,406から極めて離れた遅れにおける雑音を低減するために、最大遅延フィルタウィンドウ422が、最大遅延送信ウィンドウ420の外側に適用される。適切な最大遅延送信ウィンドウ420は、CDMA2000プロトコルに従って動作するシステムの場合、−4チップから+20チップへ及ぶ。最大遅延フィルタウィンドウ422は、最大遅延送信ウィンドウ420から伸びており、信号パスが存在することがほとんどありそうもない領域における雑音を低減する。CDMA2000システムの場合、16チップからなる遅延は、フィルタ信号パスを回避するために十分長いが、最初の到来信号が検出されないかもしれず、信号のサイドローブが最大遅延フィルタウィンドウ422の端部近傍で検出されうるフィルタパスを回避するために、更に4チップが加えられる。
図5は、本発明の典型的な実施形態に従ってチャネル推定値を生成する方法のフローチャートである。この方法は、ハードウェア、ソフトウェア、および/またはファームウェアからなる任意の組み合わせによって実施されうる。典型的な実施形態では、この方法は、特定用途向けIC(ASIC)によって実施される。
ステップ502では、チャネルパラメータが生成される。周波数の関数である既知の信号成分と、周波数領域で表される雑音成分との合成の逆数が、到来する受信信号に適用される。典型的な実施形態では、受信信号は、周波数領域において、
Figure 2009507434
によって掛け合わされる。雑音推定値Nは、幾つかの状況において、周波数の関数でありうる。
ステップ504では、雑音低減パラメータが生成される。パラメータプロセッサによって適用された時、雑音低減パラメータは、どの信号パスも識別されない時間ウィンドウ内において、チャネルパラメータを少なくとも部分的に減衰させる時間フィルタウィンドウとなる。典型的な実施形態では、フィルタ時間ウィンドウが、送信ウィンドウ間の時間遅れに配置される。ここでは、識別された信号パスの時間遅れの後、3.5チップに至る前に、時間ウィンドウが3.5チップ確立される。サーチャが、パス時間オフセット120を識別した後、ウィンドウフィルタ122は、時間ウィンドウのサイズおよび位置を決定する。図6に関して以下に記載する方法は、パス時間オフセット120を決定するための適切な技術の例を与える。
ステップ506において、雑音低減パラメータおよびチャネルパラメータが組み合わされ、チャネル推定値が生成される。例えばDFEまたは線形等化器のようなチャネル補償器が適用された場合、チャネル推定値は、信号パスを含まないであろう時間遅れ内での信号の寄与を最小にすることによって、無線通信チャネルの影響を最小化し、雑音を低減する。
図6は、実施形態に従ってパス時間オフセット120を決定する方法のフローチャートである。従って、図6を参照して示す方法は、パス時間オフセット120を決定するための適切な技術の例を提供する。典型的な実施形態では、ASICまたはプロセッサ内で実行されるコードは、サーチャの機能を実施し、パス時間オフセット120を決定する。
ステップ602では、信号パス遅延dのしきい値T(d)が、各信号パス遅延について、初期値T_INITに設定される。典型的な実施形態では、dは、整数チップ値であり、遅延が最大遅延(MAX_DELAY_SPREAD)よりも大きくなるように、ゼロから十分大きな遅延までの範囲を取る。最大遅延(MAX_DELAY_SPREAD)は、信号パスが存在しそうもない遅れである。CDMA2000に従って動作するシステムでは、MAX_DELAY_SPREADは、16以上のチップに設定される。WCDMAに従って動作するシステムでは、MAX_DELAY_SPREADは、48以上のチップに設定される。幾つかの状況では、その他の時間遅延および最大遅延を使用することができる。
ステップ604では、時間領域チャネル推定値H(d)が、各信号パス遅延について受信される。典型的な実施形態では、チャネルアナライザ108によって決定されたチャネルパラメータ112が、時間領域における遅延に適用される。
ステップ606では、雑音フロアNが推定される。典型的な実施形態では、Nは最大遅延拡散ウィンドウ外の平均電力に決定される。従って、dの平均雑音電力が決定される。ここで、dは、MAX_DELAY_SPREADよりも大きい。
ステップ608では、Dはゼロに初期化される(D=0)。
ステップ610では、dが最大遅延(MAX_DELAY_SPREAD)未満であるかが判定される。dが最大遅延未満である場合、この方法はステップ612において継続する。そうでない場合には、この方法はステップ604に戻り、各dのため、新たな時間領域チャネル推定値を得る。
ステップ612では、dに対する時間領域チャネル推定値の絶対値の自乗(|H(d)|)が、雑音推定値Nと比較される。|H(d)|<Nである場合、本方法はステップ614において継続する。そうでない場合には、本方法はステップ616において継続する。
ステップ614では、dのしきい値が増加され、ステップ616では、dのしきい値が低減される。典型的な実施形態では、T(d)は、ステップ616において、(1−a)T(d)−a(T_INIT)−T_INITに等しく設定され、ステップ614において、(1−a)T(d)+a(T_INIT)+T_INTIに等しく設定される。ここで、aは、0と1との間の一定なフィルタパラメータ定数である。定数aは、収束速度と精度との妥協として選択される。aが減少すると、収束が遅くなるものの精度は向上する。従って、ステップ612,614,616によって実行されるしきい値調節によって、信号パスが以前に検出されたしきい値は低減され、信号パスが以前に検出されていないしきい値は増加される。その結果、信号パスが存在するものと誤って検出される尤度が低くなり、以前に識別された信号パスにおいて、信号の振幅が一時的に下がった場合に信号パスが存在しないと判定される尤度も低くなる。
ステップ618では、dの時間領域チャネル推定値の絶対値の自乗(|H(d)|)が、d、(T(d))であるしきい値と比較される。(|H(d)|)>T(d)である場合、本方法は、ステップ620において継続し、dは、有効な信号パスオフセットであると判定される。そうでない場合、本方法はステップ622において継続し、dは、無効な信号パスオフセットであると判定される。
ステップ624において、dは、1ずつインクリメントされる(d=d+1)。
当業者であれば、これら情報および信号が、種々異なった技術や技法を用いて表されることを理解するであろう。例えば、上述した記載の全体で引用されているデータ、指示、命令、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場または磁性粒子、光学場または光学微粒子、あるいはこれら何れかの組み合わせによって表現されうる。
当業者であれば、更に、ここで開示された実施形態に関連して記載された様々な説明的論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップが、電子工学ハードウェア、コンピュータソフトウェア、あるいはこれらの組み合わせとして実現されることを理解するであろう。ハードウェアとソフトウェアとの相互互換性を明確に説明するために、様々に例示された部品、ブロック、モジュール、回路、およびステップが、それらの機能に関して一般的に記述された。それら機能がハードウェアとして又はソフトウェアとして実現されているかは、特定のアプリケーション及びシステム全体に課せられている設計制約に依存する。当業者であれば、各特定のアプリケーションに応じて変更した方法で上述した機能を実施しうる。しかしながら、この適用判断は、本発明の範囲から逸脱したものと解釈されるべきではない。
ここで開示された実施形態に関連して記述された様々の説明的論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ(DSP)、アプリケーションに固有の集積回路(ASIC)、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)あるいはその他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲートあるいはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェア部品、又は上述された機能を実現するために設計された上記何れかの組み合わせを 用いて実現又は実行されうる。汎用プロセッサとしてマイクロプロセッサを用いることが可能であるが、代わりに、従来技術によるプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、あるいは状態機器を用いることも可能である。プロセッサは、たとえばDSPとマイクロプロセッサとの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、DSPコアに接続された1つ以上のマイクロプロセッサ、またはこのような任意の構成である計算デバイスの組み合わせとして実現することも可能である。
ここで開示された実施形態に関連して記述された方法やアルゴリズムのステップは、ハードウェアによって直接的に、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールによって、これらの組み合わせによって具現化される。ソフトウェアモジュールは、RAMメモリ、フラッシュメモリ、ROMメモリ、EPROMメモリ、EEPROMメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、CD−ROM、あるいは当該技術分野で知られているその他の型式の記憶媒体に収納されうる。典型的な記憶媒体は、プロセッサがそこから情報を読み取り、またそこに情報を書き込むことができるようにプロセッサに結合される。または、記憶媒体はプロセッサに統合されうる。このプロセッサと記憶媒体は、ASIC内に存在することができる。ASICは、ユーザ端末内に存在することもできる。あるいはこのプロセッサと記憶媒体は、ユーザ端末内のディスクリート部品として存在しうる。
開示された実施形態における上述の記載は、当該技術分野におけるいかなる人であっても、本発明の活用または利用を可能とするように提供される。これらの実施形態への様々な変形例もまた、当業者に対しては明らかであって、ここで定義された一般的な原理は、本発明の主旨または範囲を逸脱せずに他の実施形態にも適用されうる。このように、本発明は、ここで示された実施形態に制限されるものではなく、ここで記載された原理と新規の特徴に一致した最も広い範囲に相当するものを意図している。
図1は、典型的な実施形態に従ったチャネル推定器のブロック図である。 図2は、典型的なチャネルアナライザのブロック図である。 図3は、典型的な信号パスプロセッサのブロック図である。 図4は、時間スペクトル内で識別される信号パスの例示である。 図5は、典型的な実施形態に従ってチャネル推定値を生成する方法のフローチャートである。 図6は、典型的な実施形態に従って信号パスオフセットを決定する方法のフローチャートである。

Claims (59)

  1. 既知の送信信号と雑音信号とを備える受信信号に基づいて、無線通信チャネルの特性を示すチャネル推定パラメータを決定するチャネル推定器であって、
    周波数の関数である既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示を、前記受信成分に適用するように構成されたチャネル推定器。
  2. 周波数領域表示である分母に前記合成を含む逆等化関数を適用するように更に構成された請求項1に記載のチャネル推定器。
  3. 前記逆等化関数の周波数領域表示は、
    Figure 2009507434
    に等しく、K(f)は、周波数の関数である周波数領域における既知の信号の複素共役であり、Nは推定される雑音である請求項2に記載のチャネル推定器。
  4. Nは周波数の関数である請求項3に記載のチャネル推定器。
  5. Nは定数である請求項3に記載のチャネル推定器。
  6. 周波数の関数である前記既知の信号成分と前記雑音成分との合成は、逆等化関数の周波数領域表示の分母に現れる請求項1に記載のチャネル推定器。
  7. 前記合成は、前記既知の信号の自乗と、推定される前記雑音の自乗との合計に等しい請求項6に記載のチャネル推定器。
  8. 前記既知の信号はパイロットチャネルを備える請求項7に記載のチャネル推定器。
  9. 前記既知の信号は、以前の受信信号に基づいて再生成された送信信号を更に備える請求項8に記載のチャネル推定器。
  10. 前記受信信号を時間領域から周波数領域へ変換するように構成された高速フーリエ変換(FFT)プロセッサと、
    前記周波数領域の受信信号を、周波数の関数である前記既知の信号成分と前記雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示と掛け合わせるように構成された周波数領域逆等化器と
    を更に備える請求項1に記載のチャネル推定器。
  11. 前記既知の信号成分は、前記周波数領域におけるパイロットを備える既知の信号に基づく請求項10に記載のチャネル推定器。
  12. 前記既知の信号は、以前の受信信号に基づいて、前記周波数領域で再生成された送信信号を備える請求項11に記載のチャネル推定器。
  13. チャネル補償器によって用いられるチャネル推定値を生成する方法であって、
    周波数の関数である既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示を、受信成分に適用することによって、既知の送信信号と雑音信号とを備える受信信号に基づいて、無線通信チャネルの特性を示すチャネル推定パラメータを決定することを備える方法。
  14. 前記決定することは、周波数領域表示である分母に前記合成を含む逆等化関数を適用することを備える請求項13に記載の方法。
  15. 前記逆等化関数の周波数領域表示は、
    Figure 2009507434
    に等しく、K(f)は、周波数の関数である周波数領域における既知の信号の複素共役であり、Nは推定される雑音である請求項14に記載の方法。
  16. Nは周波数の関数である請求項15に記載の方法。
  17. Nは定数である請求項15に記載の方法。
  18. 前記既知の信号は、周波数領域パイロット信号を備える請求項15に記載の方法。
  19. 前記既知の信号は、以前の受信信号に基づいて再生成された送信信号を更に備える請求項15に記載の方法。
  20. チャネル推定値のチャネルパラメータへ適用される雑音低減パラメータを生成する信号パスプロセッサであって、
    送信機から前記信号パスプロセッサへの信号パスを識別するように構成されたサーチャと、
    前記チャネルパラメータへ適用された場合、前記識別された信号パスの時間遅延間のフィルタ時間ウィンドウ内の前記チャネルパラメータを少なくとも部分的に減衰させる雑音低減パラメータを生成するように構成されたウィンドウフィルタと
    を備える信号パスプロセッサ。
  21. 前記雑音低減パラメータは、前記フィルタ時間ウィンドウ内でゼロチャネル推定値になる請求項20に記載の信号パスプロセッサ。
  22. 前記フィルタ時間ウィンドウは、前記識別された信号パスの時間遅延において中心を持つ送信時間ウィンドウ間に適用される請求項20に記載の信号パスプロセッサ。
  23. 前記送信時間ウィンドウは、7チップの長さを有する請求項22に記載の信号パスプロセッサ。
  24. 前記受信信号を時間領域から周波数領域へ変換するように構成された高速フーリエ変換(FFT)プロセッサと、
    周波数領域信号パスを生成するために、周波数領域パイロット信号を、前記周波数領域の受信信号へ適用する前記サーチャと、
    前記ウィンドウフィルタによる処理のために、前記周波数領域で識別された信号パスを、時間領域で識別された信号パスへ変換するように構成された逆FFTプロセッサと
    を更に備える請求項20に記載の信号パスプロセッサ。
  25. 前記周波数領域パイロット信号は、パディングされたパイロット信号の周波数領域バージョンを備える請求項24に記載の信号パスプロセッサ。
  26. 前記パディングされたパイロット信号は、
    パイロットシーケンスと、
    前記パイロットシーケンスの前のプレフィックスシーケンスと、
    前記パイロットシーケンスの後のサフィックスシーケンスと
    を備える請求項25に記載の信号パスプロセッサ。
  27. 前記プレフィックスシーケンスは複数のゼロビットを備え、前記サフィックスシーケンスは複数のゼロビットを備える請求項26に記載の信号パスプロセッサ。
  28. チャネル推定値のチャネルパラメータへ適用される雑音低減パラメータを生成する方法であって、
    それぞれが基準に対する時間遅延を有する、送信機から受信機への、複数の信号パスを識別することと、
    前記チャネルパラメータへ適用された場合、前記識別された信号パスの時間遅延間のフィルタ時間ウィンドウ内の前記チャネルパラメータを少なくとも部分的に減衰させる前記雑音低減パラメータを生成することと
    を備える方法。
  29. 前記雑音低減パラメータは、前記フィルタ時間ウィンドウ内でゼロチャネル推定値になる請求項28に記載の方法。
  30. 前記フィルタ時間ウィンドウは、前記識別された信号パスの時間遅延に中心を持つ送信時間ウィンドウ間に適用される請求項28に記載の方法。
  31. 前記送信時間ウィンドウは、7チップの長さを有する請求項30に記載の方法。
  32. 前記受信信号を時間領域から周波数領域へ変換することと、
    周波数領域信号パスを生成するために、周波数領域パイロット信号を、前記周波数領域の受信信号へ適用することと、
    前記雑音パラメータを生成する前に、前記周波数領域で識別された信号パスを、時間領域で識別された信号パスへ変換することと
    を更に備える請求項28に記載の方法。
  33. 前記周波数領域パイロット信号を適用することは、パディングされたパイロット信号の周波数領域バージョンを適用することを備える請求項32に記載の方法。
  34. 前記パディングされたパイロット信号は、
    パイロットシーケンスと、
    前記パイロットシーケンスの前のプレフィックスシーケンスと、
    前記パイロットシーケンスの後のサフィックスシーケンスと
    を備える請求項33に記載の方法。
  35. 前記プレフィックスシーケンスは複数のゼロビットを備え、前記サフィックスシーケンスは複数のゼロビットを備える請求項34に記載の方法。
  36. 既知の送信信号と雑音信号とを備える受信信号へ、チャネル補償器によって適用されるチャネル推定値を、チャネルパラメータと雑音低減パラメータとに基づいて生成するチャネル推定器であって、
    前記受信信号に基づいて、無線通信チャネルの特性を示すチャネルパラメータを決定するように構成され、かつ、周波数の関数である既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示を、前記受信信号に適用するように構成されたチャネルアナライザと、
    前記チャネルパラメータに適用するための雑音低減パラメータを生成するように構成された信号パスプロセッサとを備え、
    前記信号パスプロセッサは、
    送信機から前記信号パスプロセッサへの信号パスを識別するように構成されたサーチャと、
    前記チャネルパラメータへ適用された場合、 前記識別された信号パスの時間遅延間のフィルタ時間ウィンドウ内の前記チャネルパラメータを少なくとも部分的に減衰させる雑音低減パラメータを生成するように構成されたウィンドウフィルタと
    を備えるチャネル推定器。
  37. 前記チャネルアナライザは更に、周波数領域表示である分母に前記合成を含む逆等化関数を適用することを備えるように構成された請求項36に記載のチャネル推定器。
  38. 前記逆等化関数の周波数領域表示は、
    Figure 2009507434
    に等しく、K(f)は、周波数の関数である周波数領域における既知の信号の複素共役であり、Nは推定される雑音である請求項37に記載のチャネル推定器。
  39. Nは周波数の関数である請求項38に記載のチャネル推定器。
  40. Nは定数である請求項38に記載のチャネル推定器。
  41. 周波数の関数である前記既知の信号成分と前記雑音成分との合成は、前記逆等化関数の周波数領域表示の分母に現れる請求項37に記載のチャネル推定器。
  42. 前記合成は、前記既知の信号の自乗と、推定される前記雑音の自乗との合計に等しい請求項41に記載のチャネル推定器。
  43. 前記既知の信号はパイロットチャネルを備える請求項42に記載のチャネル推定器。
  44. 前記既知の信号は、以前の受信信号に基づいて再生成された送信信号を更に備える請求項43に記載のチャネル推定器。
  45. 前記チャネルアナライザは、
    前記受信信号を時間領域から周波数領域へ変換するように構成された高速フーリエ変換(FFT)プロセッサと、
    前記周波数領域の受信信号を、周波数の関数である前記既知の信号成分と前記雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示と掛け合わせるように構成された周波数領域逆等化器と
    を更に備える請求項37に記載のチャネル推定器。
  46. 前記既知の信号成分は、前記周波数領域におけるパイロットを備える既知の信号に基づく請求項45に記載のチャネル推定器。
  47. 前記既知の信号は、以前の受信信号に基づいて、前記周波数領域で再生成された送信信号を備える請求項46に記載のチャネル推定器。
  48. 前記雑音低減パラメータは、前記フィルタ時間ウィンドウ内でゼロチャネル推定値になる請求項36に記載のチャネル推定器。
  49. 前記フィルタ時間ウィンドウは、前記識別された信号パスの時間遅延に中心を持つ送信時間ウィンドウ間に適用される請求項36に記載のチャネル推定器。
  50. 前記送信時間ウィンドウは、7チップの長さを有する請求項22に記載のチャネル推定器。
  51. 前記信号パスプロセッサは、
    前記受信信号を時間領域から周波数領域へ変換するように構成された高速フーリエ変換(FFT)プロセッサと、
    周波数領域信号パスを生成するために、周波数領域パイロット信号を、前記周波数領域の受信信号へ適用する前記サーチャと、
    前記ウィンドウフィルタによる処理のために、前記周波数領域で識別された信号パスを、時間領域で識別された信号パスへ変換するように構成された逆FFTプロセッサと
    を更に備える請求項36に記載のチャネル推定器。
  52. 前記周波数領域パイロット信号は、パディングされたパイロット信号の周波数領域バージョンを備える請求項51に記載のチャネル推定器。
  53. 前記パディングされたパイロット信号は、
    パイロットシーケンスと、
    前記パイロットシーケンスの前のプレフィックスシーケンスと、
    前記パイロットシーケンスの後のサフィックスシーケンスと
    を備える請求項52に記載のチャネル推定器。
  54. 前記プレフィックスシーケンスは複数のゼロビットを備え、前記サフィックスシーケンスは複数のゼロビットを備える請求項53に記載のチャネル推定器。
  55. チャネル補償器によって適用されるチャネル推定値を生成する方法であって、
    周波数の関数である既知の信号成分と雑音成分との合成の逆数である周波数領域表示を、受信信号に適用することによって、既知の送信信号と雑音信号とを備える前記受信信号に基づいて、無線通信チャネルの特性を示すチャネルパラメータを決定することと、
    それぞれが基準に対する時間遅延を有する、送信機から受信機への、複数の信号パスを識別し、前記チャネルパラメータへ適用された場合、前記識別された信号パスの時間遅延間のフィルタ時間ウィンドウ内の前記チャネルパラメータを少なくとも部分的に減衰させる前記雑音パラメータを生成することによって、雑音低減パラメータを生成することと
    を備える方法。
  56. 前記決定することは、周波数領域表示である分母に前記合成を含む逆等化関数を適用することを備える請求項55に記載の方法。
  57. 前記逆等化関数の周波数領域表示は、
    Figure 2009507434
    に等しく、K(f)は、周波数の関数である周波数領域における既知の信号の複素共役であり、Nは推定される雑音である請求項56に記載の方法。
  58. Nは周波数の関数である請求項57に記載の方法。
  59. Nは一定である請求項57に記載の方法。
JP2008529346A 2005-09-02 2006-08-31 通信チャネル推定 Expired - Fee Related JP5265364B2 (ja)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US71399505P 2005-09-02 2005-09-02
US60/713,995 2005-09-02
US11/386,530 US8619884B2 (en) 2005-09-02 2006-03-21 Communication channel estimation
US11/386,530 2006-03-21
PCT/US2006/034369 WO2007028100A2 (en) 2005-09-02 2006-08-31 Communication channel estimation

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013011953A Division JP2013153440A (ja) 2005-09-02 2013-01-25 通信チャネル推定

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2009507434A true JP2009507434A (ja) 2009-02-19
JP5265364B2 JP5265364B2 (ja) 2013-08-14

Family

ID=37685891

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2008529346A Expired - Fee Related JP5265364B2 (ja) 2005-09-02 2006-08-31 通信チャネル推定
JP2013011953A Pending JP2013153440A (ja) 2005-09-02 2013-01-25 通信チャネル推定

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013011953A Pending JP2013153440A (ja) 2005-09-02 2013-01-25 通信チャネル推定

Country Status (12)

Country Link
US (1) US8619884B2 (ja)
EP (2) EP2296328B1 (ja)
JP (2) JP5265364B2 (ja)
KR (1) KR101009301B1 (ja)
CN (2) CN102333053A (ja)
AT (1) ATE501575T1 (ja)
BR (1) BRPI0615251A2 (ja)
CA (2) CA2751771A1 (ja)
DE (1) DE602006020600D1 (ja)
RU (1) RU2414083C2 (ja)
TW (1) TWI336579B (ja)
WO (1) WO2007028100A2 (ja)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7920661B2 (en) * 2006-03-21 2011-04-05 Qualcomm Incorporated Decision feedback equalizer for code division multiplexed signals
US20100266078A1 (en) * 2007-09-28 2010-10-21 Kyocera Corporation Radio communication device, and reception quality estimation method
EP2214362B1 (en) * 2009-02-02 2012-08-01 Sony Corporation Receiving apparatus with frequency domain equalizer
CN103686830A (zh) * 2012-09-26 2014-03-26 电信科学技术研究院 一种测试终端移动速度的方法及设备
US20170019240A1 (en) 2015-07-16 2017-01-19 LGS Innovations LLC Tone based in-phase and quadrature-phase (iq) compensation
CN107370704A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 财团法人工业技术研究院 无线通信设备及无线信号产生方法
CN115102811B (zh) * 2022-08-26 2022-10-28 合肥睿普康集成电路有限公司 一种适用于lte系统的自适应的信道估计去噪方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004104790A (ja) * 2002-09-05 2004-04-02 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv 送信方法
US20040066773A1 (en) * 2002-10-01 2004-04-08 Atheros Communications, Inc. Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems
JP2004253899A (ja) * 2003-02-18 2004-09-09 Kddi Corp 送信機及び受信機
US20040179483A1 (en) * 2002-03-28 2004-09-16 Randall Perlow Sparse channel equalization
JP2004266814A (ja) * 2003-02-10 2004-09-24 Mitsubishi Electric Corp 通信装置
US20040213339A1 (en) * 2003-04-24 2004-10-28 Smee John E. Equalizer
JP2005130485A (ja) * 2003-10-01 2005-05-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ofdm信号受信装置及びofdm信号受信方法
WO2005074224A1 (en) * 2004-01-28 2005-08-11 Qualcomm Incorporated Timing estimation in an ofdm receiver

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
MX174255B (es) 1989-06-20 1994-05-02 Alcatel Nv Procedimiento y dispositivo de evaluacion del debito de circuitos virtuales que utilizan una via de transmision de multiplexaje asincronico temporal
FR2732178A1 (fr) * 1995-03-22 1996-09-27 Philips Electronique Lab Systeme de transmission numerique muni d'un recepteur a egaliseurs cascades
DE19747369A1 (de) 1997-10-27 1999-05-06 Siemens Ag Übertragungskanalschätzung in Telekommunikationssystemen mit drahtloser Telekommunikation
US7491806B2 (en) * 1997-11-24 2009-02-17 Monsanto Technology, Llc Nucleic acid molecules and other molecules associated with transcription in plants
US6452917B1 (en) 1999-04-08 2002-09-17 Qualcomm Incorporated Channel estimation in a CDMA wireless communication system
US6985432B1 (en) 2000-01-28 2006-01-10 Zion Hadad OFDM communication channel
US7218666B2 (en) * 2000-12-29 2007-05-15 Motorola, Inc. Method and system for transmission and frequency domain equalization for wideband CDMA system
US7617099B2 (en) * 2001-02-12 2009-11-10 FortMedia Inc. Noise suppression by two-channel tandem spectrum modification for speech signal in an automobile
DE10111496A1 (de) 2001-03-09 2002-09-19 Siemens Ag Verfahren zum Entzerren von Signalen und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
AU2003903826A0 (en) * 2003-07-24 2003-08-07 University Of South Australia An ofdm receiver structure
FR2840133B1 (fr) 2002-05-24 2005-10-14 Dibcom Procede et dispositif d'estimation amelioree de la fonction de transfert d'un canal de transmission variable
US7212569B1 (en) * 2002-06-28 2007-05-01 At&T Corp. Frequency domain decision feedback equalizer
US7346013B2 (en) 2002-07-18 2008-03-18 Coherent Logix, Incorporated Frequency domain equalization of communication signals
US6987797B2 (en) * 2002-07-26 2006-01-17 Qualcomm Incorporated Non-parametric matched filter receiver for wireless communication systems
US7301993B2 (en) * 2002-09-13 2007-11-27 Broadcom Corporation Channel estimation in a spread spectrum receiver
JP4464651B2 (ja) * 2002-10-11 2010-05-19 パナソニック株式会社 回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法
DE10251479A1 (de) 2002-11-05 2004-05-19 Siemens Ag Verfahren zur Schätzung einer Kanalqualität
US20040203812A1 (en) 2003-02-18 2004-10-14 Malladi Durga Prasad Communication receiver with an adaptive equalizer that uses channel estimation
WO2004112303A2 (en) * 2003-03-10 2004-12-23 Macphy Modems, Inc. Method and apparatus for single burst equalization of single carrier signals in broadband wireless access systems
WO2004093366A2 (en) 2003-04-09 2004-10-28 Jabil Circuit, Inc. Method for initialization of per tone frequency domain equalizer (feq) through noise reduction for multi-tone based modems
JP2005045628A (ja) * 2003-07-24 2005-02-17 Fujitsu Ltd Ofdm通信方式の受信装置
JP4204917B2 (ja) * 2003-07-31 2009-01-07 Kddi株式会社 伝送路特性推定装置、コンピュータプログラム
ATE451756T1 (de) * 2003-08-26 2009-12-15 Ericsson Telefon Ab L M Positionierung eines pfadsucherfensters in einem cdma-empfänger
US7417945B2 (en) * 2003-10-02 2008-08-26 Texas Instruments Incorporated Transmitter and receiver for use with an orthogonal frequency division multiplexing system
US7821913B2 (en) 2005-03-29 2010-10-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for data and pilot structures supporting equalization
US7920661B2 (en) * 2006-03-21 2011-04-05 Qualcomm Incorporated Decision feedback equalizer for code division multiplexed signals

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040179483A1 (en) * 2002-03-28 2004-09-16 Randall Perlow Sparse channel equalization
JP2004104790A (ja) * 2002-09-05 2004-04-02 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv 送信方法
US20040066773A1 (en) * 2002-10-01 2004-04-08 Atheros Communications, Inc. Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems
JP2004266814A (ja) * 2003-02-10 2004-09-24 Mitsubishi Electric Corp 通信装置
JP2004253899A (ja) * 2003-02-18 2004-09-09 Kddi Corp 送信機及び受信機
US20040213339A1 (en) * 2003-04-24 2004-10-28 Smee John E. Equalizer
JP2005130485A (ja) * 2003-10-01 2005-05-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ofdm信号受信装置及びofdm信号受信方法
WO2005074224A1 (en) * 2004-01-28 2005-08-11 Qualcomm Incorporated Timing estimation in an ofdm receiver

Also Published As

Publication number Publication date
JP5265364B2 (ja) 2013-08-14
WO2007028100A3 (en) 2007-07-19
KR20080053339A (ko) 2008-06-12
TWI336579B (en) 2011-01-21
CA2620896A1 (en) 2007-03-08
EP1932306A2 (en) 2008-06-18
TW200718108A (en) 2007-05-01
CA2751771A1 (en) 2007-03-08
EP2296328A1 (en) 2011-03-16
US8619884B2 (en) 2013-12-31
RU2008112669A (ru) 2009-10-10
CN101283558B (zh) 2012-07-04
US20070053526A1 (en) 2007-03-08
CN102333053A (zh) 2012-01-25
EP1932306B1 (en) 2011-03-09
RU2414083C2 (ru) 2011-03-10
KR101009301B1 (ko) 2011-01-18
JP2013153440A (ja) 2013-08-08
ATE501575T1 (de) 2011-03-15
WO2007028100A2 (en) 2007-03-08
EP2296328B1 (en) 2013-05-01
CN101283558A (zh) 2008-10-08
BRPI0615251A2 (pt) 2011-05-10
DE602006020600D1 (de) 2011-04-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7668076B2 (en) Multi-user receiving apparatus converting SC-FDMA received signals of all users to signals in a frequency domain commonly
JP2013153440A (ja) 通信チャネル推定
JP4791531B2 (ja) プラチナブロードキャストチャネル推定器のためのfftウィンドウの位置と遅延拡散とを決定する方法
JP4961918B2 (ja) Ofdm受信装置及びofdm受信方法
US20120224661A1 (en) Digital Equalization Process and Mechanism
CN110445733B (zh) 自适应信道去噪方法及自适应信道去噪装置
JP2009514437A (ja) 無線トランシーバのチャネル推定雑音を低減する装置および方法
JP2008539677A (ja) 有効な信号対雑音比に基づいた直交周波数分割多重システムにおけるタイミング制御
JP2008532379A (ja) 無線受信機を同期させる方法及び装置
JP2011507323A (ja) Ofdm受信機におけるfftウインドウの位置決め方法および装置
WO2008047776A1 (fr) Procédé et dispositif de réception
EP1875697A2 (en) Initial parameter estimation in ofdm systems
KR101068060B1 (ko) 수신 신호와 잔존 신호의 등화에 의한 병렬적 간섭 제거기
JP2007336312A (ja) 無線受信装置、信号処理方法及びプログラム
KR101346436B1 (ko) Cazac 코드 기반 이동통신 시스템에서 무선 환경적응형 채널 추정 장치 및 방법
US11558074B2 (en) Processing signals to account for multipath-reflection phenomena in RF communications
JP2004120338A (ja) Cdma受信装置
JP4287643B2 (ja) Ofdm送信装置
JP2009267512A (ja) 受信タイミング検出方法および通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20110221

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20110308

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20110527

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20111206

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20120305

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120312

A602 Written permission of extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602

Effective date: 20120312

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20120925

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130125

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20130312

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20130402

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20130501

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees