JP2004187012A

JP2004187012A - 周波数選択型圧電発振器

Info

Publication number: JP2004187012A
Application number: JP2002351759A
Authority: JP
Inventors: Akira Kudo; 昭工藤; Hideto Naruse; 秀人成瀬
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 2002-12-03
Filing date: 2002-12-03
Publication date: 2004-07-02

Abstract

【課題】素子数を少なくして小型化を実現すると共に、スプリアス特性の優れた２周波の信号を切り替えることが可能なＶＣＸＯ回路を提供する。
【解決手段】この周波数選択型水晶発振器は、源発振周波数が１５５．５２ＭＨｚの水晶発振器１と、源発振周波数が１６６．６８６ＭＨｚの水晶発振器２と、切替えスイッチ３と、水晶発振器１及び２の源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚ及び６６６．５１４３ＭＨｚの通過帯域幅を有する表面波フィルタ４と、周波数６２２．０８ＭＨｚ及び６６６．５１４３ＭＨｚの帯域を増幅する広帯域増幅器５から構成されている。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子を用いた周波数選択型水晶（圧電）発振器に関し、特に光伝送装置の標準クロック、及び誤り訂正用クロックの２周波を切替え可能なＶＣＸＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＣｒｙｓｔａｌＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
通常、温度安定度、位相雑音に優れた６００ＭＨｚ帯の電圧制御型圧電発振器を実現するための圧電振動子としては、水晶振動子を用いるのが一般的である。しかし、水晶振動子の共振周波数は２００ＭＨｚ程度が限界であるため、所要周波数の１／ｎ（ｎ＝３〜４）の共振周波数（例えば、１５５ＭＨｚ）の振動子と発振回路とによって発振させ、それを所要周波数（例えば、６２２ＭＨｚ）まで引き上げるために逓倍回路が用いられる。また、小型化に適した逓倍回路として１５５ＭＨｚ発振器の出力の４倍波をＬＣ同調回路にて抽出する方法があるが、不要スプリアスが低下しないといった問題がある。そこで、更に不要スプリアスを下げる必要がある場合には、図１２のように、発振器４０の発振信号（１５５．５２ＭＨｚ）から所要の周波数のみを通過させるＳＡＷ（ＳｕｒｆａｃｅＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅ）フィルタ４１と所要周波数のみを増幅するアンプ４２を用いて逓倍回路を構成する必要がある。
また、これらのＶＣＸＯを搭載する光伝送用トランスポンダ等では、標準用クロックと誤り訂正用クロックの２周波を切替えて使用することが多い。また、これらの用途に使用するＶＣＸＯは、スプリアス特性の優れたものが好ましい。この場合、スプリアス特性の優れた２周波の信号を切り替えるＶＣＸＯを構成しようとすると、従来では図１３のように、発振器４３の発振信号（１５５．５２ＭＨｚ）から所要の周波数のみを通過させるＳＡＷフィルタ４４と所要周波数のみを増幅するアンプ４５、及び発振器４７の発振信号（１６６．６２８６ＭＨｚ）から所要の周波数のみを通過させるＳＡＷフィルタ４８と所要周波数のみを増幅するアンプ４９の２系統を用意し、これらの出力をスイッチ４６で切替えるといった方法で実現していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、不要スプリアスを低減するために、従来の方式では発振器、ＳＡＷフィルタ、アンプを夫々２系統用意し、各系統からの出力をスイッチにより切替えていたため部品点数が多くなり、近年の光伝送装置が小型化の傾向に対応することが困難となり、部品コストの上昇も避けられないといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、素子数を少なくして小型化を実現すると共に、スプリアス特性の優れた２周波の信号を切り替えることが可能なＶＣＸＯ回路を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、第１の圧電発振器と、第２の圧電発振器と、前記第１及び第２の圧電発振器の何れか一方の発振信号を選択する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された圧電発振器の発振信号から所要の周波数を通過させるフィルタと、該フィルタを通過した発振信号を所定の出力レベルに増幅する増幅器と、を備え、前記信号選択手段により選択された圧電発振器の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波を前記フィルタにより選択的に通過させた信号を前記増幅器にて所定のレベルに増幅することを特徴とする。
周波数逓倍回路は、源発振周波数を所要周波数の１／ｎに設定して、源発振波形を故意に歪ませて、その歪んだ波形に存在する高調波からｎ倍の所要周波数をフィルタ等で選択して増幅する手法が一般的である。そこで、光伝送用トランスポンダにおいて、標準用クロックと誤り訂正用クロックの２周波を切替えて使用する場合、従来は、前記逓倍回路を２系統用意してスイッチにより切替えていたため部品点数が多く、小型化のネックになっていた。そこで本発明では、可能な限り部品点数を減らすため、スイッチの位置を標準用クロックと誤り訂正用クロックの発振器の直後に備え、フィルタを各発振器専用としないで両発振器の所要周波数をカバーする特性とし、且つ、増幅器の特性も両発振器の所要周波数範囲を増幅する特性として共用することにより、従来に比較してフィルタと増幅器をそれぞれ１つづつ削減することができる。
かかる発明によれば、スイッチの位置を標準用クロックと誤り訂正用クロックの発振器の直後に備えるので、スプリアス特性を損ねることなく、従来に比べて部品点数を大幅に削減することができる。
【０００５】
請求項２は、前記フィルタは、前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振周波数のｎ倍の周波数の双方を通過させるバンドパス・フィルタであることを特徴とする。
フィルタは、所要周波数の２周波（例えば、６２２．０８ＭＨｚと６６６．５１４３ＭＨｚ）を低損失にて通過させ、他のスプリアス帯域（例えば、４９９．８８５７２５ＭＨ以下、７７７．６ＭＨ以上）においては充分減衰する特性を持つ必要がある。そのような特性のフィルタはバンドパス・フィルタが最適である。
かかる発明によれば、所要周波数の２周波を低損失で通過させるバンドパス・フィルタを使用するので、他の不要スプリアスを効率良く減衰させることができる。
請求項３は、前記フィルタは、弾性表面波フィルタであることを特徴とする。
弾性表面波フィルタは、結晶基板の表面のみにエネルギーが集中した弾性振動を利用したものであり、電磁波に比べて伝播速度が約１０^−５倍遅いことを利用してデバイスの小型化が可能である。
かかる発明によれば、フィルタに弾性表面波素子を使用するので、高周波の特性に優れたフィルタが実現でき、しかも装置の小型化を実現することができる。
【０００６】
請求項４は、第１の圧電発振器と、第２の圧電発振器と、前記第１の圧電発振器の発振信号から所要の周波数を通過させる第１のフィルタと、前記第２の圧電発振器の発振信号から所要の周波数を通過させる第２のフィルタと、前記第１及び第２のフィルタの何れか一方の発振信号を選択する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された発振信号を所定の出力レベルに増幅する増幅器と、を備え、前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波を前記第１及び第２のフィルタにより個別に通過させ、前記信号選択手段により前記各通過信号の何れか一方を選択して前記増幅器にて所定のレベルに増幅することを特徴とする。
請求項１ではスイッチを標準用クロックと誤り訂正用クロックの発振器の直後に備えて部品を最小限にした構成をとった。そのためにフィルタの特性が２周波を通過させるようにしなければならず、その分、通過帯域の幅を広くする必要があった。特に、バンドパス・フィルタは可能な限り通過帯域幅を狭くして、不要な周波数を除去することが好ましい。そこで本発明では、部品点数は若干増えるが、２周波のスプリアス特性を更に改善するために、２周波に専用のフィルタを備え、スイッチの位置をそのフィルタの直後に備えたものである。
かかる発明によれば、２周波に専用のフィルタを備え、スイッチの位置をそのフィルタの直後に備えることにより、優れたスプリアス特性を有する２周波を切替えて使用することができる。
請求項５は、前記第１及び第２のフィルタは、前記第１及び第２の圧電発振器の発振周波数の夫々からｎ倍の周波数を選択的に通過させるバンドパス・フィルタであることを特徴とする。
本発明のフィルタは２周波の発振周波数に対して専用に設けられているため、１種類の所要のスプリアスを通過させる特性を有していれば良い。従って、その分、通過帯域の幅を狭くでき不要なスプリアスを効率的に除去することができる。言い換えると、フィルタを通過した発振信号の品質を向上することができる。
かかる発明によれば、フィルタが２周波の発振周波数に対して専用に設けられているため、通過帯域の幅を狭くして不要なスプリアスを効率的に除去することができ、フィルタを通過した発振信号の品質を向上することができる。
請求項６は、前記第１及び第２フィルタは、弾性表面波フィルタであることを特徴とする。
かかる発明によれば、請求項３と同様な作用効果を奏する。
【０００７】
請求項７は、前記第１及び第２の水晶発振器の夫々の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波に共振する共振回路を更に備えたことを特徴とする。
前記請求項１から６の発振器は、発振波形に含まれる高調波から所要の周波数をフィルタにより選択して増幅する方法である。この方式の場合、所要周波数のスプリアスのレベルが、ある程度大きければフィルタにより通過した後、増幅して所定のレベルを確保することができるが、必ずしも所要周波数が大きなレベルとは限らない。そこで本発明では、スプリアスを含んだ波形から所要のスプリアスに共振する共振回路を備え、所要のスプリアスを強調してフィルタに入力するものである。
かかる発明によれば、各発振器に所要の周波数に共振する共振回路を備えるので、所要周波数が強調されフィルタの選択能力が高まり、高いレベルの所要スプリアスを得ることができる。
請求項８は、前記増幅器は、前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波のみを増幅する広帯域増幅器であることを特徴とする。
高周波の波形を忠実に増幅するには、その周波数に含まれる高調波成分の帯域幅までを増幅する必要がある。従って、理想的には無限大の帯域幅の特性を持つ増幅器がよい。しかし、現実的には所定の次数の高調波までの帯域を備えれば実用上問題はない。そこで、可能であれば広帯域増幅器を使用し、コスト的な制約があれば、所要周波数を帯域内に有する狭帯域増幅器を使用しても差し支えない。
かかる発明によれば、増幅器に広帯域増幅器を使用するので、所要の周波数を略忠実に増幅することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。尚、本説明では、水晶発振器について述べているが、圧電発振器一般にも適用可能である。
図１は本発明の第１の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。この周波数選択型水晶発振器は、源発振周波数が１５５．５２ＭＨｚの水晶発振器１と、源発振周波数が１６６．６８６ＭＨｚの水晶発振器２と、切替えスイッチ３と、水晶発振器１及び２の源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚ及び６６６．５１４３ＭＨｚの通過帯域幅を有する表面波フィルタ４と、周波数６２２．０８ＭＨｚ及び６６６．５１４３ＭＨｚの帯域を増幅する広帯域増幅器５から構成されている。また、表面波フィルタ（ＳＡＷ：ＳｕｒｆａｃｅＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅＦｉｌｔｅｒ）以外にＳＴＷ（ＳｕｒｆａｃｅＴｒａｎｓｖｅｒｓｅＦｉｌｔｅｒ）やＭＣＦ（ＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＣｒｙｓｔａｌＦｉｌｔｅｒ）でも構わない。また、広帯域増幅器５に代わり所要周波数を帯域内に持つ狭帯域増幅器でも良い。
尚、水晶発振器１及び２は、例えば、図７のように発振用トランジスタ２５と、この発振用トランジスタ２５のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２と、エミッタ抵抗Ｒ１５と、抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ１３とから成るベースバイアス回路と、水晶振動子２４と、発振周波数を調整する抵抗Ｒ１１及びダイオード２６と、で構成されている。そして、水晶振動子２４を誘導性としたコルピッツ発振回路とし、制御電圧Ｖｃによって発振周波数を可変する電圧制御型とする。そして、このような正帰還型の発振回路では、飽和発振出力として通常では出力波形の先頭部が図８に示したように歪んだものとなる。
【０００９】
表面波フィルタ２２は、図示しない圧電基板の表面に入出力用の交差指電極を形成してなる。また、図５のような通過特性を有するフィルタである。縦軸は通過損失（ｄＢ）、横軸は周波数を表す。この例では、水晶発振器１及び２の源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚ（ｆａ）及び６６６．５１４３ＭＨｚ（ｆｂ）を通過帯域として充分小さな通過損失を示し、４９９．８８５７２５ＭＨｚ以下と７７７．６ＭＨｚ以上で充分大きな通過損失を示す特性を有するものである。
広帯域増幅器２３は例えば１００ＭＨｚから２０００ＭＨｚの周波数を増幅し、リニアＩＣ増幅器からなる。このようなものでは、水晶発振器２１の出力波形は先頭部を歪ませるので矩形波に近づく。したがって、発振出力の基本波ｆ１及びこれに対する高調波成分ｆ２〜ｆｎの出力レベル（周波数スペクトラム）は、図９に示したようになる。すなわち、基本波ｆ１に対して高調波成分ｆ２〜ｆｎのレベルは徐々に小さくなるが、充分に高いものとなる。例えば、第４高調波ｆ４のレベルは基本波の７０％以上となる。なお、奇数次高調波（２ｎ−１）ｆは次の偶数次高調波よりもレベルは高くなる。
【００１０】
図２は本発明の第２の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。この周波数選択型水晶発振器は、源発振周波数が１５５．５２ＭＨｚの水晶発振器１と、源発振周波数が１６６．６８６ＭＨｚの水晶発振器２と、水晶発振器１の源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚの通過帯域幅を有する表面波フィルタ６と、水晶発振器２の源発振周波数の４逓倍の周波数６６６．５１４３ＭＨｚの通過帯域幅を有する表面波フィルタ７と、各フィルタ６，７の信号を切り替える切替えスイッチ３と、周波数６２２．０８ＭＨｚ及び６６６．５１４３ＭＨｚの帯域を増幅する広帯域増幅器５から構成されている。
尚、水晶発振器１及び２の詳細な構成は図７と同じであるので、説明を省略する。また、表面波フィルタ６は、図示しない圧電基板の表面に入出力用の交差指電極を形成し、図６（ａ）のような通過特性を有するフィルタである。縦軸は通過損失（ｄＢ）、横軸は周波数を表す。この例では、水晶発振器１の源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚ（ｆａ）を通過帯域として充分小さな通過損失を示す特性を有するものである。また、表面波フィルタ７は、図６（ｂ）のように水晶発振器２の源発振周波数の４逓倍の周波数６６６．５１４３ＭＨｚ（ｆｂ）を通過帯域として充分小さな通過損失を示す特性を有するものである。このように本実施形態の場合は、従来の場合と比較して増幅器の数が少ないので小型化に有効であり、第１の実施形態に比べて表面波フィルタの特性を各所要周波数に限定して揃えることができるので、通過帯域の幅を狭くして不要なスプリアスを効率的に除去することができ、フィルタを通過した発振信号の品質を向上することができる。
【００１１】
図３は本発明の第３の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図３が図１と異なる点は、水晶発振器１１に源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚの共振周波数を有する共振回路１０と、水晶発振器１３に源発振周波数の４逓倍の周波数６６６．５１４３ＭＨｚの共振周波数を有する共振回路１２と、を夫々備えた点である。他の構成は図１と同様である。
図４は本発明の第４の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図４が図２と異なる点は、水晶発振器１１に源発振周波数の４逓倍の周波数６２２．０８ＭＨｚの共振周波数を有する共振回路１０と、水晶発振器１３に源発振周波数の４逓倍の周波数６６６．５１４３ＭＨｚの共振周波数を有する共振回路１２と、を夫々備えた点である。他の構成は図２と同様である。
尚、水晶発振器１１及び１３は、例えば、図１０のように発振用トランジスタ３５と、この発振用トランジスタ３５のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１とコンデンサＣ２と、エミッタ抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３とから成るベースバイアス回路と、水晶振動子３４と、発振周波数を調整する抵抗Ｒ１及びダイオード３６と、で構成され、共振回路３７はインダクタＬ１とコンデンサＣ３から構成される。また、水晶発振器３１は、発振用トランジスタ３５のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点と発振用トランジスタ３５のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ４を接続して接地する。更に、発振用トランジスタ３５のベースに抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタ３５のベース・接地間に水晶振動子３４を挿入接続し、更に、水晶振動子３４の他方の端子を抵抗Ｒ１とダイオード３６を直列接続した中点と接続し、ダイオード３６のアノードを接地する。また、発振用トランジスタ３５のコレクタにインダクタＬ１とコンデンサＣ３から構成される並列共振回路を電源電圧Ｖｃｃラインとの間に構成したものである。そのコレクタ出力は表面波フィルタ３２に入力され、さらに表面波フィルタ３２の出力は広帯域増幅器３３により増幅されて出力される。尚、共振回路３７は並列共振回路であるが直列共振回路でも構わない。また、表面波フィルタ（ＳＡＷ：ＳｕｒｆａｃｅＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅＦｉｌｔｅｒ）以外にＳＴＷ（ＳｕｒｆａｃｅＴｒａｎｓｖｅｒｓｅＦｉｌｔｅｒ）やＭＣＦ（ＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＣｒｙｓｔａｌＦｉｌｔｅｒ）でも構わない。また、広帯域増幅器３に代わり所要周波数を帯域内に持つ狭帯域増幅器でも良い。
【００１２】
前述のように発振回路３１は、水晶振動子３４を誘導性としたコルピッツ発振回路とし、制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴによって発振周波数を可変する電圧制御型とする。そして、この回路では、発振用トランジスタ３５を飽和動作させて所望の高次の高調波信号が積極的に発生するよう、その所要の周波数に同調する共振回路３７をインダクタＬ１とコンデンサＣ３にて構成する。ここで、並列共振回路３７の図示しない抵抗分をＲ、インダクタンスをＬ、コンデンサの容量をＣとすると、共振周波数ｆ_０は、（１）式のように表せる。
ｆ_０＝１／２π（１／ＬＣ−Ｒ^２／Ｌ^２）^１／２・・・・・（１）
そして、ｆ_０が所要周波数になるようにインダクタＬ１とコンデンサＣ３の値を設定し、周波数がｆ_０になるとインピーダンスが最大となり、トランジスタ３５のコレクタに高レベルの出力信号が発生する。この共振周波数ｆ_０は直流カット用のコンデンサＣ４により直流分をカットされて表面波フィルタ３２に入力される。表面波フィルタ３２は共振周波数ｆ_０にわずかに重畳した他の不要高調波を除去する働きを有する。これにより共振周波数ｆ_０以外の不要高調波が除去された伝送路品質の高い高周波が広帯域増幅器３３により増幅されて出力される。
【００１３】
図１１は、発振回路３１の出力波形のスペクトラムを表す図である。この図では基本周波数の４次高調波ｆ４を、共振回路３７の共振周波数ｆ_０として設定した場合である。この図から例えば図９の場合と比較して４次高調波ｆ４のレベルが他の高調波に比べて強調されているのがわかる。発振回路２１の場合では、出力波形は飽和動作させて歪ませるので矩形波に近づく。したがって、発振出力の基本波ｆ１及びこれに対する高調波成分ｆ２〜ｆｎの出力レベル（周波数スペクトラム）は、前記図９に示したようになる。すなわち、基本波ｆ１に対して高調波成分ｆ２〜ｆｎのレベルは徐々に小さくなるが、充分に高いものとなる。例えば、４次高調波ｆ４のレベルは基本波の７０％以上となる。なお、奇数次高調波（２ｎ−１）ｆは次の偶数次高調波よりもレベルは高くなる。これに対し発振回路３１の場合では、共振回路３７により４次高調波ｆ４に共振させることで高調波ｆ４を積極的に発振させることになるので、スペクトラムは図１１のようになり、４次高調波ｆ４のみが強調されて出力される。この結果、表面波フィルタ３２により更に他の高調波が減衰されて広帯域増幅器３３からは高品質の４次高調波ｆ４の高周波が出力される。
【００１４】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、スイッチの位置を標準用クロックと誤り訂正用クロックの発振器の直後に備えるので、スプリアス特性を損ねることなく、従来に比べて部品点数を大幅に削減することができる。
また請求項２では、所要周波数の２周波を低損失で通過させるバンドパス・フィルタを使用するので、他の不要スプリアスを効率良く減衰させることができる。
また請求項３では、フィルタに弾性表面波素子を使用するので、高周波の特性に優れたフィルタが実現でき、しかも装置の小型化を実現することができる。
また請求項４では、２周波に専用のフィルタを備え、スイッチの位置をそのフィルタの直後に備えることにより、優れたスプリアス特性を有する２周波を切替えて使用することができる。
また請求項５では、フィルタが２周波の発振周波数に対して専用に設けられているため、通過帯域の幅を狭くして不要なスプリアスを効率的に除去することができ、フィルタを通過した発振信号の品質を向上することができる。
また請求項６では、請求項３と同様な作用効果を奏する。
また請求項７では、各発振器に所要の周波数に共振する共振回路を備えるので、所要周波数が強調されフィルタの選択能力が高まり、高いレベルの所要スプリアスを得ることができる。
また請求項８では、増幅器に広帯域増幅器を使用するので、所要の周波数を略忠実に増幅することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る周波数選択型水晶発振器のブロック図である。
【図５】本発明のフィルタ４の通過特性を示す図である。
【図６】（ａ）は本発明のフィルタ６の通過特性を示す図であり、（ｂ）はフィルタ７の通過特性を示す図である。
【図７】本発明の実施形態に係る高周波発振器の一例を示すブロック図である。
【図８】図７の水晶発振器の出力波形の図である。
【図９】図７の水晶発振器のスペクトラム特性図である。
【図１０】本発明の実施形態に係る高周波発振器の一例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の共振回路の出力波形のスペクトラム特性図である。
【図１２】従来の水晶発振器のブロック図である。
【図１３】従来の周波数選択型水晶発振器のブロック図である。
【符号の説明】
１、２水晶発振器、３切替えスイッチ、４表面波フィルタ、５広帯域増幅器

Claims

第１の圧電発振器と、第２の圧電発振器と、前記第１及び第２の圧電発振器の何れか一方の発振信号を選択する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された圧電発振器の発振信号から所要の周波数を通過させるフィルタと、該フィルタを通過した発振信号を所定の出力レベルに増幅する増幅器と、を備え、
前記信号選択手段により選択された圧電発振器の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波を前記フィルタにより選択的に通過させた信号を前記増幅器にて所定のレベルに増幅することを特徴とする周波数選択型圧電発振器。
前記フィルタは、前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振周波数のｎ倍の周波数の双方を通過させるバンドパス・フィルタであることを特徴とする請求項１に記載の周波数選択型圧電発振器。
前記フィルタは、弾性表面波フィルタであることを特徴とする請求項２に記載の周波数選択型圧電発振器。
第１の圧電発振器と、第２の圧電発振器と、前記第１の圧電発振器の発振信号から所要の周波数を通過させる第１のフィルタと、前記第２の圧電発振器の発振信号から所要の周波数を通過させる第２のフィルタと、前記第１及び第２のフィルタの何れか一方の発振信号を選択する信号選択手段と、該信号選択手段により選択された発振信号を所定の出力レベルに増幅する増幅器と、を備え、
前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波を前記第１及び第２のフィルタにより個別に通過させ、前記信号選択手段により前記各通過信号の何れか一方を選択して前記増幅器にて所定のレベルに増幅することを特徴とする周波数選択型圧電発振器。
前記第１及び第２のフィルタは、前記第１及び第２の圧電発振器の発振周波数の夫々からｎ倍の周波数を選択的に通過させるバンドパス・フィルタであることを特徴とする請求項４に記載の周波数選択型圧電発振器。
前記第１及び第２フィルタは、弾性表面波フィルタであることを特徴とする請求項５に記載の周波数選択型圧電発振器。
前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波に共振する共振回路を更に備えたことを特徴とする請求項１又は４に記載の周波数選択型圧電発振器。
前記増幅器は、前記第１及び第２の圧電発振器の夫々の発振信号に含まれるｎ倍（ｎは正の整数）の高調波のみを増幅する広帯域増幅器であることを特徴とする請求項１又は４に記載の周波数選択型圧電発振器。