KR20080053339A - 통신 채널 추정 - Google Patents

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Abstract

채널 추정기는 알려신 송신 신호 및 노이즈 신호를 포함하는 수신 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 특성을 나타내는 채널 추정치 파라미터를 결정하도록 구성된다. 채널 추정기는 주파수 함수로서 기지의 인자 및 노이즈 인자의 조합인 주파수 도메인 표현의 역을 수신 신호에 적용하도록 구성된다.
채널 추정치 파라미터, 주파수 도메인, 시간 도메인, 기지의 송신 신호, 노이즈 신호

Description

통신 채널 추정{COMMUNICATION CHANNEL ESTIMATION}
-35 U.S.C §119 에 따른 우선권 주장-
본 특허 출원은 발명의 명칭이 "개선된 채널 추정 알고리즘상의 메모 (MEMO ON IMPROVED CHANNEL ESTIMATION ALGORITHM)" 로 2005년 9월 2일자로 출원된 미국 가출원 일련 번호 제60/713,995호를 우선권 주장하며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되어 있으며, 여기서 참조로서 명백하게 포함된다.
본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것이고, 더욱 상세하게는, 채널 추정치를 생성하는 것에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서 수신기는 수신 신호를 필터링 또는 이와 다르게 처리하여 그 신호에 대한 무선 통신 채널의 효과를 원래대로 되돌려놓기 위해 채널 보상기를 종종 활용한다. 무선 통신 채널은 종종 서로 다른 시간에 액세스 단말기 디바이스로 도달하는 다양한 버전의 신호를 유도하는 산란 (scattering) 및 멀티-페이딩 (multi-fading) 채널 특성을 갖는다. 채널 보상기는 수신 신호의 복조 이전에 신호를 처리한다. 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 시스템에서, 예를 들어, 수신 신호는, 이 신호가 복조되기 전에 무선 채널 특성에 대해 적어도 부분적으로 보상하는 선형 등화기 (linear equalizer) 에 의해 처리된다. 그러나, 종래의 채널 추정기는 등화기의 기능의 성능을 최대화시키지 않는 불완전한 채널 추정치를 제공하는 것으로 제한된다. 특히, 종래의 채널 추정기는 결정 피드백 등화기 (DFE; decision feedback equalizer) 에 의해 이용되기 위한 적절하게 정확한 채널 추정치를 제공할 수 없다.
따라서, 개선된 채널 추정기가 필요하다.
채널 추정기는 기지의 (known) 송신 신호 및 노이즈 신호를 포함하는 수신 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 특성을 나타내는 채널 추정치 파라미터를 결정하도록 구성된다. 채널 추정기는 주파수 함수로서의 기지의 신호 인자 및 노이즈 인자의 조합의 역 (inverse) 인 주파수 도메인 표현을 수신 신호에 적용하도록 구성된다.
도 1 은 예시적인 실시형태에 따른 채널 추정기의 블록도이다.
도 2 는 예시적인 채널 분석기의 블록도이다.
도 3 은 예시적인 신호 경로 프로세서의 블록도이다.
도 4 는 시간 스펙트럼 내에서 식별된 신호 경로의 도면이다.
도 5 는 예시적인 실시형태에 따른 채널 추정치를 생성하는 방법의 플로우 차트이다.
도 6 은 예시적인 실시형태에 따른 신호 경로 오프셋을 결정하는 방법의 플로우 차트이다.
채널 추정기는 무선 채널을 통해서 수신된 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 채널 추정치를 결정한다. 수신 신호는 적어도 기지의 송신 신호 및 노이즈를 포함한다. 예시적인 실시형태에서, 채널 추정기는 채널 파라미터를 결정하는 채널 분석기 및 노이즈 감소 파라미터를 결정하는 비-경로 채널 조절기를 포함한다. 파라미터 프로세서는, 수신 신호를 처리하도록 이용된 선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기 (DFE) 에서 적용될 수 있는 채널 추정치를 생성하기 위해 채널 파라미터와 노이즈 감소 파라미터를 결합시킨다. 채널 분석기는 역 등화 함수를 수신 신호에 적용하는데, 이 함수는 주파수 도메인에서 표현될 때 기지의 신호 인자와 노이즈 인자의 조합의 역을 포함한다. 비-경로 채널 조절기는, 채널 추정치의 일부로서 적용될 때, 식별된 신호 경로 지연들 사이에서 시간 지연 윈도우 내의 채널 추정치를 적어도 부분적으로 감소시킨다. 탐색기는 파일럿 신호의 시간-지연된 버전을 검출하여 기지국에서 수신기로의 신호 경로들 사이의 관련 시간 지연을 식별한다. 윈도윙 필터는 적절한 노이즈 감소 파라미터를 결정하여 식별된 신호 경로들 사이에서 시간 윈도우 내의 채널 추정치의 적어도 부분적인 감소를 획득하는 파라미터 프로세서에 적용한다.
본 명세서에서 단어 "예시적인" 은 "예, 실례 또는 예증으로서 기능하는" 을 의미하도록 이용된다. 본 명세서에 "예시적인" 으로 설명된 임의의 실시형태는 다른 실시형태에 비해 바람직하거나 또는 이로운 것으로서 파악될 필요는 없다.
도 1 은 본 발명의 예시적인 실시형태에 따른 채널 보상기 (101) 에 접속된 채널 추정기 (100) 의 블록도이다. 채널 추정기 (100) 는 하드웨어, 소프트웨어 및/또는 펌웨어의 임의의 조합으로 구현될 수도 있다. 예시적인 실시형태에서, 셀룰러 핸드셋과 같은 액세스 단말기, 또는 다른 휴대가능 통신 디바이스 내의 프로세서 상에서 구동하는 소프트웨어 코드는 계산, 비교, 및 조절을 수행하여 채널 추정기 (100) 의 기능을 수행한다. 채널 추정기 (100) 에 관련하여 기재된 블록의 다양한 기능 및 동작은 임의의 수의 디바이스, 회로, 또는 소자로 구현될 수도 있다. 2 개 이상의 기능적인 블록이 단일 디바이스로 집적될 수도 있고, 임의의 단일 디바이스에서 수행되는 것으로 설명된 기능이 임의의 상황에서는 수 개의 디바이스에 걸쳐서 구현될 수도 있다. 예를 들면, 탐색기 (118) 의 일부 기능들이 어떤 상황에서는 채널 분석기에 의해 수행될 수도 있다. 특정 구현에 따라, 몇몇 신호는 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 처리될 수도 있다. 예시적인 실시형태의 채널 추정기 (100) 는 간결함과 명백함을 위해 도 1 에는 생략된 다른 기능 및 블록을 포함한다.
채널 추정기 (100) 는 선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기와 같은 채널 보상기 (101) 에 의해 이용되는 채널 추정치 (104) 를 생성시켜 기지국으로부터 송신되고 무선 통신 채널을 통해서 수신된 신호를 처리한다. 그 결과 보상된 신호 (106) 는 후속 처리를 위해 수신기 내의 복조기로 전송된다. 채널 추정치 (104) 는, 주파수 함수이고, 채널 보상기 (101) 에 의해 적용될 수 있는 파라미터, 변수 및/또는 상수의 임의의 조합을 포함하여 무선 통신 채널의 부정적인 효과들을 감소시킬 수도 있다. 예를 들어, 채널 보상기 (101) 는 노이즈를 제거하고 수 신 신호 (102) 를 조작하여 입력 신호 (incoming signal; 102) 의 많은 시간 지연 버전을 조합시킬 수도 있다. 적당한 채널 보상기의 예는 발명의 명칭이 "코드 분할 다중화된 신호용 결정 피드백 등화기 (Decision Feedback Equalizer For Code Division Multiplexed Signals)" 로 명명되고 2006년 3월 21 일 출원된 미국 특허 출원 일련 번호 XX/XXX,XXX[대리인 도켓 번호 051238] 에 개시된 DFE 를 포함하고, 여기서 그 전체는 참조로서 통합되어 있다.
채널 추정기 (100) 는 예시적인 실시형태에서 채널 분석기 (108) 및 신호 경로 프로세서 (110) 를 포함한다. 그러나, 임의의 상황에서, 신호 경로 프로세서 (110) 또는 채널 분석기 (108) 는 생략될 수도 있다. 또한, 채널 파라미터 (112) 를 생성시키기 위한 다른 기술이 신호 경로 프로세서 (110) 와 함께 이용되어 채널 추정치 (104) 를 생성할 수도 있다. 입력 수신 신호 (102) 는 채널 보상기 (101), 채널 분석기 (108) 및 신호 경로 프로세서 (110) 에서 수신된다.
채널 분석기 (108) 는 역 등화 함수를 수신 신호에 적용하여 무선 통신 채널 특성을 나타내는 채널 파라미터 (112) 를 결정한다. 역 등화 함수가 주파수 도메인에서의 표현을 참조하여 거론되지만, 채널 분석기 (108) 는 시간 도메인에서 프로세싱을 수행할 수도 있다. 예를 들어, 채널 분석기 (108) 의 응답은 주파수 도메인에서 디자인될 수도 있지만, 일부 상황에서는 시간 도메인에서 구현될 수도 있다. 당업자는, 다양한 시간-대-주파수 도메인 및 주파수-대-시간 도메인 전환 및 주파수 도메인 프로세싱이 시간 도메인에서 조합 및 처리될 수도 있다는 것을 인식할 것이다. 주파수 도메인에 표현될 때의 역 등화 함수는 기지의 신 호 인자 및 노이즈 인자의 조합의 역을 포함한다. 따라서, 채널 분석기 (108) 에 의해 생성된 채널 파라미터 (112) 는 채널 분석기 (108) 에 의해 이용된 파일럿 신호와 같은 참조 신호의 신호대 잡음비 (SNR; signal to noise ratio) 에 부분적으로 기초한다. 참조 신호가 높은 SNR 을 가지는 주파수 성분은 채널 파라미터 (112) 를 결정할 때 채널 분석기 (108) 에 의해 강조된다. 반대로, 참조 신호가 낮은 SNR 을 가지는 주파수 성분은 채널 파라미터 (112) 를 결정할 때 채널 분석기 (108) 에 의해 약화된다. 예시적인 채널 분석기 (108) 는 도 2 를 참조하여 더욱 상세하게 설명된다.
신호 경로 프로세서 (110) 는 파라미터 프로세서 (116) 에 의해 적용될 때 필터링된 시간 윈도우 내에서 채널 파라미터 (112) 의 진폭을 적어도 부분적으로 감소시키는 노이즈 감소 파라미터 (114) 를 생성한다. 채널 파라미터에 적용될 때, 노이즈 감소 파라미터는 채널 추정치로 귀착되는데, 이 채널 추정치는 채널 보상기 (101) 에 의해 적용될 때 감소된 노이즈를 초래하는 필터링된 시간 윈도우를 반영한다. 따라서, 노이즈 감소 파라미터 (114) 는 특정 지연에 존재하는 신호 경로의 가능성과 관련된 정보를 제공함으로써 보상된 신호 (106) 의 노이즈를 감소시킨다. 탐색기 (118) 는 파일럿 신호와 같은 기지의 신호의 시간-오프셋 버전을 검출함으로써 신호 경로들 사이에서 관련 시간 지연을 식별한다. 탐색기 (118) 가 후술하는 예시적인 실시형태의 주파수 도메인에서 구현된다고 하더라도, 몇몇 상황에서는 탐색기 (118) 는 시간 도메인에서 구현될 수도 있다. 탐색기 (118) 는 적어도 신호 경로들 사이의 경로 시간 오프셋 (120) 을 포함하는 신호 경 로의 표시를 생성한다. 예시적인 실시형태에서, 가장 적은 지연을 가지는 신호 경로와 같은, 참조 신호 경로로부터의 시간 오프셋은 그 신호 경로에 대한 관련 진폭 및 위상과 함께 메모리에 저장된다. 따라서, 탐색기 (118) 는 대응 진폭 및 위상과 함께 신호 경로 시간 오프셋의 테이블을 생성한다. 경로 시간 오프셋 (120) 을 결정하기 위한 적절한 기술은 도 6 을 참조하여 후술된다. 윈도윙 필터 (122) 는 채널 보상된 신호 (106) 내의 노이즈를 감소시키기 위해 필터링 되어야하는 식별 경로 시간 오프셋들 사이의 필터링된 윈도우를 결정한다. 윈도윙 필터는, 파라미터 프로세서 (116) 에 의해 적용될 때, 채널 추정치에 의해 반영되는 것과 같이 경로 시간 오프셋들 사이에서 필터링된 윈도우를 유도하는 노이즈 감소 파라미터 (114) 를 생성시킨다. 예시적인 실시형태에서, 필터링된 윈도우는, 송신 윈도우가 각각의 식별된 신호 경로 시간 오프셋으로부터 ±3.5 개의 칩을 연장하는, 송신 윈도우들 사이에 위치된다. 따라서, 필터 윈도우는 경로 시간 오프셋에 센터를 가지는 7 개의 칩 길이 송신 윈도우들 사이에 위치된다. 전술한 바와 같이, 식별된 신호 경로로부터 상당히 떨어진 지연에서의 노이즈를 감소시키기 위해 최대 지연 송신 윈도우의 외부에 최대 지연 필터링된 윈도우가 적용된다.
생성된 노이즈 감소 파라미터 (114) 는 파라미터 프로세서 (116) 에 의해 처리될 때 필터링된 시간 윈도우 내에서 채널 파라미터 (112) 의 적어도 부분적인 감쇠를 초래한다. 몇몇 상황에서, 채널 추정치 (104) 는 0 으로 설정되어 필터링된 시간 윈도우 내의 채널 파라미터 (112) 를 완벽하게 감쇠시킬 수 있다. 윈 도윙 필터 (122) 에 의해 생성된 노이즈 감소 파라미터 (114) 는, 파라미터 프로세서 (116) 에 의해 처리될 때 채널 파라미터 (112) 가 필터링된 시간 윈도우의 외부에서 변경되지 않도록 설정될 수도 있다. 예시적인 실시형태에서, 필터링된 시간 윈도우 외부의 임의의 위치는 항상 식별된 신호 경로 시간 오프셋들 중 적어도 하나로부터 ±3.5 개의 칩 이내에 있다. 예시적인 실시형태에서, 노이즈 감소 파라미터 (114) 는, 채널 파라미터들이 필터링된 시간 윈도우의 외부에서 전혀 감쇠되지 않고 필터링된 시간 윈도우 내부에서 완전하게 감쇠되도록 설정된다. 그러나, 노이즈 감소 파라미터 (114) 의 다른 설정도 가능하다. 예를 들어, 노이즈 감소 파라미터 (114) 는, 채널 파라미터 (112) 가 추정된 파라미터 SNR 에 기초하여 적절한 스케일링 인자에 의해 필터링된 시간 윈도우의 외부에서 감쇠되고, 또는, 채널 파라미터 (112) 가 그 진폭이 적절하게 선택된 임계치 이하로 떨어질 때만 완전하게 감쇠될 수 있도록, 설정될 수 있다. 이러한 임계치는, 예를 들어, 예상 노이즈 진폭 이상의 특정 배수 (multiple) 에서 또는 최대 채널 파라미터 (112) 진폭 이하의 특정 약수 (fraction) 또는 모든 주파수에 걸쳐서 취해진 채널 파라미터 (112) 의 루트 평균 제곱 (RMS; root mean squared) 이하의 특정 약수가 되도록 선택될 수 있다. 적절한 스케일링 또는 임계치 지정 같은 유사한 기술이 필터링된 시간 윈도우 내에 적용되는 노이즈 감소 파라미터 (114) 를 결정하는데 또한 이용될 수 있다. 일반적으로, 스케일링 인자 또는 임계치 레벨은 필터링된 시간 윈도우의 내부 및 외부의 상이한 값으로 설정될 것이다. 예시적인 실시형태에서, 이러한 스케일링 인자는 각각 0 및 1 로 설정되었다.
파라미터 프로세서 (116) 는 채널 파라미터 (112) 와 노이즈 감소 파라미터 (114) 를 조합시켜 신호 경로 프로세서 (110) 의 필터링 및 채널 분석기 (108) 의 등화 함수를 반영하는 채널 추정치 (104) 를 생성한다. 복조기에 의해 그 이상의 처리를 하기 전에, 채널 추정치 (104) 는 채널 보상기 (101) 에 의해 보상된 수신 신호 (106) 의 신호대 잡음비 (SNR) 를 최대화시키도록 적용된다.
도 2 는 예시적인 채널 분석기 (108) 의 블록도이다. 전술한 바와 같이, 채널 분석기 (108) 는, 그 응답이 주파수 도메인에서 평가된다고 해도, 주파수 도메인 또는 시간 도메인에서 구현될 수도 있다. 예를 들어, 도 2 를 참조하여 설명된, FFT (고속 푸리에 변환; Fast Fourier Transform), 역 FFT (역 고속 푸리에 변환; Inverse FFT) 및 역 등화 함수가 주파수 도메인보다는 시간 도메인에서 산출이 수행되는 시간 도메인 구현으로 조합될 수 있다. 그러나, 수많은 상황에서, 주파수 도메인 구현을 이용하여 프로세서에 의해 수행된 산출 임무는 시간 도메인 구현에서 요구되는 산출 임무보다 덜 까다롭다.
수신 신호 (102) 는 FFT 프로세서 (202) 에 의해 시간 도메인 표현에서 주파수 도메인 표현으로 전환된다. 주파수 도메인 역 등화기 (204) 는 채널 파라미터 (112) 를 결정하기 위해 역 등화 함수를 주파수 도메인 수신 신호에 적용한다. 역 등화 함수는 기지의 신호 인자 및 노이즈 인자에 적어도 부분적으로 기초한다. 주파수 도메인에 표현될 때, 역 등화 함수는 기지의 신호 인자 및 노이즈 인자의 조합의 역을 포함한다. 예시적인 실시형태에서, 역 등화 함수는 이하와 같다.
Figure 112008024101112-PCT00001
(1)
여기서,
Figure 112008024101112-PCT00002
는 주파수 함수로서의 주파수 도메인에서 기지의 신호의 공액 복소수이고, N 은 추정된 노이즈 스펙트럼 밀도이다. 따라서, 기지의 신호 인자는 주파수 함수로서의 기지의 신호의 절대값의 제곱이고, 노이즈 인자는 추정된 노이즈의 절대값의 제곱이다. 추정된 노이즈 (206), N 이 몇몇 상황에서 주파수 함수일 경우일 수도 있지만, N 은 예시적인 실시형태에서는 상수이다. 예시적인 실시형태에서, N 은 일 주기에 걸쳐서 연속적으로 복조된 파일럿 심볼들의 RMS 차이에 기초하여 결정된다. 연속적으로 복조된 파일럿 심볼 사이의 차이가 산출되고, 차이값의 RMS 는 적절한 시간 주기에 걸쳐서 결정된다. 예시적인 실시형태에서, 그 시간 주기가 32 파일럿 심볼이지만, 다른 시간 주기가 이용될 수도 있다. N 은 적절한 정규화 인자에 의해 스케일링한 후에 산출된 RMS 값으로 설정된다. 정규화 인자는 파일럿 심볼 길이, 신호 대역폭, 주파수 분해능, 및 몇몇 상황의 가능한 다른 인자에 기초하여 결정된다.
기지의 신호 (208) 는 주파수 함수이고, 수신기 (214) 에 의한 수신 이후에 결정되는 수신 신호 (212), 및 파일럿 신호 (210) 와 같은 메모리에 저장된 선험적 신호의 임의의 조합을 포함한다. 기지의 신호가 역 등화기 (204) 에 의해 처리될 때 주파수 도메인에서 표현되기 때문에, 파일럿 신호 (210) 는 주파수 도메인 표현으로서 저장될 수도 있고 또는 주파수 도메인으로 전환될 수도 있다. 파일 럿 신호 표현은 파일럿 시퀀스뿐만 아니라 펄스 형상의 스펙트럼 표현도 반영한다.
수신되어 복조된 신호는 수신 신호에 대응하는 추정된 송신 신호를 재생성하기 위해 기지국에서 이용된 기술에 따라서 변조되고 처리된다. 신호 재-생성기 (216) 는 추정된 송신 신호 (218) 를 생성시키기 위해 기지국에서와 동일한 기술을 이용하여 신호를 변조, 전파, 스크램블링 및 다른 방식으로 처리한다. 추정된 송신 신호 (218) 는 기지의 신호 (208) 의 일부로서 역 등화기 (204) 에 적용되기 전에 FFT 프로세서 (220) 에 의해 주파수 도메인으로 전환된다.
그러므로, 예시적인 실시형태에서, 채널 분석기 (108) 는, 주파수 도메인 표현에서, 기지의 신호의 제곱 + 노이즈 추정치의 제곱으로 나눠진 기지의 신호의 공액 복소수와 동일한 역 등화 함수를 적용한다. 따라서, 역 등화 함수는 예시적인 실시형태에서 최소의 평균 제곱 에러 (MMSE; minimum mean-square error) 이다. 그 결과 채널 파라미터는, 수신기에 의해 더욱 처리되기 전에 수신 신호의 신호대 잡음비 (SNR) 를 최대화시키기 위해 DFE 와 같은 채널 보상기에 적용될 수 있다.
도 3 은 예시적인 신호 경로 프로세서 (110) 의 블록도이다. 탐색기 (118) 는 신호 (102) 의 일부인 파일럿 신호의 시간 오프셋 버전을 식별한다. 예시적인 실시형태에서, 탐색기 (118) 는 주파수 도메인에서 입력 신호 (102) 를 처리한다. 그 결과, 수신 신호 (102) 는 FFT 프로세서 (302) 의 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 전환된다. 탐색기 (118) 는 주파수 도메인에서 컨볼루션을 수행하기 위해 패딩된 파일럿 참조 신호를 이용한다. 경로 탐색기 (118) 는 수신기 시스템에서 수신된 파일럿 신호의 시간 시프트된 버전에 기초하여 송신기에서 수신기 시스템까지의 복수의 신호 경로를 식별한다. 시간 도메인 탐색기의 일 예는 파일럿 채널 (CPICH) 의 의사-랜덤 노이즈 (PN) 시퀀스의 로컬 카피를 입력 데이터 스트림 (수신 신호) 과 상관시키는 상관기 (correlator) 를 포함한다. 기지국으로부터 송신된 파일럿 신호는 원래의 파일럿 신호의 시간 시프트된 버전으로서 탐색기에 도착한다. 탐색기 (118) 는 기지국에서 수신기 시스템으로의 신호 경로를 식별하기 위해 복수의 시간 시프트된 신호의 에너지 레벨 및 관련 시간 오프셋을 결정한다. 주파수 도메인에서의 2 개의 신호의 곱은 시간 도메인에서의 순환 컨볼루션을 초래한다. 프로세싱 참조 파일럿 신호에서의 에러를 블록 길이보다 긴 파일럿 시퀀스를 통해 최소화시키기 위해, 참조 파일럿 신호는 주파수 도메인의 순환 컨볼루션을 허용하도록 패딩된다. 예시적인 실시형태에서, 프리픽스 및 서픽스가 파일럿 시퀀스에 부가된다. 적절한 서픽스 및 프리픽스는 파일럿 시퀀스의 시작 및 종료시점에서 파일럿 시퀀스를 패딩하는 0 을 포함한다.
주파수 도메인에서 그 결과물인 스펙트럼은 식별된 파일럿 신호 버전의 표현 및, 따라서, 주파수 도메인에서 신호 경로의 표현을 포함한다. 주파수 도메인 신호 경로 (306) 는 IFFT 프로세서 (308) 에 의해 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 전환된다. 신호 경로 (120) 의 시간 도메인 표현은 적절한 필터링된 윈도우를 결정하기 위해 시간 도메인에서 윈도윙 필터 (122) 에 의해 적용된다.
도 4 는 시간 스펙트럼 (400) 내에서 식별된 신호 경로 (402, 404 및 406) 의 도면이다. 도 4 가 3 개의 신호 경로 (402, 404 및 406) 를 나타내지만, 임의의 수의 신호 경로가 탐색기 (118) 에 의해 식별될 수도 있다. 윈도윙 필터 (122) 는 다른 지연 시간 내의 식별된 신호 경로 및 필터링된 윈도우 (416, 418) 주위에 송신 윈도우 (408, 412 및 414) 를 배치한다. 예시적인 실시형태에서, 각각의 송신 윈도우 (408, 412, 414) 는 7 개의 칩의 길이를 가지고, 식별된 신호 경로에 센터링된다. 조합된 송신 윈도우 (410) 는 2 개의 오버래핑 송신 윈도우 (412 및 414) 에 의해 형성된다. 따라서, 도 4 에 도시된 예에 대해서는, 제 1 필터링된 시간 윈도우 (416) 는 제 1 식별된 신호 경로 (402) 로부터 3.5 개의 칩과 6.5 개의 칩 사이에 있다. 제 2 윈도우 (418) 는 14.5 개의 칩에서 다음 송신 윈도우 (미도시) 로 연장한다. 윈도윙 필터 (122) 는, 파라미터 프로세서 (116) 에 의해 채널 파라미터 (112) 로 적용되는 필터링된 시간 윈도우 (416, 418) 를 초래하는 노이즈 감소 파라미터 (114) 를 생성시킨다. 필터링된 시간 윈도우 (416 및 418) 는 시간 윈도우 내에서 채널 추정치 (104) 를 0 으로 설정함으로써 채널 파라미터 (112) 를 완전하게 감쇠시킬 수도 있고, 또는, 다른 레벨의 감쇠를 적용할 수도 있다. 그러나, 송신 윈도우 (408, 412 및 414) 에서, 채널 추정치 (104) 는 대응하는 채널 파라미터 (112) 와 동일하게 설정될 수 있고, 또는, 다른 적절하게 선택된 감쇠가 적용될 수도 잇다. 채널 파라미터 (112) 와 채널 추정치 (104) 사이의 관계는, 채널 파라미터가 필터링된 시간 윈도우 또는 송신 윈도우에 포함되는지의 여부에 적어도 부분적으로 응답하여 결정된다.
예시적인 실시형태에서, 최대 지연 필터링된 윈도우 (422) 는 식별된 신호 경로 (402, 404, 406) 로부터 상당히 이격된 지연에서의 노이즈를 감소시키기 위해 최대 지연 송신 윈도우 (420) 의 외부에 적용된다. 적절한 최대 지연 송신 윈도우 (420) 는 CDMA2000 프로토콜에 따른 시스템 동작을 위해 -4 개의 칩에서 +20 개의 칩으로 연장한다. 최대 지연 필터링된 윈도우 (422) 는 최대 지연 송신 윈도우 (420) 로부터 연장하고, 신호 경로가 존재할 가능성이 매우 없는 영역에서의 노이즈를 감소시킨다. CDMA2000 시스템에 대한 16 개의 칩의 지연이 신호 경로의 필터링을 회피하기 위해 충분히 길다고 하더라도, 제 1 도착 신호가 검출되지 않았을 수도 있고 신호의 측면 로브가 여전히 최대 지연 필터링된 윈도우 (422) 의 에지 가까이에서 검출될 수도 있는 필터링 경로를 회피하기 위해 추가적인 4개의 칩이 부가된다.
도 5 는 본 발명의 예시적인 실시형태에 따른 채널 추정치를 생성하는 방법의 플로우 차트이다. 이 방법은 하드웨어, 소프트웨어 및/또는 펌웨어의 임의의 조합에 의해 수행될 수도 있다. 예시적인 실시형태에서, 이 방법은 ASIC (application specific integrated circuit) 에 의해 수행된다.
단계 502 에서, 채널 파라미터가 생성된다. 주파수 도메인에 표현되는, 주파수 함수로서의 기지의 신호 인자 및 노이즈 인자의 조합의 역이 입력 수신 신호에 적용된다. 예시적인 실시형태에서, 수신 신호는 주파수 도메인에서
Figure 112008024101112-PCT00003
(1)
에 의해 곱해진다. 노이즈 추정치, N 는 몇몇 상황에서 주파수 함수일 수도 있다.
단계 504 에서, 노이즈 감소 파라미터가 생성된다. 파라미터 프로세서에 의해 적용될 때, 노이즈 감소 파라미터는, 어떠한 신호 경로도 식별되지 않는 시간 윈도우 내에서 적어도 부분적으로 채널 파라미터를 감쇠시키는 시간 필터링된 윈도우를 초래한다. 예시적인 실시형태에서, 필터링된 시간 윈도우는, 식별된 신호 경로의 시간 지연 3.5 개의 칩 이전 내지 3.5 개의 칩 이후에 시간 윈도우가 자리잡은 송신 윈도우들 사이의 시간 지연에 위치된다. 탐색기가 경로 시간 오프셋 (120) 을 식별한 후, 윈도윙 필터 (122) 는 시간 윈도우의 위치 및 크기를 결정한다. 하기의 도 6 을 참조하여 설명된 방법은 경로 시간 오프셋 (120) 을 결정하기 위한 적절한 기술의 예를 제공한다.
단계 506 에서, 노이즈 감소 파라미터 및 채널 파라미터가 조합되어 채널 추정치를 형성한다. DFE 또는 선형 등화기와 같은 채널 보상기에 의해 적용될 때, 채널 추정치는 신호 경로를 포함할 가능성이 없는 시간 지연 내에서의 신호의 기여를 최소화함으로써 노이즈를 감소시키고, 무선 통신 채널의 영향을 최소화한다.
도 6 은 실시형태에 따라서 경로 시간 오프셋 (120) 을 결정하는 방법의 플로우 차트이다. 따라서, 도 6 을 참조하여 설명된 방법은 경로 시간 오프셋 (120) 을 결정하기 위한 적절한 기술의 예이다. 예시적인 실시형태에서, ASIC 또는 프로세서에서 실행된 코드는 경로 시간 오프셋 (120) 을 결정하기 위해 탐색기의 기능을 수행한다.
단계 602 에서, 신호 경로 지연 d 에 대한 임계치 T(d) 가 각각의 신호 경로 지연에 대한 초기값 T_INIT 으로 설정된다. 예시적인 실시형태에서, d 는 정수 칩 값이고, 지연이 최대 지연 (MAX_DELAY_SPREAD) 보다 크도록 0 에서부터 상당히 큰 지연까지 범위에 있다. 최대 지연 (MAX_DELAY_SPREAD) 은 신호 경로가 존재할 가능성이 거의 없는 지연이다. CDMA2000 에 따른 시스템 동작에서, MAX_DELAY_SPREAD 는 16 개 이상의 칩으로 설정된다. WCDMA 에 따른 시스템 동작에서, MAX_DELAY_SPREAD 는 48 개 이상의 칩으로 설정된다. 다른 시간 지연 및 최대 지연이 몇몇 상황에서 이용될 수 있다.
단계 604 에서, 시간 도메인 채널 추정치 H(d) 가 각각의 신호 경로 지연에 대해 수신된다. 예시적인 실시형태에서, 채널 분석기 (108) 에 의해 결정된 채널 파라미터 (112) 가 시간 도메인의 지연에 적용된다.
단계 606 에서, 노이즈 플로어 N 이 추정된다. 예시적인 실시형태에서, N 은 최대 지연 전파 윈도우의 외부에서 평균 전력이 되도록 결정된다. 따라서, 이 평균 노이즈 전력은 d 에 대해 결정되고, 여기서 d 는 MAX_DELAY_SPREAD 보다 크다.
단계 608 에서, D 는 0 으로 초기화된다 (D=0).
단계 610 에서, d 가 최대 지연 (MAX_DELAY_SPREAD) 미만인지의 여부를 결정한다. d 가 최대 지연 미만인 경우, 방법은 단계 612 에서 계속된다. 그렇지 않으면, 이 방법은 각각의 d 에 대한 신규의 시간 도메인 채널 추정치를 수신하기 위해 단계 604 로 반환된다.
단계 612 에서, d 에 대한 시간 도메인 채널 추정치의 절대값의 제곱 (│H(d)│2) 이 노이즈 추정치 N 과 비교된다. (│H(d)│2) < N 이면, 이 방법은 단계 614 로 계속된다. 그렇지 않으면, 이 방법은 단계 616 으로 계속된다.
단계 614 에서, d 에 대한 임계치가 증가되고, 단계 616 에서, d 에 대한 임계치가 감소된다. 예시적인 실시형태에서, T(d) 는 단계 616 에서 (1-a)T(d)-a(T_INIT)-T_INIT 와 동일하게 설정되고, 단계 614 에서 (1-a)T(d)+(T_INIT)+T_INIT 와 동일하게 설정되며, 여기서 a 는 0 과 1 사이의 필터 파라미터 상수이다. 수렴 속도 및 정확도 사이의 절충점으로써 상수 a 가 선택된다. a 가 감소됨에 따라서, 정확도는 보다 느린 수렴의 대가로서 개선된다. 따라서, 단계 612, 614 및 616 에 의해 수행된 임계치 조절은, 신호 경로가 사전에 감소되도록 검출된 임계치 및 어떠한 신호 경로도 사전에 증가되도록 검출되지 않은 임계치를 허용한다. 그 결과, 신호 경로에 대한 포지티브 결함이 검출될 가능성이 감소되고, 또한 이 신호가 사전에 식별된 신호 경로의 진폭이 일시적으로 감소될 때 신호 경로가 존재하지 않는다고 결정할 가능성이 감소된다.
단계 618 에서, d 에 대한 시간 도메인 채널 추정치의 절대값의 제곱 (│H(d)│2) 이 d 에서의 임계치 (T(d)) 와 비교된다. (│H(d)│2) > T(d) 이면, 이 방법은 d 가 유효 신호 경로 오프셋으로 결정되는 단계 620 에서 계속된다. 그렇지 않으면, 이 방법은 d 가 무효 신호 경로 오프셋이 되도록 결정되는 단계 622 로 계속된다.
단계 624 에서, d 는 1 로 증분된다 (d=d+1).
당업자는, 정보 및 신호가 임의의 다양한 다른 기술 및 기법을 이용하여 표현될 수도 있다는 것을 이해한다. 예를 들어, 전술한 상세한 설명을 통해서 참조될 수도 있는 데이터, 명령어, 커맨드, 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩은 전압, 전류, 전자파, 자계 또는 입자, 광학 필드 또는 입자, 또는 그 임의의 조합으로 표현될 수도 있다.
당업자는, 본 명세서에 개시된 실시형태와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계가 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 그 조합으로서 구현될 수도 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 호환성을 명확하게 설명하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로, 및 단계가 그 기능성의 관점에서 일반적으로 설명되었다. 이러한 기능성이 하드웨어 또는 소프트웨어로서 구현되는지의 여부는 전반적인 시스템상에 부과된 특정 어플리케이션 및 설계 제한에 의존한다. 당업자는 각각의 특정 어플리케이션에 대한 다양한 방법으로 설명된 기능성을 구현할 수도 있지만, 이러한 구현의 결정은 본 발명의 범위를 벗어나도록 해석되지 않아야만 한다.
본 명세서에 설명된 실시형태와 관련된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈 및 회로는 본 명세서에 설명된 기능을 수행하기 위해 설계된, 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), ASIC, FPGA (field programmable gate array) 또는 다른 프로그램가능 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트, 또는 그 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서 는 마이크로프로세서일 수도 있지만 다른 것일 수도 있고, 이 프로세서는 임의의 종래 프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는, 컴퓨팅 디바이스의 조합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련된 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는, 다른 이러한 구성으로서 구현될 수도 있다.
본 발명에 개시된 실시형태와 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어에 직접적으로, 프로세서에 의해 실행된 소프트웨어 모듈에, 또는 이 둘의 조합으로 채용될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 탈착 가능 디스크, CD-ROM, 또는 당업계에 기지의 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수도 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서에 연결되어서, 이 프로세서는 이 저장 매체로부터 정보를 판독할 수 있고 이 저장 매체로 정보를 기록할 수 있다. 이와 다르게, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 에 상주할 수도 있다. ASIC 는 유저 단말기에 상주할 수도 있다. 이와 다르게, 프로세서 및 저장 매체는 유저 단말기의 별도 컴포넌트로서 상주할 수도 있다.
개시된 실시형태의 상기 설명은 당업자가 본 발명을 이루거나 또는 이용하도록 하기 위해 제공된다. 이러한 실시형태에 대한 다양한 변형이 당업자에게 명백하고, 본 명세서에 정의된 포괄적인 원리는 본 발명의 취지 또는 범위에서 벗어나지 않는 한 다른 실시형태에 응용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세 서에 나타난 실시형태로 한정되도록 의도되지 않고, 본 명세서에 개시된 원리 및 신규의 특징과 일치하는 가장 넓은 범위에 따른다.

Claims (59)

  1. 기지의 송신 신호 및 노이즈 신호를 포함하는 수신 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 특성을 나타내는 채널 추정치 파라미터들을 결정하기 위한 채널 추정기로서,
    상기 채널 추정기는 주파수 함수로서의 기지의 신호 인자와 노이즈 인자의 조합의 역 (inverse) 인 주파수 도메인 표현을 상기 수신 신호에 적용하도록 구성된, 채널 추정기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 역 등화 함수를 적용하도록 또한 구성되며, 상기 역 등화 함수는 상기 역 등화 함수의 주파수 도메인 표현의 분모 (denominator) 에 상기 조합을 포함하는, 채널 추정기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 역 등화 함수의 상기 주파수 도메인 표현은:
    Figure 112008024101112-PCT00004
    와 같고,
    여기서,
    Figure 112008024101112-PCT00005
    는 주파수 함수로서의 상기 주파수 도메인에서의 상기 기지의 신호의 공액 복소수이고, N 은 추정 노이즈인, 채널 추정기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 N 은 주파수 함수인, 채널 추정기.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 N 은 상수인, 채널 추정기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    주파수 함수로서의 상기 기지의 신호 인자와 상기 노이즈 인자의 조합은 역 등화 함수의 주파수 도메인 표현의 분모로 나타나는, 채널 추정기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 조합은 상기 기지의 신호의 제곱 및 상기 노이즈의 추정치의 제곱의 합계와 같은, 채널 추정기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 파일럿 채널을 포함하는, 채널 추정기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 이전 수신 신호에 기초하여 재생성된 송신 신호를 더 포함하는, 채널 추정기.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 전환하도록 구성된 고속 푸리에 변환 (FFT; Fast Fourier Transform) 프로세서; 및
    주파수 함수로서의 상기 기지의 신호 인자와 상기 노이즈 인자의 조합의 역인 상기 주파수 도메인 표현으로 상기 주파수 도메인 수신 신호를 곱하도록 구성된 주파수 도메인 역 등화기를 더 포함하는, 채널 추정기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 기지의 신호 인자는 상기 주파수 도메인에서의 파일럿을 포함하는 기지의 신호에 기초하는, 채널 추정기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 이전 수신 신호에 기초하여 상기 주파수 도메인에서의 재생성된 송신 신호를 포함하는, 채널 추정기.
  13. 채널 보상기에 의한 적용을 위한 채널 추정치를 생성하는 방법으로서,
    상기 방법은:
    기지의 송신 신호 및 노이즈 신호를 포함하는 수신 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 특성을 나타내는 채널 추정치 파라미터들을, 주파수 함수로서의 기지의 신호 인자와 노이즈 인자의 조합의 역 (inverse) 인 주파수 도메인 표현을 상기 수신 신호에 적용함으로써 결정하는 단계를 포함하는, 채널 추정치 생성 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 결정하는 단계는 역 등화 함수를 적용하는 단계를 포함하고, 상기 역 등화 함수는 상기 역 등화 함수의 주파수 도메인 표현의 분모에 상기 조합을 포함하는, 채널 추정치 생성 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 역 등화 함수의 상기 주파수 도메인 표현은:
    Figure 112008024101112-PCT00006
    와 같고,
    여기서,
    Figure 112008024101112-PCT00007
    는 주파수 함수로서의 상기 주파수 도메인에서의 상기 기지의 신호의 공액 복소수이고, N 은 추정 노이즈인, 채널 추정치 생성 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 N 은 주파수 함수인, 채널 추정치 생성 방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 N 은 상수인, 채널 추정치 생성 방법.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 주파수 도메인 파일럿 신호를 포함하는, 채널 추정치 생성 방법.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 이전 수신 신호에 대응하는 재생성된 송신 신호를 포함하는, 채널 추정치 생성 방법.
  20. 채널 추정치의 채널 파라미터들에 적용을 위한 노이즈 감소 파라미터들을 생성시키기 위한 신호 경로 프로세서로서,
    상기 신호 경로 프로세서는:
    송신기로부터 상기 신호 경로 프로세서로의 신호 경로들을 식별하도록 구성된 탐색기; 및
    상기 채널 파라미터들에 적용될 때, 상기 식별된 신호 경로들의 시간 지연들 사이의 필터링된 시간 윈도우들 내에서 상기 채널 파라미터들을 적어도 부분적으로 감쇠시키는 노이즈 감소 파라미터들을 생성시키도록 구성된 윈도윙 필터 (windowing filter) 를 포함하는, 신호 경로 프로세서.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 노이즈 감소 파라미터들은 상기 필터링된 시간 윈도우들 내에서 제로 (zero) 채널 추정치를 초래하는, 신호 경로 프로세서.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 필터링된 시간 윈도우들은 상기 식별된 신호 경로들의 상기 시간 지연들에 센터링된 송신 시간 윈도우들 사이에 적용되는, 신호 경로 프로세서.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 송신 시간 윈도우들은 7 개 칩들의 길이를 가지는, 신호 경로 프로세서.
  24. 제 20 항에 있어서,
    수신 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 전환시키도록 구성된 고속 푸리에 변환 (FFT; Fast Fourier Transform) 프로세서;
    주파수 도메인 신호 경로들을 생성하기 위해 주파수 도메인 파일럿 신호를 상기 주파수 도메인 수신 신호에 적용하는 탐색기; 및
    상기 주파수 도메인 식별 신호 경로들을 상기 윈도윙 필터에 의한 처리를 위해 시간 도메인 식별 신호 경로들로 전환시키도록 구성된 역 FFT 프로세서를 더 포 함하는, 신호 경로 프로세서.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 주파수 도메인 파일럿 신호는:
    패딩된 파일럿 신호의 주파수 도메인 버전을 포함하는, 신호 경로 프로세서.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 패딩된 파일럿 신호는:
    파일럿 시퀀스;
    상기 파일럿 시퀀스 이전의 프리픽스 (prefix) 시퀀스; 및
    상기 파일럿 시퀀스 이후의 서픽스 (suffix) 시퀀스를 포함하는, 신호 경로 프로세서.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 프리픽스 시퀀스는 복수의 제로 비트들을 포함하고,
    상기 서픽스 시퀀스는 복수의 제로 비트들을 포함하는, 신호 경로 프로세서.
  28. 채널 추정치의 채널 파라미터들에 적용을 위한 노이즈 감소 파라미터들을 생성하는 방법으로서,
    상기 방법은:
    송신기에서 수신기로의 복수의 신호 경로들을 식별하는 단계로서, 각각의 신호 경로는 참조 (reference) 와 관련되는 시간 지연을 가지는, 상기 식별하는 단계;
    상기 채널 파라미터들에 적용될 때, 상기 식별된 신호 경로들의 상기 시간 지연들 사이의 필터링된 시간 윈도우들 내에서 상기 채널 파라미터들을 적어도 부분적으로 감쇠시키는 상기 노이즈 감소 파라미터들을 생성하는 단계를 포함하는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 노이즈 감소 파라미터들은 상기 필터링된 시간 윈도우들 내에서 제로 채널 추정치를 초래하는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 필터링된 시간 윈도우들은 상기 식별된 신호 경로들의 시간 지연들에 센터링된 송신 시간 윈도우들 사이에 적용되는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 송신 시간 윈도우들은 7 개 칩들의 길이를 가지는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  32. 제 28 항에 있어서,
    수신 신호를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 전환시키는 단계;
    주파수 도메인 신호 경로들을 생성하기 위해 상기 주파수 도메인 수신 신호에 주파수 도메인 파일럿 신호를 적용하는 단계; 및
    상기 노이즈 감소 파라미터를 생성하기 전에 상기 주파수 도메인 식별 신호 경로들을 시간 도메인 식별 신호 경로로 전환하는 단계를 더 포함하는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 주파수 도메인 파일럿 신호를 적용하는 단계는:
    패딩된 파일럿 신호의 주파수 도메인 버전을 적용하는 단계를 포함하는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 패딩된 파일럿 신호는:
    파일럿 신호 시퀀스;
    상기 파일럿 시퀀스 이전의 프리픽스 시퀀스; 및
    상기 파일럿 시퀀스 이후의 서픽스 시퀀스를 포함하는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  35. 제 34 항에 있어서,
    상기 프리픽스 시퀀스는 복수의 제로 비트들을 포함하고,
    상기 서픽스 시퀀스는 복수의 제로 비트들을 포함하는, 노이즈 감소 파라미터들의 생성 방법.
  36. 채널 보상기에 의해 기지의 송신 신호 및 노이즈 신호를 포함하는 수신 신호에 적용을 위해 채널 파라미터들 및 노이즈 감소 파라미터들에 기초하여 채널 추정치를 생성시키는 채널 추정기로서,
    상기 채널 추정기는:
    상기 수신 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 특성을 나타내는 채널 파라미터들을 결정하도록 구성되며, 주파수 함수로서의 기지의 신호 인자와 노이즈 인자의 조합의 역 (inverse) 인 주파수 도메인 표현을 상기 수신 신호에 적용하도록 구성되는 채널 분석기; 및
    상기 채널 파라미터들에 적용을 위해 노이즈 감소 파라미터들을 생성하도록 구성된 신호 경로 프로세서를 포함하고,
    상기 신호 경로 프로세서는,
    송신기에서 상기 신호 경로 프로세서로의 신호 경로들을 식별하도록 구성된 탐색기, 및
    상기 채널 파라미터들에 적용될 때 상기 식별된 신호 경로들의 시간 지연들 사이의 필터링된 시간 윈도우들 내에서 상기 채널 파라미터들을 적 어도 부분적으로 감쇠시키는 노이즈 감소 파라미터들을 생성하도록 구성된 윈도윙 필터를 포함하는, 채널 추정기.
  37. 제 36 항에 있어서,
    상기 채널 분석기는 역 등화 함수의 주파수 도메인 표현의 분모에 상기 조합을 포함하는 상기 역 등화 함수를 적용하도록 또한 구성된, 채널 추정기.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 역 등화 함수의 상기 주파수 도메인 표현은:
    Figure 112008024101112-PCT00008
    와 같고,
    여기서,
    Figure 112008024101112-PCT00009
    는 주파수 함수로서의 상기 주파수 도메인에서의 상기 기지의 신호의 공액 복소수이고, N 은 추정 노이즈인, 채널 추정기.
  39. 제 38 항에 있어서,
    상기 N 은 주파수 함수인, 채널 추정기.
  40. 제 38 항에 있어서,
    상기 N 은 상수인, 채널 추정기.
  41. 제 37 항에 있어서,
    상기 주파수 함수로서의 상기 기지의 신호 인자와 상기 노이즈 인자의 상기 조합은 상기 역 등화 함수의 주파수 도메인 표현의 분모로 나타나는, 채널 추정기.
  42. 제 41 항에 있어서,
    상기 조합은 상기 기지의 신호의 제곱과 상기 노이즈의 추정치의 제곱의 합계와 동일한, 채널 추정기.
  43. 제 42 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 파일럿 채널을 포함하는, 채널 추정기.
  44. 제 43 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 이전 수신 신호에 기초하여 재생성된 송신 신호를 더 포함하는, 채널 추정기.
  45. 제 37 항에 있어서,
    상기 채널 분석기는:
    상기 수신 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 전환시키도록 구성된 고속 푸리에 변환 (FFT; Fast Fourier Transform) 프로세서; 및
    상기 주파수 함수로서의 상기 기지의 신호 인자와 상기 노이즈 인자의 조합의 역인 상기 주파수 도메인 표현으로 상기 주파수 도메인 수신 신호를 곱하도록 구성된 주파수 도메인 역 등화기를 더 포함하는, 채널 추정기.
  46. 제 45 항에 있어서,
    상기 기지의 신호 인자는 상기 주파수 도메인에서의 파일럿을 포함하는 기지의 신호에 기초하는, 채널 추정기.
  47. 제 46 항에 있어서,
    상기 기지의 신호는 이전 수신 신호에 기초하여 상기 주파수 도메인에서의 재생성된 송신 신호를 포함하는, 채널 추정기.
  48. 제 36 항에 있어서,
    상기 노이즈 감소 파라미터들은 상기 필터링된 시간 윈도우들 내에서 제로 채널 추정치를 초래하는, 채널 추정기.
  49. 제 36 항에 있어서,
    상기 필터링된 시간 윈도우들은 상기 식별된 신호 경로들의 시간 지연들에 센터링된 송신 시간 윈도우들 사이에 적용되는, 채널 추정기.
  50. 제 22 항에 있어서,
    상기 송신 시간 윈도우들은 7 개 칩들의 길이를 가지는, 채널 추정기.
  51. 제 36 항에 있어서,
    상기 신호 경로 프로세서는:
    상기 수신 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 전환시키도록 구성된 고속 푸리에 변환 (FFT; Fast Fourier Transform) 프로세서;
    주파수 도메인 신호 경로들을 생성하기 위해 주파수 도메인 파일럿 신호를 상기 주파수 도메인 수신 신호에 적용하는 탐색기; 및
    상기 윈도윙 필터에 의한 처리를 위해 상기 주파수 도메인 식별 신호 경로를 시간 도메인 식별 신호 경로로 전환시키도록 구성된 역 FFT 프로세서를 더 포함하는, 채널 추정기.
  52. 제 51 항에 있어서,
    상기 주파수 도메인 파일럿 신호는:
    패딩된 파일럿 신호의 주파수 도메인 버전을 포함하는, 채널 추정기.
  53. 제 52 항에 있어서,
    상기 패딩된 파일럿 신호는:
    파일럿 시퀀스;
    상기 파일럿 시퀀스 이전의 프리픽스 시퀀스; 및
    상기 파일럿 시퀀스 이후의 서픽스 시퀀스를 포함하는, 채널 추정기.
  54. 제 53 항에 있어서,
    상기 프리픽스 시퀀스는 복수의 제로 비트들을 포함하고,
    상기 서픽스 시퀀스는 복수의 제로 비트들을 포함하는, 채널 추정기.
  55. 채널 보상기에 의한 적용을 위한 채널 추정치를 생성하는 방법으로서,
    상기 방법은:
    기지의 송신 신호 및 노이즈 신호를 포함하는 수신 신호에 기초하여 무선 통신 채널의 특성을 나타내는 채널 파라미터들을, 주파수 함수로서의 기지의 신호 인자와 노이즈 인자의 조합의 역 (inverse) 인 주파수 도메인 표현을 상기 수신 신호에 적용함으로써 결정하는 단계; 및
    노이즈 감소 파라미터들을 생성하는 단계로서,
    송신기에서 수신기로의 복수의 신호 경로들로서, 각각의 신호 경로는 참조에 관련되는 시간 지연을 갖는 상기 복수의 신호 경로들을 식별하고,
    상기 채널 파라미터들에 적용할 때, 상기 식별된 신호 경로들의 상기 시간 지연들 사이의 필터링된 시간 윈도우들 내에서 상기 채널 파라미터들을 적어도 부분적으로 감쇠시키는 상기 노이즈 감소 파라미터들을 생성함으로 써,
    상기 노이즈 감소 파라미터들을 생성하는 단계를 포함하는, 채널 추정치 생성 방법.
  56. 제 55 항에 있어서,
    상기 결정하는 단계는 역 등화 함수의 주파수 도메인 표현의 분모에 상기 조합을 포함하는 상기 역 등화 함수를 적용하는 단계를 포함하는, 채널 추정치 생성 방법.
  57. 제 56 항에 있어서,
    상기 역 등화 함수의 상기 주파수 도메인 표현은:
    Figure 112008024101112-PCT00010
    와 같고,
    여기서,
    Figure 112008024101112-PCT00011
    는 주파수 함수로서의 상기 주파수 도메인에서의 상기 기지의 신호의 공액 복소수이고, N 은 추정 노이즈인, 채널 추정치 생성 방법.
  58. 제 57 항에 있어서,
    상기 N 은 주파수 함수인, 채널 추정치 생성 방법.
  59. 제 57 항에 있어서,
    상기 N 은 상수인, 채널 추정치 생성 방법.
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7920661B2 (en) * 2006-03-21 2011-04-05 Qualcomm Incorporated Decision feedback equalizer for code division multiplexed signals
WO2009041542A1 (ja) * 2007-09-28 2009-04-02 Kyocera Corporation 無線通信装置及び受信品質推定方法
EP2214362B1 (en) * 2009-02-02 2012-08-01 Sony Corporation Receiving apparatus with frequency domain equalizer
CN103686830A (zh) * 2012-09-26 2014-03-26 电信科学技术研究院 一种测试终端移动速度的方法及设备
US20170019240A1 (en) 2015-07-16 2017-01-19 LGS Innovations LLC Tone based in-phase and quadrature-phase (iq) compensation
CN107370704A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 财团法人工业技术研究院 无线通信设备及无线信号产生方法
CN115102811B (zh) * 2022-08-26 2022-10-28 合肥睿普康集成电路有限公司 一种适用于lte系统的自适应的信道估计去噪方法

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
MX174255B (es) 1989-06-20 1994-05-02 Alcatel Nv Procedimiento y dispositivo de evaluacion del debito de circuitos virtuales que utilizan una via de transmision de multiplexaje asincronico temporal
FR2732178A1 (fr) * 1995-03-22 1996-09-27 Philips Electronique Lab Systeme de transmission numerique muni d'un recepteur a egaliseurs cascades
DE19747369A1 (de) 1997-10-27 1999-05-06 Siemens Ag Übertragungskanalschätzung in Telekommunikationssystemen mit drahtloser Telekommunikation
US7491806B2 (en) * 1997-11-24 2009-02-17 Monsanto Technology, Llc Nucleic acid molecules and other molecules associated with transcription in plants
US6452917B1 (en) 1999-04-08 2002-09-17 Qualcomm Incorporated Channel estimation in a CDMA wireless communication system
US6985432B1 (en) 2000-01-28 2006-01-10 Zion Hadad OFDM communication channel
US7218666B2 (en) * 2000-12-29 2007-05-15 Motorola, Inc. Method and system for transmission and frequency domain equalization for wideband CDMA system
US7617099B2 (en) * 2001-02-12 2009-11-10 FortMedia Inc. Noise suppression by two-channel tandem spectrum modification for speech signal in an automobile
DE10111496A1 (de) 2001-03-09 2002-09-19 Siemens Ag Verfahren zum Entzerren von Signalen und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
US7953193B2 (en) * 2002-03-28 2011-05-31 Broadcom Corporation Sparse channel equalization
AU2003903826A0 (en) * 2003-07-24 2003-08-07 University Of South Australia An ofdm receiver structure
FR2840133B1 (fr) 2002-05-24 2005-10-14 Dibcom Procede et dispositif d'estimation amelioree de la fonction de transfert d'un canal de transmission variable
US7212569B1 (en) * 2002-06-28 2007-05-01 At&T Corp. Frequency domain decision feedback equalizer
US7346013B2 (en) 2002-07-18 2008-03-18 Coherent Logix, Incorporated Frequency domain equalization of communication signals
US6987797B2 (en) * 2002-07-26 2006-01-17 Qualcomm Incorporated Non-parametric matched filter receiver for wireless communication systems
ATE377878T1 (de) 2002-09-05 2007-11-15 Mitsubishi Electric Inf Tech Verfahren zur mc-cdma abwärtsrichtstrahlbildung, wobei die gewichtungen der antennenelemente benutzer- und frequenzindividuell sind und zur maximierung des signals zur interferenz und rauschverhältnisses angepasst werden
US7301993B2 (en) * 2002-09-13 2007-11-27 Broadcom Corporation Channel estimation in a spread spectrum receiver
US7039004B2 (en) * 2002-10-01 2006-05-02 Atheros Communications, Inc. Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems
JP4464651B2 (ja) * 2002-10-11 2010-05-19 パナソニック株式会社 回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法
DE10251479A1 (de) 2002-11-05 2004-05-19 Siemens Ag Verfahren zur Schätzung einer Kanalqualität
JP4523294B2 (ja) 2003-02-10 2010-08-11 三菱電機株式会社 通信装置
US20040203812A1 (en) 2003-02-18 2004-10-14 Malladi Durga Prasad Communication receiver with an adaptive equalizer that uses channel estimation
JP3816450B2 (ja) * 2003-02-18 2006-08-30 Ｋｄｄｉ株式会社 送信機及び受信機
WO2004112303A2 (en) * 2003-03-10 2004-12-23 Macphy Modems, Inc. Method and apparatus for single burst equalization of single carrier signals in broadband wireless access systems
US7406125B2 (en) 2003-04-09 2008-07-29 Jabil Circuit, Inc. Method for initialization of per tone frequency domain equalizer (FEQ) through noise reduction for multi-tone based modems
US7792184B2 (en) * 2003-04-24 2010-09-07 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for determining coefficient of an equalizer
JP2005045628A (ja) * 2003-07-24 2005-02-17 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ通信方式の受信装置
JP4204917B2 (ja) * 2003-07-31 2009-01-07 Ｋｄｄｉ株式会社 伝送路特性推定装置、コンピュータプログラム
DE60330453D1 (de) 2003-08-26 2010-01-21 Ericsson Telefon Ab L M Positionierung eines Pfadsucherfensters in einem CDMA-Empfänger
JP4555652B2 (ja) 2003-10-01 2010-10-06 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ信号受信装置及びｏｆｄｍ信号受信方法
US7417945B2 (en) * 2003-10-02 2008-08-26 Texas Instruments Incorporated Transmitter and receiver for use with an orthogonal frequency division multiplexing system
AU2005208694B2 (en) 2004-01-28 2008-11-27 Qualcomm Incorporated Timing estimation in an OFDM receiver
US7821913B2 (en) 2005-03-29 2010-10-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for data and pilot structures supporting equalization
US7920661B2 (en) * 2006-03-21 2011-04-05 Qualcomm Incorporated Decision feedback equalizer for code division multiplexed signals

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