JP2004165929A - 受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御する機能を備える受信装置を提供すること。
【解決手段】レート判定部１０４は、ベースバンド部１０３が測定する受信信号電力とサンプリングレート毎に定める閾値と比較し、受信状態に応じてＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定し、クロック制御部１０５にＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御させる。Ａ／Ｄコンバータ１０２は、クロック制御部１０５から供給される所定周波数の動作クロックＣＬＫの立ち上がりエッジ、又は立ち下りエッジに応答してアナログ受信部１０１が出力する受信アナログ信号をサンプリングし、量子化を行い、ディジタル信号に変換する。
【選択図】 図１
【解決手段】レート判定部１０４は、ベースバンド部１０３が測定する受信信号電力とサンプリングレート毎に定める閾値と比較し、受信状態に応じてＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定し、クロック制御部１０５にＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御させる。Ａ／Ｄコンバータ１０２は、クロック制御部１０５から供給される所定周波数の動作クロックＣＬＫの立ち上がりエッジ、又は立ち下りエッジに応答してアナログ受信部１０１が出力する受信アナログ信号をサンプリングし、量子化を行い、ディジタル信号に変換する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル信号を送受信する装置に搭載される受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル信号の送受信では、送信側は、ディジタル信号を符号化、及びディジタル変調等のベースバンド処理を行い、それを高周波数帯にアップコンバートして送信信号を生成する。受信側では、高周波数帯の受信信号を所定の周波数帯にダウンコンバートした後、所定のサンプリングレートでサンプリングし、量子化を行ってディジタル信号に変換し、更にベースバンド処理を行うことで送信元のディジタル信号を再生する。
【０００３】
一般に、アナログ信号は、伝送路における信号の反射、屈折、回折等に起因するフェージングノイズに弱く、特に空気中が伝送路となる無線移動体通信では、その影響が顕著である。また、送信側と受信側の間では、非同期であることが多い。つまり、受信装置では、受信信号の同期タイミングを補足し、追従することが必要とされる。
【０００４】
その方策として、従来から、所定のサンプリングレートの数倍から数百倍の速度によるオーバーサンプリングを行い、より高い精度で受信信号をサンプリングし、受信信号の同期を取る方法が提案されている（例えば特許文献１）。
【０００５】
【特許文献１】
特許第３２０７０５７号公報：００２１〜００３５：図１〜図３
【特許文献２】
特許第３０４８２６３号公報：０００２〜０００３
【特許文献３】
特開２０００−３３２６４１号公報：０００８：図１０
【発明の解決しようとする課題】
しかしながら、例えば特許文献２，３にて説明されているように、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータは消費電力が大きく、量子化数の高精度化、又はサンプリングレートの高速度化に比例して消費電力は大きくなる。特に、受信装置の小型化、軽量化が要求される移動体通信においては、受信性能を高くすると共に、低消費電力化を図る必要があり、Ａ／Ｄコンバータの消費電力を無視することができない。
【０００６】
一方、移動体通信では、受信装置の位置、場所等により受信環境が著しく変化するので、劣悪な受信環境ではＡ／Ｄコンバータに高サンプリングレートでの動作が要求される。そこで、一般の受信装置では、受信環境の変化に関わらずＡ／Ｄコンバータは、常に一定のサンプリングレートで動作するようにし、Ａ／Ｄコンバータの低消費電力化は、その回路構成を工夫することで対処している。しかし、良好な受信環境では、フェージングノイズの影響は小さいので、常に高サンプリングレートでＡ／Ｄコンバータを動作させることは過剰であると言える。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御する機能を備える受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、受信アナログ信号をサンプリング及び量子化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記変換されたディジタル信号をベースバンド処理するベースバンド処理手段と、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行うレート判定手段と、前記Ａ／Ｄコンバータに供給する所定周波数の動作クロックを、前記レート判定手段の判定結果に従い、基本周波数の動作クロックから生成するクロック制御手段と、を具備する構成を採る。
【０００９】
この構成によれば、所望の受信信号電力の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００１０】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と外部で測定された受信電界強度との比である受信品質を測定する受信品質測定手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記受信品質とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１１】
この構成によれば、受信信号の受信品質の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすい通信環境に適応してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００１２】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と前記受信品質測定手段にて測定された受信品質とのいずれか一方の一定の期間における平均値を算出する平均値演算手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記平均値演算手段が算出した平均値とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１３】
この構成によれば、受信信号電力の移動平均値又は受信品質の移動平均値の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすく、受信品質の変動が大きい通信環境に適用してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００１４】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力の一定の期間における平均値を算出する第１平均値演算手段と、前記受信品質測定手段にて測定された受信品質の一定の期間における平均値を算出する第２平均値演算手段と、前記第１平均値演算手段が算出した平均値と前記第２平均値演算手段が算出した平均値とのいずれか一方を受信状況に応じて選択する選択手段と、を具備し、前記レート判定手段は、前記選択手段が出力する平均値とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、受信信号電力の移動平均値又は受信品質の移動平均値の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすく、受信品質の変動が大きい通信環境に適用してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００１６】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて得られる受信タイミング制御情報の更新頻度を測定する頻度測定手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記受信タイミング制御情報の更新頻度とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、受信タイミング制御情報の更新頻度、つまりフェージングノイズによる受信信号の同期タイミングの変動とその頻度に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００１８】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と外部で測定された受信電界強度との比である受信品質を測定する受信品質測定手段と、前記ベースバンド処理手段にて得られる受信タイミング制御情報の更新頻度を測定する頻度測定手段と、前記受信信号電力と前記受信品質と前記受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれかを受信状況に応じて選択する選択手段と、を具備し、前記レート判定手段は、前記選択手段の出力とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、受信信号電力と受信品質と受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれか応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００２０】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記Ａ／Ｄコンバータが出力するディジタル信号を一定数記憶するバッファと、前記記憶されたディジタル信号と前記Ａ／Ｄコンバータが出力する現時刻におけるディジタル信号とを用いてサンプリング点間に前記レート判定手段の出力を参照してディジタル信号を内挿補間し、前記ベースバンド処理手段に出力する補間手段と、を具備する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、低サンプリングレート動作状態において欠落する高サンプリングレートにおけるサンプリング値を補償することができる。したがって、低消費電力である低サンプリングレート動作状態においても受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、小型化、軽量化が要求される移動体通信の受信装置において、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御できるようにすることである。
【００２３】
以下、発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置は、外部から入力される受信アナログ信号のダウンコンバート等を行うアナログ受信部１０１と、アナログ受信部１０１が出力する受信アナログ信号を所定周波数の動作クロックＣＬＫに従ってサンプリング及び量子化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ１０２と、Ａ／Ｄコンバータ１０２が出力するディジタル信号を外部からクロック入力端子ＣＬＫ１０６に入力される動作クロックＣＬＫに従ってベースバンド処理するベースバンド部１０３と、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫに従い、ベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力と定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行うレート判定部１０４と、レート判定部１０４の判定結果に基づき外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫからＡ／Ｄコンバータ１０２に供給する所定周波数の動作クロックを発生するクロック制御部１０５とを備えている。
【００２５】
以下、上記の構成を有する受信装置の動作について説明する。まず、図１、図２を用いて、全体的な動作を説明する。なお、図２は、図１に示すＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を説明する図である。
【００２６】
図１、図２において、アナログ受信部１０１は、図示しないアンテナにて受信された無線信号である受信アナログ信号をベースバンド周波数帯にダウンコンバートし、直交成分及び同相成分の分離、フィルタリングによるエイリアシング成分の除去等を行い、直交成分及び同相成分それぞれの受信アナログ信号をＡ／Ｄコンバータ１０２に出力する。
【００２７】
Ａ／Ｄコンバータ１０２は、クロック制御部１０５から供給される所定周波数の動作クロックＣＬＫの立ち上がりエッジ、又は立ち下りエッジに応答してアナログ受信部１０１が出力する受信アナログ信号をサンプリングし、量子化を行い、ディジタル信号に変換する。
【００２８】
図２では、Ａ／Ｄコンバータ１０２にベースバンド信号のサンプリング周波数１／Ｔｓの４倍の速度の動作クロックＣＬＫを供給し、立ち上がりエッジによってサンプリングする場合が示されている。このように変換されたディジタル信号は、ベースバンド部１０３に入力される。
【００２９】
ベースバンド部１０３は、外部からクロック入力端子１０６に入力される基本周波数の動作クロックＣＬＫに従ってディジタル信号の復調、及び同期検波等を行う。同時に、ベースバンド部１０３は、受信信号の電力値を算出し、レート判定部１０４に出力する。なお、ベースバンド部１０３にてベースバンド処理された受信ディジタル信号は、後段の復号部や上位制御部等に入力され、受信データの再生や受信機の制御等が行われる。
【００３０】
レート判定部１０４では、外部からクロック入力端子１０６に入力される基本周波数の動作クロックＣＬＫに従い、ベースバンド部１０３にて算出された受信信号の電力値と、定められた閾値との大小関係を比較して受信状態を評価する。そして、レート判定部１０４は、その評価結果に基づきＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定し、決定したサンプリングレートを指示する制御情報をクロック制御部１０５に出力する。
【００３１】
クロック制御部１０５は、レート判定部１０４からの制御情報に従い、外部からクロック入力端子１０６に入力される基本周波数の動作クロックＣＬＫを分周し、Ａ／Ｄコンバータに供給する動作クロックＣＬＫを生成する制御を行う。
【００３２】
次に、図３、図４を用いて、レート判定部１０４がＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定する制御方法について説明する。なお、図３は、図１に示すレート判定部１０４が図１に示すＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定する判定動作を説明するフローチャートである。図４は、図１に示すベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力の時刻推移と図１に示すレート判定部１０４にて用いる閾値との関係を説明する図である。
【００３３】
図４では、横軸には、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３が示されている。また、縦軸の受信信号電力Ｐに対して、レート判定部１０４が備える閾値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４（Ｐ１＞Ｐ２＞Ｐ４）が示されている。閾値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４は、Ａ／Ｄコンバータ１０２の各サンプリングレートにおける動作に必要な受信信号電力の期待値としてサンプリングレート毎に定められている。
【００３４】
ここでは、レート判定部１０４は、Ａ／Ｄコンバータ１０２を例えば３つのオーバーサンプリング率（Ｏｖｅｒ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｒａｔｅ：以下「ＯＳＲ」という）の動作状態に制御するとしている。即ち、レート判定部１０４は、Ａ／Ｄコンバータ１０２を４ＯＳＲと２ＯＳＲと１ＯＳＲとの３つの動作状態に制御する。そして、各動作状態間の遷移は、段階的に行われるようになっている。
【００３５】
そこで、閾値Ｐ４は、動作状態４ＯＳＲから動作状態２ＯＳＲに遷移する際の受信信号電力に対する閾値である。動作閾値Ｐ２は、動作状態２ＯＳＲから動作状態４ＯＳＲ又は動作状態１ＯＳＲに遷移する際の受信信号電力に対する閾値である。動作閾値Ｐ１は、動作状態１ＯＳＲから動作状態２ＯＳＲに遷移する際の受信信号電力に対する閾値である。
【００３６】
また、レート判定部１０４は、各動作状態の遷移を整数型の変数ｎを用いて制御するようにしている。図３では、変数ｎに対する比較値として、Ｎ４，Ｎ２ｌ，Ｎ２ｈ，Ｎ１が示されている。比較値Ｎ４，Ｎ２ｌは、動作状態４ＯＳＲと動作状態２ＯＳＲとの間での遷移における閾値を示す。また、比較値Ｎ２ｈ，Ｎ１は、動作状態２ＯＳＲと動作状態１ＯＳＲとの間での遷移における閾値を示す。各閾値は、図３で示されるようにＮ２ｌ＜Ｎ４＜Ｎ１＜Ｎ２ｈの関係にある。これによって、ある動作状態から次の動作状態への遷移までに特定のマージンを持つようにしている。
【００３７】
また、図３に示す変数ｎに対する「ｎ＋＋」、「ｎ−−」は、それぞれインクリメント処理、デクリメント処理を意味し、ｍｉｎ｛ｎ−−｝、ｍａｘ｛ｎ＋＋｝は、それぞれインクリメント処理、デクリメント処理における最小値、最大値に飽和させる処理を意味している。
【００３８】
さて、図３、図４において、レート判定部１０４は、４ＯＳＲ動作状態にあるとき（ステップＳＴ３０１）、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ４を上回るか否かを判定する（ステップＳＴ３０２）。受信信号電力Ｐは、時刻ｔ１以前では閾値Ｐ４を下回っており、時刻ｔ１の時点でもＰ４を下回っているので（ステップＳＴ３０２：Ｎｏ）、レート判定部１０４は、「ｍｉｎ｛ｎ−−｝」の処理（ステップＳＴ３０３）を実行してステップＳＴ３０１に戻り、４ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００３９】
時刻ｔ１を過ぎると、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ４を上回るので（ステップＳＴ３０２：Ｙｅｓ）、レート判定部１０４は、「ｎ＋＋」の処理（ステップＳＴ３０４）を実行して変数ｎが閾値Ｎ４よりも大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３０５）。
【００４０】
変数ｎが閾値Ｎ４よりも大きい場合には（ステップＳＴ３０５：Ｙｅｓ）、２ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０７）に遷移するが、受信信号電力Ｐは、時刻ｔ１以降、短期間で閾値Ｐ４を下回るので（ステップＳＴ３０５：Ｎｏ）、レート判定部１０４は、「ｍｉｎ｛ｎ−−｝」の処理（ステップＳＴ３０３）を実行してステップＳＴ３０１に戻り、４ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４１】
次に、時刻ｔ２で再び受信信号電力Ｐが閾値Ｐ４を上回っている。しかも、以降、時刻ｔ３まで受信信号電力Ｐは閾値Ｐ４を上回っているので、ステップＳＴ３０７〜ステップＳＴ３１２の処理が行われる。
【００４２】
即ち、４ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０１）にあるレート判定部１０４は、ステップＳＴ３０２，ステップＳＴ３０４、ステップＳＴ３０５を介して２ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０７）に遷移し、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ２を上回るか否かを判定する（ステップＳＴ３０８）。
【００４３】
受信信号電力Ｐが閾値Ｐ２を下回っている場合には（ステップＳＴ３０８：Ｎｏ）、「ｎ−−」の処理（ステップＳＴ３０９）を実行して変数ｎが閾値Ｎ２ｌよりも大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３０５）。そして、変数ｎが閾値Ｎ２ｌよりも大きくない場合には（ステップＳＴ３１０：Ｎｏ）、ステップＳＴ３０１に戻り、４ＯＳＲ動作状態を維持する。一方、変数ｎが閾値Ｎ２ｌよりも大きい場合には（ステップＳＴ３１０：Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３０７に戻り、２ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４４】
また、ステップＳＴ３０８において受信信号電力Ｐが閾値Ｐ２を上回っている場合には（ステップＳＴ３０８：Ｙｅｓ）、「ｎ＋＋」の処理（ステップＳＴ３１１）を実行して変数ｎが閾値Ｎ２ｈよりも大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３１２）。そして、変数ｎが閾値Ｎ２ｈよりも大きくない場合には（ステップＳＴ３１０：Ｎｏ）、ステップＳＴ３０７に戻り、２ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４５】
一方、変数ｎが閾値Ｎ２ｈよりも大きい場合には（ステップＳＴ３１２：Ｙｅｓ）、１ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３１３）に遷移し、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ１を下回るか否かを判定する（ステップＳＴ３１４）。受信信号電力Ｐが閾値Ｐ１を下回る場合には（ステップＳＴ３１４：Ｙｅｓ）、「ｎ−−」処理（ステップＳＴ３１５）を実行し、変数ｎが閾値Ｎ１を下回るか否かを判定する（ステップＳＴ３１６）。変数ｎが閾値Ｎ１を下回る場合は（ステップＳＴ３１６：Ｙｅｓ）、２ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０７）に遷移する。
【００４６】
そして、図４では、受信信号電力Ｐは、時刻ｔ３に近づくに伴い閾値Ｐ４に近づき、時刻ｔ３では、閾値Ｐ４を下回るので、ステップＳＴ３０８，ステップＳＴ３０９，ステップＳＴ３１０を経由して４ＯＳＲ動作状態（４ＯＳＲ）に遷移する。
【００４７】
また、ステップＳＴ３１６において変数ｎが閾値Ｎ１を下回る場合は（ステップＳＴ３１６：Ｎｏ）、ステップＳＴ３１３に戻り、１ＯＳＲ動作状態を維持する。そして、図４の時刻ｔ２から時刻ｔ３の間では示されていないが、ステップＳＴ３１４において受信信号電力Ｐが閾値Ｐ１を上回る場合には（ステップＳＴ３１４：Ｎｏ）、「ｍａｘ｛ｎ＋＋｝」処理（ステップＳＴ３１７）を実行してステップＳＴ３１３に戻り、１ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４８】
このように、４ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移し、２ＯＳＲ動作状態から１ＯＳＲ動作状態に遷移し、１ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移し、２ＯＳＲ動作状態から４ＯＳＲ動作状態に遷移するというように、状態遷移が段階的に行われる。
【００４９】
レート判定部１０４は、４ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３０５において、クロック制御部１０５に対して２ＯＳＲ動作状態に遷移した旨を出力する。クロック制御部１０５は、Ａ／Ｄコンバータ１０２に供給する動作クロックＣＬＫを４ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に必要なクロック数に切り替えて生成することを行う。
【００５０】
レート判定部１０４は、２ＯＳＲ動作状態から１ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３１２，１ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３１７，２ＯＳＲ動作状態から４ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３１０においても、クロック制御部１０５に対してそれぞれの動作状態に遷移した旨を出力する。クロック制御部１０５は、同様にＡ／Ｄコンバータ１０２に供給する動作クロックＣＬＫの生成制御を行う。
【００５１】
以上のように、本実施の形態１によれば、所望の受信信号電力の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００５２】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図５では、実施の形態１（図１）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
【００５３】
図５に示すように、実施の形態２に係る受信装置では、実施の形態１（図１）に示した構成において、受信品質測定部５０４が追加され、それに伴いレート判定部１０４に代えてレート判定部５０５が設けられている。
【００５４】
受信品質測定部５０４は、ベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力と外部から入力される受信電界強度との比である受信品質を測定し、レート判定部５０５に出力する。
【００５５】
レート判定部５０５では、図３に示した閾値Ｐ４，Ｐ２，Ｐ１が受信品質に対する閾値として適切に設定されている。また、状態遷移閾値Ｎ４，Ｎ２ｈ，Ｎ２ｌ，Ｎ１も同様に、受信品質による評価を行う上で適切に設定されている。レート判定部５０５は、そのような閾値を用い、図３に示す制御手順と同内容の手順で、受信品質測定部５０４にて測定された受信品質と定められた状態遷移閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行い、判定結果をクロック制御部１０５に出力する。
【００５６】
即ち、本実施の形態２では、ベースバンド処理前の受信信号電力と受信電界強度との比から算出される受信品質をＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する際の評価値として用いるようにしている。これによって、フェージングノイズに加え、伝送路を複数の利用者が共通に使用し、利用者間の干渉が発生する移動体通信の受信環境に適応することができる。
【００５７】
以上のように、実施の形態２によれば、受信信号の受信品質の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすい通信環境に適応してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００５８】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図６では、実施の形態２（図５）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
【００５９】
図６に示すように、実施の形態３に係る受信装置では、実施の形態２（図５）に示した構成において、平均値演算部６０５，６０６と選択部６０７とが追加され、それに伴いレート判定部５０５に代えてレート判定部６０８が設けられている。
【００６０】
平均値演算部６０５は、ベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力の一定の期間における移動平均値を算出する。平均値演算部６０６は、受信品質測定部５０４にて測定された受信品質の一定の期間における移動平均値を算出する。選択部６０７は、平均値演算部６０５，６０６の一方が出力する移動平均値を受信環境に応じて選択し、それをいずれが選択されたかを示す選択状態情報と共にレート判定部６０８に出力する。
【００６１】
レート判定部６０８では、図３に示す閾値Ｐ４，Ｐ２，Ｐ１が受信信号電力の移動平均値、受信品質の移動平均値に対する閾値として、それぞれ適切に設定されている。また、状態遷移閾値Ｎ４，Ｎ２ｈ，Ｎ２ｌ，Ｎ１は、受信信号電力又は受信品質の移動平均値による評価を行う上で適切に設定されている。
【００６２】
レート判定部６０８は、そのような閾値を用い図３に示す制御手順と同内容の手順で、選択部６０７が選択した移動平均値と選択部６０７から入力される選択状態情報に従い選択した状態遷移閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行い、判定結果をクロック制御部１０５に出力する。
【００６３】
即ち、本実施の形態３では、受信信号電力の移動平均値と、受信信号電力と受信電界強度との比から算出される受信信号の受信品質の移動平均値とのいずれか一方をＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する際の評価値として用いるようにしている。
【００６４】
これによって、フェージングノイズに加え、伝送路を複数の利用者が共通に使用し、利用者間の干渉が発生する移動体通信の受信環境に適応でき、また、受信信号電力又は受信品質の変動が大きい受信環境にも適応することができる。
【００６５】
以上のように、実施の形態３によれば、受信信号電力の移動平均値又は受信品質の移動平均値の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすく、受信品質の変動が大きい通信環境に適用してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００６６】
なお、平均値演算部６０５、６０６のどちらか一方を省略し、受信信号電力と受信品質のいずれか一方の移動平均値を常に評価値として用いてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御するように構成としてもよい。同様の効果がえられる。
【００６７】
（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図７では、実施の形態１（図１）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。
【００６８】
図７に示すように、実施の形態４に係る受信装置では、実施の形態１（図１）に示した構成において、タイミング制御部７０４と頻度測定部７０５とが追加され、それに伴いレート判定部１０４に代えてレート判定部７０６が設けられている。
【００６９】
ベースバンド部１０３は、フェージングノイズによる受信信号の同期タイミングの変動に追従し、受信機の動作タイミングを制御する機能を備えている。その受信タイミング制御情報がタイミング制御部７０４と頻度測定部７０５とに与えられる。
【００７０】
タイミング制御部７０４は、ベースバンド部１０３から入力される受信タイミング制御情報に従い、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫを計数し、計数したタイミング信号ＴＩＭを出力端子ＴＩＭ７０７から外部に出力する。後段の各機能部は、このタイミング信号ＴＩＭを基準として動作し、フェージングノイズによる受信信号の同期タイミングに追従し、信号の受信動作の制御を行っている。
【００７１】
頻度測定部７０５は、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫに基づき、ベースバンド部１０３から入力される受信タイミング制御情報の更新情報を測定し、レート判定部７０６に出力する。
【００７２】
レート判定部７０６では、図３に示した閾値Ｐ４，Ｐ２，Ｐ１が受信タイミング制御情報の更新頻度に対する閾値として適切に設定されている。また、状態遷移閾値Ｎ４，Ｎ２ｈ，Ｎ２ｌ，Ｎ１も同様に受信タイミング制御情報の更新頻度による評価を行う上で適切に設定されている。
【００７３】
レート判定部７０６は、そのような閾値を用い、図３に示す制御手順と同内容の手順で、頻度測定部７０５にて測定された受信タイミング制御情報の更新頻度とサンプリングレート毎に定められた状態遷移閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行い、判定結果をクロック制御部１０５に出力する。
【００７４】
即ち、本実施の形態４では、ベースバンド処理における受信タイミング制御情報の更新頻度をＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する際の評価値として用いるようにしている。
【００７５】
これによって、フェージングノイズによる受信信号の同期タイミングの変動とその頻度に応じてＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００７６】
なお、図７に示した構成において、実施の形態１〜３（図１、図５、図６）で示したベースバンド部１０３が発生する受信信号電力と実施の形態２，３（図５、図６）で示した受信品質測定部５０４が測定した受信品質との双方又は一方と、本実施の形態４（図７）にて示す頻度測定部７０５が測定した受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれかを選択し、それを選択状態を示す選択状態情報と共にレート判定部７０６に与えてＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する構成としてもよい。その際、レート判定部７０６における一定の閾値は受信信号電力、受信品質、受信タイミング制御情報の更新頻度のそれぞれで適切に設定する。
【００７７】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図８では、実施の形態１（図１）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。
【００７８】
図８に示すように、実施の形態５に係る受信装置では、実施の形態１（図１）に示した構成において、バッファ８０３と補間部８０４とが追加されている。バッファ８０３は、Ａ／Ｄコンバータ１０２にてサンプリングされたディジタル信号を一定数記憶するようになっている。それを補間部８０４に出力する。
【００７９】
補間部８０４は、レート判定部１０４の出力（評価値）に基づき、バッファ８０３に記憶されたディジタル信号とＡ／Ｄコンバータ１０２にてサンプリングされた現時刻におけるディジタル信号とを用いてサンプリング点間にディジタル信号を内挿補間することを、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫに従って行うようになっている。
【００８０】
以下、図８、図９を用いて、上記の構成を有する受信装置の動作について説明する。なお、図９は、図８に示す補間部８０４が行う内挿補間動作を説明する図である。
【００８１】
Ａ／Ｄコンバータ１０２は、クロック制御部１０５にて制御された所定周波数の動作クロックＣＬＫによってサンプリング動作を行っている。その結果、レート判定部１０４及びクロック制御部１０５が低サンプリングレートによる動作制御状態にあるときは、低サンプリングレートにおけるサンプリング間隔の間の高サンプリングレートによるサンプリング値が欠落することが起こる。
【００８２】
バッファ８０３には、Ａ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング値が一定数記憶すされる。補間部８０４は、バッファ８０３に記憶された過去一定数のサンプリング値と現時刻におけるサンプリング値とを用い、未来又は過去の低サンプリングレートでサンプリングすることで欠落した高サンプリングレートにおけるサンプリング値の内挿補間を行う。
【００８３】
図９では、レート判定部１０４がＡ／Ｄコンバータ１０２を２倍オーバーサンプリングで動作する制御状態にあり、現在のサンプリング値９０１と過去２点のサンプリング値９０２，９０３との計３点のサンプリング値を用い、過去２点のそれぞれについて、４倍オーバーサンプリングにおけるサンプリング値９０４，９０５の内挿補間を行う様子を示している。
【００８４】
ベースバンド部１０３は、このように補償されたサンプリング値を用いることで、低サンプリングレート動作においても高サンプリングレート動作と同様の受信信号の同期タイミングの補足、追従動作を行うことができる。
【００８５】
以上のように、本実施の形態５によれば、低サンプリングレート動作状態において欠落する高サンプリングレートにおけるサンプリング値を補償することができるので、低消費電力である低サンプリングレート動作状態においても受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００８６】
なお、本実施の形態５（図８）では、実施の形態１（図１）への適用例を示したが、実施の形態２（図５）、実施の形態３（図６）及び実施の形態４（図７）にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御することができるので、高サンプリングレート動作が要求される通信環境においても受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図２】図１に示すＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を説明する図
【図３】図１に示すレート判定部が図１に示すＡ／Ｄコンバータのサンプリングレートを決定する判定動作を説明するフローチャート
【図４】図１に示すベースバンド部にて得られる受信信号電力の時刻推移と図１に示すレート判定部にて用いる閾値との関係を説明する図
【図５】本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図９】図８に示す補間部が行う内挿補間動作を説明する図
【符号の説明】
１０１ アナログ受信部
１０２ Ａ／Ｄコンバータ
１０３ ベースバンド部
１０４，５０５，６０８，７０６ レート判定部
１０５ クロック制御部
５０４ 受信品質測定部
６０５，６０６ 平均値演算部
６０７ 選択部
７０４ タイミング制御部
７０５ 頻度測定部
８０３ バッファ
８０４ 補間部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル信号を送受信する装置に搭載される受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル信号の送受信では、送信側は、ディジタル信号を符号化、及びディジタル変調等のベースバンド処理を行い、それを高周波数帯にアップコンバートして送信信号を生成する。受信側では、高周波数帯の受信信号を所定の周波数帯にダウンコンバートした後、所定のサンプリングレートでサンプリングし、量子化を行ってディジタル信号に変換し、更にベースバンド処理を行うことで送信元のディジタル信号を再生する。
【０００３】
一般に、アナログ信号は、伝送路における信号の反射、屈折、回折等に起因するフェージングノイズに弱く、特に空気中が伝送路となる無線移動体通信では、その影響が顕著である。また、送信側と受信側の間では、非同期であることが多い。つまり、受信装置では、受信信号の同期タイミングを補足し、追従することが必要とされる。
【０００４】
その方策として、従来から、所定のサンプリングレートの数倍から数百倍の速度によるオーバーサンプリングを行い、より高い精度で受信信号をサンプリングし、受信信号の同期を取る方法が提案されている（例えば特許文献１）。
【０００５】
【特許文献１】
特許第３２０７０５７号公報：００２１〜００３５：図１〜図３
【特許文献２】
特許第３０４８２６３号公報：０００２〜０００３
【特許文献３】
特開２０００−３３２６４１号公報：０００８：図１０
【発明の解決しようとする課題】
しかしながら、例えば特許文献２，３にて説明されているように、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータは消費電力が大きく、量子化数の高精度化、又はサンプリングレートの高速度化に比例して消費電力は大きくなる。特に、受信装置の小型化、軽量化が要求される移動体通信においては、受信性能を高くすると共に、低消費電力化を図る必要があり、Ａ／Ｄコンバータの消費電力を無視することができない。
【０００６】
一方、移動体通信では、受信装置の位置、場所等により受信環境が著しく変化するので、劣悪な受信環境ではＡ／Ｄコンバータに高サンプリングレートでの動作が要求される。そこで、一般の受信装置では、受信環境の変化に関わらずＡ／Ｄコンバータは、常に一定のサンプリングレートで動作するようにし、Ａ／Ｄコンバータの低消費電力化は、その回路構成を工夫することで対処している。しかし、良好な受信環境では、フェージングノイズの影響は小さいので、常に高サンプリングレートでＡ／Ｄコンバータを動作させることは過剰であると言える。
【０００７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御する機能を備える受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、受信アナログ信号をサンプリング及び量子化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記変換されたディジタル信号をベースバンド処理するベースバンド処理手段と、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行うレート判定手段と、前記Ａ／Ｄコンバータに供給する所定周波数の動作クロックを、前記レート判定手段の判定結果に従い、基本周波数の動作クロックから生成するクロック制御手段と、を具備する構成を採る。
【０００９】
この構成によれば、所望の受信信号電力の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００１０】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と外部で測定された受信電界強度との比である受信品質を測定する受信品質測定手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記受信品質とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１１】
この構成によれば、受信信号の受信品質の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすい通信環境に適応してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００１２】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と前記受信品質測定手段にて測定された受信品質とのいずれか一方の一定の期間における平均値を算出する平均値演算手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記平均値演算手段が算出した平均値とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１３】
この構成によれば、受信信号電力の移動平均値又は受信品質の移動平均値の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすく、受信品質の変動が大きい通信環境に適用してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００１４】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力の一定の期間における平均値を算出する第１平均値演算手段と、前記受信品質測定手段にて測定された受信品質の一定の期間における平均値を算出する第２平均値演算手段と、前記第１平均値演算手段が算出した平均値と前記第２平均値演算手段が算出した平均値とのいずれか一方を受信状況に応じて選択する選択手段と、を具備し、前記レート判定手段は、前記選択手段が出力する平均値とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、受信信号電力の移動平均値又は受信品質の移動平均値の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすく、受信品質の変動が大きい通信環境に適用してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００１６】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて得られる受信タイミング制御情報の更新頻度を測定する頻度測定手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記受信タイミング制御情報の更新頻度とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、受信タイミング制御情報の更新頻度、つまりフェージングノイズによる受信信号の同期タイミングの変動とその頻度に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００１８】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と外部で測定された受信電界強度との比である受信品質を測定する受信品質測定手段と、前記ベースバンド処理手段にて得られる受信タイミング制御情報の更新頻度を測定する頻度測定手段と、前記受信信号電力と前記受信品質と前記受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれかを受信状況に応じて選択する選択手段と、を具備し、前記レート判定手段は、前記選択手段の出力とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、受信信号電力と受信品質と受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれか応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。したがって、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００２０】
本発明の受信装置は、上記の発明において、前記Ａ／Ｄコンバータが出力するディジタル信号を一定数記憶するバッファと、前記記憶されたディジタル信号と前記Ａ／Ｄコンバータが出力する現時刻におけるディジタル信号とを用いてサンプリング点間に前記レート判定手段の出力を参照してディジタル信号を内挿補間し、前記ベースバンド処理手段に出力する補間手段と、を具備する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、低サンプリングレート動作状態において欠落する高サンプリングレートにおけるサンプリング値を補償することができる。したがって、低消費電力である低サンプリングレート動作状態においても受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、小型化、軽量化が要求される移動体通信の受信装置において、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御できるようにすることである。
【００２３】
以下、発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置は、外部から入力される受信アナログ信号のダウンコンバート等を行うアナログ受信部１０１と、アナログ受信部１０１が出力する受信アナログ信号を所定周波数の動作クロックＣＬＫに従ってサンプリング及び量子化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ１０２と、Ａ／Ｄコンバータ１０２が出力するディジタル信号を外部からクロック入力端子ＣＬＫ１０６に入力される動作クロックＣＬＫに従ってベースバンド処理するベースバンド部１０３と、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫに従い、ベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力と定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行うレート判定部１０４と、レート判定部１０４の判定結果に基づき外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫからＡ／Ｄコンバータ１０２に供給する所定周波数の動作クロックを発生するクロック制御部１０５とを備えている。
【００２５】
以下、上記の構成を有する受信装置の動作について説明する。まず、図１、図２を用いて、全体的な動作を説明する。なお、図２は、図１に示すＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を説明する図である。
【００２６】
図１、図２において、アナログ受信部１０１は、図示しないアンテナにて受信された無線信号である受信アナログ信号をベースバンド周波数帯にダウンコンバートし、直交成分及び同相成分の分離、フィルタリングによるエイリアシング成分の除去等を行い、直交成分及び同相成分それぞれの受信アナログ信号をＡ／Ｄコンバータ１０２に出力する。
【００２７】
Ａ／Ｄコンバータ１０２は、クロック制御部１０５から供給される所定周波数の動作クロックＣＬＫの立ち上がりエッジ、又は立ち下りエッジに応答してアナログ受信部１０１が出力する受信アナログ信号をサンプリングし、量子化を行い、ディジタル信号に変換する。
【００２８】
図２では、Ａ／Ｄコンバータ１０２にベースバンド信号のサンプリング周波数１／Ｔｓの４倍の速度の動作クロックＣＬＫを供給し、立ち上がりエッジによってサンプリングする場合が示されている。このように変換されたディジタル信号は、ベースバンド部１０３に入力される。
【００２９】
ベースバンド部１０３は、外部からクロック入力端子１０６に入力される基本周波数の動作クロックＣＬＫに従ってディジタル信号の復調、及び同期検波等を行う。同時に、ベースバンド部１０３は、受信信号の電力値を算出し、レート判定部１０４に出力する。なお、ベースバンド部１０３にてベースバンド処理された受信ディジタル信号は、後段の復号部や上位制御部等に入力され、受信データの再生や受信機の制御等が行われる。
【００３０】
レート判定部１０４では、外部からクロック入力端子１０６に入力される基本周波数の動作クロックＣＬＫに従い、ベースバンド部１０３にて算出された受信信号の電力値と、定められた閾値との大小関係を比較して受信状態を評価する。そして、レート判定部１０４は、その評価結果に基づきＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定し、決定したサンプリングレートを指示する制御情報をクロック制御部１０５に出力する。
【００３１】
クロック制御部１０５は、レート判定部１０４からの制御情報に従い、外部からクロック入力端子１０６に入力される基本周波数の動作クロックＣＬＫを分周し、Ａ／Ｄコンバータに供給する動作クロックＣＬＫを生成する制御を行う。
【００３２】
次に、図３、図４を用いて、レート判定部１０４がＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定する制御方法について説明する。なお、図３は、図１に示すレート判定部１０４が図１に示すＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリングレートを決定する判定動作を説明するフローチャートである。図４は、図１に示すベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力の時刻推移と図１に示すレート判定部１０４にて用いる閾値との関係を説明する図である。
【００３３】
図４では、横軸には、時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３が示されている。また、縦軸の受信信号電力Ｐに対して、レート判定部１０４が備える閾値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４（Ｐ１＞Ｐ２＞Ｐ４）が示されている。閾値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４は、Ａ／Ｄコンバータ１０２の各サンプリングレートにおける動作に必要な受信信号電力の期待値としてサンプリングレート毎に定められている。
【００３４】
ここでは、レート判定部１０４は、Ａ／Ｄコンバータ１０２を例えば３つのオーバーサンプリング率（Ｏｖｅｒ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｒａｔｅ：以下「ＯＳＲ」という）の動作状態に制御するとしている。即ち、レート判定部１０４は、Ａ／Ｄコンバータ１０２を４ＯＳＲと２ＯＳＲと１ＯＳＲとの３つの動作状態に制御する。そして、各動作状態間の遷移は、段階的に行われるようになっている。
【００３５】
そこで、閾値Ｐ４は、動作状態４ＯＳＲから動作状態２ＯＳＲに遷移する際の受信信号電力に対する閾値である。動作閾値Ｐ２は、動作状態２ＯＳＲから動作状態４ＯＳＲ又は動作状態１ＯＳＲに遷移する際の受信信号電力に対する閾値である。動作閾値Ｐ１は、動作状態１ＯＳＲから動作状態２ＯＳＲに遷移する際の受信信号電力に対する閾値である。
【００３６】
また、レート判定部１０４は、各動作状態の遷移を整数型の変数ｎを用いて制御するようにしている。図３では、変数ｎに対する比較値として、Ｎ４，Ｎ２ｌ，Ｎ２ｈ，Ｎ１が示されている。比較値Ｎ４，Ｎ２ｌは、動作状態４ＯＳＲと動作状態２ＯＳＲとの間での遷移における閾値を示す。また、比較値Ｎ２ｈ，Ｎ１は、動作状態２ＯＳＲと動作状態１ＯＳＲとの間での遷移における閾値を示す。各閾値は、図３で示されるようにＮ２ｌ＜Ｎ４＜Ｎ１＜Ｎ２ｈの関係にある。これによって、ある動作状態から次の動作状態への遷移までに特定のマージンを持つようにしている。
【００３７】
また、図３に示す変数ｎに対する「ｎ＋＋」、「ｎ−−」は、それぞれインクリメント処理、デクリメント処理を意味し、ｍｉｎ｛ｎ−−｝、ｍａｘ｛ｎ＋＋｝は、それぞれインクリメント処理、デクリメント処理における最小値、最大値に飽和させる処理を意味している。
【００３８】
さて、図３、図４において、レート判定部１０４は、４ＯＳＲ動作状態にあるとき（ステップＳＴ３０１）、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ４を上回るか否かを判定する（ステップＳＴ３０２）。受信信号電力Ｐは、時刻ｔ１以前では閾値Ｐ４を下回っており、時刻ｔ１の時点でもＰ４を下回っているので（ステップＳＴ３０２：Ｎｏ）、レート判定部１０４は、「ｍｉｎ｛ｎ−−｝」の処理（ステップＳＴ３０３）を実行してステップＳＴ３０１に戻り、４ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００３９】
時刻ｔ１を過ぎると、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ４を上回るので（ステップＳＴ３０２：Ｙｅｓ）、レート判定部１０４は、「ｎ＋＋」の処理（ステップＳＴ３０４）を実行して変数ｎが閾値Ｎ４よりも大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３０５）。
【００４０】
変数ｎが閾値Ｎ４よりも大きい場合には（ステップＳＴ３０５：Ｙｅｓ）、２ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０７）に遷移するが、受信信号電力Ｐは、時刻ｔ１以降、短期間で閾値Ｐ４を下回るので（ステップＳＴ３０５：Ｎｏ）、レート判定部１０４は、「ｍｉｎ｛ｎ−−｝」の処理（ステップＳＴ３０３）を実行してステップＳＴ３０１に戻り、４ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４１】
次に、時刻ｔ２で再び受信信号電力Ｐが閾値Ｐ４を上回っている。しかも、以降、時刻ｔ３まで受信信号電力Ｐは閾値Ｐ４を上回っているので、ステップＳＴ３０７〜ステップＳＴ３１２の処理が行われる。
【００４２】
即ち、４ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０１）にあるレート判定部１０４は、ステップＳＴ３０２，ステップＳＴ３０４、ステップＳＴ３０５を介して２ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０７）に遷移し、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ２を上回るか否かを判定する（ステップＳＴ３０８）。
【００４３】
受信信号電力Ｐが閾値Ｐ２を下回っている場合には（ステップＳＴ３０８：Ｎｏ）、「ｎ−−」の処理（ステップＳＴ３０９）を実行して変数ｎが閾値Ｎ２ｌよりも大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３０５）。そして、変数ｎが閾値Ｎ２ｌよりも大きくない場合には（ステップＳＴ３１０：Ｎｏ）、ステップＳＴ３０１に戻り、４ＯＳＲ動作状態を維持する。一方、変数ｎが閾値Ｎ２ｌよりも大きい場合には（ステップＳＴ３１０：Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３０７に戻り、２ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４４】
また、ステップＳＴ３０８において受信信号電力Ｐが閾値Ｐ２を上回っている場合には（ステップＳＴ３０８：Ｙｅｓ）、「ｎ＋＋」の処理（ステップＳＴ３１１）を実行して変数ｎが閾値Ｎ２ｈよりも大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３１２）。そして、変数ｎが閾値Ｎ２ｈよりも大きくない場合には（ステップＳＴ３１０：Ｎｏ）、ステップＳＴ３０７に戻り、２ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４５】
一方、変数ｎが閾値Ｎ２ｈよりも大きい場合には（ステップＳＴ３１２：Ｙｅｓ）、１ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３１３）に遷移し、受信信号電力Ｐが閾値Ｐ１を下回るか否かを判定する（ステップＳＴ３１４）。受信信号電力Ｐが閾値Ｐ１を下回る場合には（ステップＳＴ３１４：Ｙｅｓ）、「ｎ−−」処理（ステップＳＴ３１５）を実行し、変数ｎが閾値Ｎ１を下回るか否かを判定する（ステップＳＴ３１６）。変数ｎが閾値Ｎ１を下回る場合は（ステップＳＴ３１６：Ｙｅｓ）、２ＯＳＲ動作状態（ステップＳＴ３０７）に遷移する。
【００４６】
そして、図４では、受信信号電力Ｐは、時刻ｔ３に近づくに伴い閾値Ｐ４に近づき、時刻ｔ３では、閾値Ｐ４を下回るので、ステップＳＴ３０８，ステップＳＴ３０９，ステップＳＴ３１０を経由して４ＯＳＲ動作状態（４ＯＳＲ）に遷移する。
【００４７】
また、ステップＳＴ３１６において変数ｎが閾値Ｎ１を下回る場合は（ステップＳＴ３１６：Ｎｏ）、ステップＳＴ３１３に戻り、１ＯＳＲ動作状態を維持する。そして、図４の時刻ｔ２から時刻ｔ３の間では示されていないが、ステップＳＴ３１４において受信信号電力Ｐが閾値Ｐ１を上回る場合には（ステップＳＴ３１４：Ｎｏ）、「ｍａｘ｛ｎ＋＋｝」処理（ステップＳＴ３１７）を実行してステップＳＴ３１３に戻り、１ＯＳＲ動作状態を維持する。
【００４８】
このように、４ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移し、２ＯＳＲ動作状態から１ＯＳＲ動作状態に遷移し、１ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移し、２ＯＳＲ動作状態から４ＯＳＲ動作状態に遷移するというように、状態遷移が段階的に行われる。
【００４９】
レート判定部１０４は、４ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３０５において、クロック制御部１０５に対して２ＯＳＲ動作状態に遷移した旨を出力する。クロック制御部１０５は、Ａ／Ｄコンバータ１０２に供給する動作クロックＣＬＫを４ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に必要なクロック数に切り替えて生成することを行う。
【００５０】
レート判定部１０４は、２ＯＳＲ動作状態から１ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３１２，１ＯＳＲ動作状態から２ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３１７，２ＯＳＲ動作状態から４ＯＳＲ動作状態に遷移するステップＳＴ３１０においても、クロック制御部１０５に対してそれぞれの動作状態に遷移した旨を出力する。クロック制御部１０５は、同様にＡ／Ｄコンバータ１０２に供給する動作クロックＣＬＫの生成制御を行う。
【００５１】
以上のように、本実施の形態１によれば、所望の受信信号電力の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００５２】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図５では、実施の形態１（図１）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
【００５３】
図５に示すように、実施の形態２に係る受信装置では、実施の形態１（図１）に示した構成において、受信品質測定部５０４が追加され、それに伴いレート判定部１０４に代えてレート判定部５０５が設けられている。
【００５４】
受信品質測定部５０４は、ベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力と外部から入力される受信電界強度との比である受信品質を測定し、レート判定部５０５に出力する。
【００５５】
レート判定部５０５では、図３に示した閾値Ｐ４，Ｐ２，Ｐ１が受信品質に対する閾値として適切に設定されている。また、状態遷移閾値Ｎ４，Ｎ２ｈ，Ｎ２ｌ，Ｎ１も同様に、受信品質による評価を行う上で適切に設定されている。レート判定部５０５は、そのような閾値を用い、図３に示す制御手順と同内容の手順で、受信品質測定部５０４にて測定された受信品質と定められた状態遷移閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行い、判定結果をクロック制御部１０５に出力する。
【００５６】
即ち、本実施の形態２では、ベースバンド処理前の受信信号電力と受信電界強度との比から算出される受信品質をＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する際の評価値として用いるようにしている。これによって、フェージングノイズに加え、伝送路を複数の利用者が共通に使用し、利用者間の干渉が発生する移動体通信の受信環境に適応することができる。
【００５７】
以上のように、実施の形態２によれば、受信信号の受信品質の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすい通信環境に適応してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００５８】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図６では、実施の形態２（図５）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
【００５９】
図６に示すように、実施の形態３に係る受信装置では、実施の形態２（図５）に示した構成において、平均値演算部６０５，６０６と選択部６０７とが追加され、それに伴いレート判定部５０５に代えてレート判定部６０８が設けられている。
【００６０】
平均値演算部６０５は、ベースバンド部１０３にて得られる受信信号電力の一定の期間における移動平均値を算出する。平均値演算部６０６は、受信品質測定部５０４にて測定された受信品質の一定の期間における移動平均値を算出する。選択部６０７は、平均値演算部６０５，６０６の一方が出力する移動平均値を受信環境に応じて選択し、それをいずれが選択されたかを示す選択状態情報と共にレート判定部６０８に出力する。
【００６１】
レート判定部６０８では、図３に示す閾値Ｐ４，Ｐ２，Ｐ１が受信信号電力の移動平均値、受信品質の移動平均値に対する閾値として、それぞれ適切に設定されている。また、状態遷移閾値Ｎ４，Ｎ２ｈ，Ｎ２ｌ，Ｎ１は、受信信号電力又は受信品質の移動平均値による評価を行う上で適切に設定されている。
【００６２】
レート判定部６０８は、そのような閾値を用い図３に示す制御手順と同内容の手順で、選択部６０７が選択した移動平均値と選択部６０７から入力される選択状態情報に従い選択した状態遷移閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行い、判定結果をクロック制御部１０５に出力する。
【００６３】
即ち、本実施の形態３では、受信信号電力の移動平均値と、受信信号電力と受信電界強度との比から算出される受信信号の受信品質の移動平均値とのいずれか一方をＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する際の評価値として用いるようにしている。
【００６４】
これによって、フェージングノイズに加え、伝送路を複数の利用者が共通に使用し、利用者間の干渉が発生する移動体通信の受信環境に適応でき、また、受信信号電力又は受信品質の変動が大きい受信環境にも適応することができる。
【００６５】
以上のように、実施の形態３によれば、受信信号電力の移動平均値又は受信品質の移動平均値の推移に応じてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。また、フェージングノイズに加え、干渉の発生しやすく、受信品質の変動が大きい通信環境に適用してＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御することができる。
【００６６】
なお、平均値演算部６０５、６０６のどちらか一方を省略し、受信信号電力と受信品質のいずれか一方の移動平均値を常に評価値として用いてＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を制御するように構成としてもよい。同様の効果がえられる。
【００６７】
（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図７では、実施の形態１（図１）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。
【００６８】
図７に示すように、実施の形態４に係る受信装置では、実施の形態１（図１）に示した構成において、タイミング制御部７０４と頻度測定部７０５とが追加され、それに伴いレート判定部１０４に代えてレート判定部７０６が設けられている。
【００６９】
ベースバンド部１０３は、フェージングノイズによる受信信号の同期タイミングの変動に追従し、受信機の動作タイミングを制御する機能を備えている。その受信タイミング制御情報がタイミング制御部７０４と頻度測定部７０５とに与えられる。
【００７０】
タイミング制御部７０４は、ベースバンド部１０３から入力される受信タイミング制御情報に従い、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫを計数し、計数したタイミング信号ＴＩＭを出力端子ＴＩＭ７０７から外部に出力する。後段の各機能部は、このタイミング信号ＴＩＭを基準として動作し、フェージングノイズによる受信信号の同期タイミングに追従し、信号の受信動作の制御を行っている。
【００７１】
頻度測定部７０５は、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫに基づき、ベースバンド部１０３から入力される受信タイミング制御情報の更新情報を測定し、レート判定部７０６に出力する。
【００７２】
レート判定部７０６では、図３に示した閾値Ｐ４，Ｐ２，Ｐ１が受信タイミング制御情報の更新頻度に対する閾値として適切に設定されている。また、状態遷移閾値Ｎ４，Ｎ２ｈ，Ｎ２ｌ，Ｎ１も同様に受信タイミング制御情報の更新頻度による評価を行う上で適切に設定されている。
【００７３】
レート判定部７０６は、そのような閾値を用い、図３に示す制御手順と同内容の手順で、頻度測定部７０５にて測定された受信タイミング制御情報の更新頻度とサンプリングレート毎に定められた状態遷移閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行い、判定結果をクロック制御部１０５に出力する。
【００７４】
即ち、本実施の形態４では、ベースバンド処理における受信タイミング制御情報の更新頻度をＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する際の評価値として用いるようにしている。
【００７５】
これによって、フェージングノイズによる受信信号の同期タイミングの変動とその頻度に応じてＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御することができるので、受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００７６】
なお、図７に示した構成において、実施の形態１〜３（図１、図５、図６）で示したベースバンド部１０３が発生する受信信号電力と実施の形態２，３（図５、図６）で示した受信品質測定部５０４が測定した受信品質との双方又は一方と、本実施の形態４（図７）にて示す頻度測定部７０５が測定した受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれかを選択し、それを選択状態を示す選択状態情報と共にレート判定部７０６に与えてＡ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング動作を制御する構成としてもよい。その際、レート判定部７０６における一定の閾値は受信信号電力、受信品質、受信タイミング制御情報の更新頻度のそれぞれで適切に設定する。
【００７７】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図８では、実施の形態１（図１）に示した構成と同一ないしは同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。
【００７８】
図８に示すように、実施の形態５に係る受信装置では、実施の形態１（図１）に示した構成において、バッファ８０３と補間部８０４とが追加されている。バッファ８０３は、Ａ／Ｄコンバータ１０２にてサンプリングされたディジタル信号を一定数記憶するようになっている。それを補間部８０４に出力する。
【００７９】
補間部８０４は、レート判定部１０４の出力（評価値）に基づき、バッファ８０３に記憶されたディジタル信号とＡ／Ｄコンバータ１０２にてサンプリングされた現時刻におけるディジタル信号とを用いてサンプリング点間にディジタル信号を内挿補間することを、外部からクロック入力端子１０６に入力される動作クロックＣＬＫに従って行うようになっている。
【００８０】
以下、図８、図９を用いて、上記の構成を有する受信装置の動作について説明する。なお、図９は、図８に示す補間部８０４が行う内挿補間動作を説明する図である。
【００８１】
Ａ／Ｄコンバータ１０２は、クロック制御部１０５にて制御された所定周波数の動作クロックＣＬＫによってサンプリング動作を行っている。その結果、レート判定部１０４及びクロック制御部１０５が低サンプリングレートによる動作制御状態にあるときは、低サンプリングレートにおけるサンプリング間隔の間の高サンプリングレートによるサンプリング値が欠落することが起こる。
【００８２】
バッファ８０３には、Ａ／Ｄコンバータ１０２のサンプリング値が一定数記憶すされる。補間部８０４は、バッファ８０３に記憶された過去一定数のサンプリング値と現時刻におけるサンプリング値とを用い、未来又は過去の低サンプリングレートでサンプリングすることで欠落した高サンプリングレートにおけるサンプリング値の内挿補間を行う。
【００８３】
図９では、レート判定部１０４がＡ／Ｄコンバータ１０２を２倍オーバーサンプリングで動作する制御状態にあり、現在のサンプリング値９０１と過去２点のサンプリング値９０２，９０３との計３点のサンプリング値を用い、過去２点のそれぞれについて、４倍オーバーサンプリングにおけるサンプリング値９０４，９０５の内挿補間を行う様子を示している。
【００８４】
ベースバンド部１０３は、このように補償されたサンプリング値を用いることで、低サンプリングレート動作においても高サンプリングレート動作と同様の受信信号の同期タイミングの補足、追従動作を行うことができる。
【００８５】
以上のように、本実施の形態５によれば、低サンプリングレート動作状態において欠落する高サンプリングレートにおけるサンプリング値を補償することができるので、低消費電力である低サンプリングレート動作状態においても受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【００８６】
なお、本実施の形態５（図８）では、実施の形態１（図１）への適用例を示したが、実施の形態２（図５）、実施の形態３（図６）及び実施の形態４（図７）にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングレートを受信環境に応じて制御することができるので、高サンプリングレート動作が要求される通信環境においても受信性能を著しく劣化させることなく、かつ効率的に受信装置の低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図２】図１に示すＡ／Ｄコンバータのサンプリング動作を説明する図
【図３】図１に示すレート判定部が図１に示すＡ／Ｄコンバータのサンプリングレートを決定する判定動作を説明するフローチャート
【図４】図１に示すベースバンド部にて得られる受信信号電力の時刻推移と図１に示すレート判定部にて用いる閾値との関係を説明する図
【図５】本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図９】図８に示す補間部が行う内挿補間動作を説明する図
【符号の説明】
１０１ アナログ受信部
１０２ Ａ／Ｄコンバータ
１０３ ベースバンド部
１０４，５０５，６０８，７０６ レート判定部
１０５ クロック制御部
５０４ 受信品質測定部
６０５，６０６ 平均値演算部
６０７ 選択部
７０４ タイミング制御部
７０５ 頻度測定部
８０３ バッファ
８０４ 補間部
Claims (7)
- 受信アナログ信号をサンプリング及び量子化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記変換されたディジタル信号をベースバンド処理するベースバンド処理手段と、前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行うレート判定手段と、前記Ａ／Ｄコンバータに供給する所定周波数の動作クロックを、前記レート判定手段の判定結果に従い、基本周波数の動作クロックから生成するクロック制御手段と、を具備することを特徴とする受信装置。
- 前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と外部で測定された受信電界強度との比である受信品質を測定する受信品質測定手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記受信品質とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う、ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と前記受信品質測定手段にて測定された受信品質とのいずれか一方の一定の期間における平均値を算出する平均値演算手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記平均値演算手段が算出した平均値とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う、ことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力の一定の期間における平均値を算出する第１平均値演算手段と、前記受信品質測定手段にて測定された受信品質の一定の期間における平均値を算出する第２平均値演算手段と、前記第１平均値演算手段が算出した平均値と前記第２平均値演算手段が算出した平均値とのいずれか一方を受信状況に応じて選択する選択手段と、を具備し、前記レート判定手段は、前記選択手段が出力する平均値とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う、ことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 前記ベースバンド処理手段にて得られる受信タイミング制御情報の更新頻度を測定する頻度測定手段、を具備し、前記レート判定手段は、前記受信タイミング制御情報の更新頻度とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う、ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記ベースバンド処理手段にて測定された受信信号電力と外部で測定された受信電界強度との比である受信品質を測定する受信品質測定手段と、前記ベースバンド処理手段にて得られる受信タイミング制御情報の更新頻度を測定する頻度測定手段と、前記受信信号電力と前記受信品質と前記受信タイミング制御情報の更新頻度とのいずれかを受信状況に応じて選択する選択手段と、を具備し、前記レート判定手段は、前記選択手段の出力とサンプリングレート毎に定められた閾値とを比較し、現サンプリングレートの判定を行う、ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記Ａ／Ｄコンバータが出力するディジタル信号を一定数記憶するバッファと、前記記憶されたディジタル信号と前記Ａ／Ｄコンバータが出力する現時刻におけるディジタル信号とを用いてサンプリング点間に前記レート判定手段の出力を参照してディジタル信号を内挿補間し、前記ベースバンド処理手段に出力する補間手段と、を具備することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の受信装置。
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