JP2004159196A - 送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なう。
【解決手段】ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定である３ＧＨｚ以下や、既存の無線ＬＡＮシステムにおいて使用する５ＧＨｚ帯を避けて、７．５ＧＨｚを伝送帯域の中心周波数に設定して搬送波を生成し、この周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成する。ベースバンド・パルスを搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波とする。次いで、ベースバンド・パルスを搬送波で周波数変調することにより、３サイクル・パルスを作る。
【選択図】 図８
【解決手段】ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定である３ＧＨｚ以下や、既存の無線ＬＡＮシステムにおいて使用する５ＧＨｚ帯を避けて、７．５ＧＨｚを伝送帯域の中心周波数に設定して搬送波を生成し、この周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成する。ベースバンド・パルスを搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波とする。次いで、ベースバンド・パルスを搬送波で周波数変調することにより、３サイクル・パルスを作る。
【選択図】 図８
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送波を送出する送信装置並びにこれを受信する受信装置に係り、特に、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式の送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なう送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法に係り、特に、簡単な回路構成を実現し同期獲得時間を短縮したウルトラ・ワイド・バンド通信方式の送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
複数のコンピュータを接続してＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構成することにより、ファイルやデータなどの情報の共有化、プリンタなどの周辺機器の共有化を図ったり、電子メールやデータ・コンテンツの転送などの情報の交換を行なったりすることができる。
【０００４】
最近では、無線ＬＡＮが注目されている。この種の無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。また、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。
【０００５】
また最近では、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムが実用化されている。また、ＰＡＮなどのアプリケーションを対象として、ＳＳ方式を応用したＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ：ウルトラ・ワイド・バンド）伝送方式が提案されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。
【０００６】
ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：疑似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮ符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。ＵＷＢ伝送方式は、この情報信号の拡散率を極限まで大きくしたものであり、データを例えば２ＧＨｚから６ＧＨｚという超高帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行なうことにより高速データ伝送を実現する。
【０００７】
ＵＷＢでは、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なう。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。
【０００８】
ＵＷＢ方式において用いられるインパルス信号は非常に細いパルスであるため、周波数スペクトル的には非常に広い帯域を使用することになる。これにより、入力された情報信号が、各周波数領域においては雑音レベル以下の電力しか持たないことになる。また、変調方式としては、モノパルス間の位置により符号を表現するＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス位置変調）や、モノパルスの位相変化により符号を表現する位相変調（Ｂｉｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、振幅変調などが考えられている。
【０００９】
【非特許文献１】
日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来、ＵＷＢ伝送用のインパルス信号として、ガウス分布形状のモノサイクル・パルス（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｏｎｏ Ｃｙｃｌｅ Ｐｕｌｓｅ）が使われてきた。ここで、パルス生成における装置の線形性の要求を調べるために、ガウス形状のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスについて比較してみる。例として、矩形は例のモノサイクル・パルスは、Ｔｐ＝２００［ｐｓ］で１［Ｖ］のものを考える。また、ガウス形状のモノサイクル・パルスは、以下の式で考えた。但し、同式中の３．１６や３．３という定数は矩形波形モノサイクル・パルスと同等のスペクトルを持つような値として求められたものである。
【００１１】
【数１】
【００１２】
図１には、このときの時間波形を示している。また、図２には、これらモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度（Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｄｅｎｓｉｔｙ）の周波数特性を比較している。但し、この電圧のパルスが毎秒１パルスで伝送され、５０［ｏｈｍ］で駆動したときのパワー・スペクトル密度［Ｗ／Ｈｚ＝Ｊ］を示している。
【００１３】
図２から判るように、もし１００［Ｍｐｕｌｓｅ／ｓ］であれば、この値からさらに８０［ｄＢ］だけ高い電力密度になる。ここに示したパルスのピークの電力密度は−２１１［ｄＢＪ］くらいであるから１００［Ｍｐｕｌｓｅ／ｓ］のとき、ちょうどＦＣＣの規定である−４１．３［ｄＢｍ／ＭＨｚ］＝−１３１．３［ｄＢＷ／Ｈｚ＝ｄＢＪ］辺りとなる。
【００１４】
したがって、以下のことが結論として得られる。
【００１５】
（１）ガウス波形のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスでは伝送帯域ではほとんど同じである。
（２）ガウス波形のモノサイクル・パルスは矩形波形のものよりもピーク電圧が高く、線形性も要求し、電力増幅を含め処理しづらい。
【００１６】
従来のＵＷＢ通信では、モノサイクル・パルスが使用されてきた。図３には、図２に示したパワー・スペクトル密度の周波数特性をデシベルではなく真数で表示してみた。真数である必要は特にないが、エネルギーが線形的に示されていて直感的に好都合なことが多い。
【００１７】
ここで、スペクトラムの要求条件として以下の２点がある。
【００１８】
（１）ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定では３ＧＨｚ以下は放射できない。
（２）４．９〜５．３ＧＨｚ帯は、５ＧＨｚ無線ＬＡＮがあり、これを避けた方がよい。
【００１９】
また、線形表示のパワー・スペクトルを見ると、以下のような事柄を考察することができる。
【００２０】
（１）もし上記の要求条件を遵守しなければ、半分くらいの電力［３ｄＢ］しか送信できない。
（２）パルス波形が大きく乱れることが予想され、受信側ではさらに半分くらいのエネルギしか整合フィルタを通過しない。
（３）トータルで６［ｄＢ］以上のロスが生じる。
【００２１】
また、図４には、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示している。図示の受信機構成はＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）の受信機と似通っている。
【００２２】
図示の例では、ＶＣＯは、パルス周期と同じ周波数で発信しているものとする。
【００２３】
受信機は、ＶＣＯのタイミングに従い、データをＡｌｌ ０としたパルス列を生成し、これをそれぞれパルス幅Ｔｐの半分（Ｔｐ／２）ずつずれた波形を計３つ生成し、受信信号と乗算する。
【００２４】
パルス位置検出時には、ＶＣＯの周波数を意図的に少しずらすことにより、いずれパルス・タイミングが一致する時間が訪れる（スライディング相関）。
【００２５】
パルス・タイミングが一致したときは、乗算結果のエネルギが高くなることから、パルス位置を検出することができる。
【００２６】
パルス位置を検出した段階で、意図的に少しずらしたＶＣＯの周波数を正しい周波数に戻すと同時にこのタイミングを維持するためにトラッキング動作に移行する。
【００２７】
中心（Ｐｕｎｃｔｕｒｅ）に対して±Ｔｐ／２だけずれた波形と乗算したもののエネルギを求め、差し引いたものは、パルス位置誤差の正負に対応した正負の値が検出されるため、これをループ・フィルタを介してパルス位置トラッキングの制御電圧として用いる。
【００２８】
しかしながら、図４に示すような受信機構成の場合、信号パスを３分岐し、乗算意向の回路を３系統持つ必要があり、回路が複雑となる。
【００２９】
また、サーチ時とトラッキング時で周波数を変更する必要があり、この切り替えに要する時間のために、同期確立時間が長くなる。
【００３０】
また、パルス位置検出時に、雑音環境下で正しくパルス位置を検出するために複数回にわたってエネルギが高くなることを検出する必要がある。意図的にずらす周波数をごくわずかにし、複数回に渡って高くなるエネルギを平均化した後、パルス位置検出を行なう必要があり、同期確立時間が長くなる。
【００３１】
また、周波数をずらしたりトラッキングを行なったりする機構はアナログ回路により構成されるが、回路が複雑で、ばらつきなどの影響もあり、動作を安定させることが困難である。
【００３２】
また、パルス位置検出やトラッキングのときは、エネルギの値を用いるため、Ｓ／Ｎが劣化し、特性が劣化する。
【００３３】
本発明は、上述したような技術的課題を鑑みたものであり、その主な目的は、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式のための優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することにある。
【００３４】
本発明のさらなる目的は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なうことができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することにある。
【００３５】
本発明のさらなる目的は、簡単な回路構成を実現し同期獲得時間を短縮することができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することにある。
【００３６】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、
所定の周波数を持つ搬送波を生成する搬送波生成手段又はステップと、
前記周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成するベースバンド・パルス生成手段又はステップと、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調してＮサイクル・パルスを生成する変調手段又はステップと、
を具備することを特徴とする送信装置又は送信方法である。
【００３７】
また、本発明の第２の側面は、
所定周波数の搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波をベースバンド・パルスとして生成するベースバンド・パルス生成手段又はステップと、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調してＮサイクル・パルスを生成する変調手段又はステップと、
を具備することを特徴とする送信装置又は送信方法である。
【００３８】
ここで、前記搬送波生成手段又はステップは、伝送帯域の中心となる周波数を持つ搬送波を生成するようにすればよい。あるいは、前記搬送波生成手段又はステップは、既存の通信システムとは非干渉の帯域の中心となる周波数を持つ搬送波を生成するようにすればよい。
【００３９】
また、前記変調手段又はステップは、前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で周波数変調するようにすればよい。より好ましくは、パルス間隔と同期した搬送波で変調する。
【００４０】
例えば、ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定である３ＧＨｚ以下や、既存の無線ＬＡＮシステムにおいて使用する５ＧＨｚ帯を避けて、７．５ＧＨｚを伝送帯域の中心周波数に設定して搬送波を生成する。そして、この周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成する。ベースバンド・パルスを搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波とする。次いで、ベースバンド・パルスを搬送波で周波数変調することにより、３サイクル・パルスを作ることができる。
【００４１】
このような場合、３ＧＨｚ以下と５ＧＨｚは最初からほとんどエネルギがないので、ＦＣＣルールや既存の５ＧＨｚ帯を使用する通信システムのことを考慮しても、パルス波形の崩れはあまりなく、エネルギ・ロスも少ない。また、比帯域が小さくなることにより、アンテナやＲＦの回路の設計がかなり容易になる。
【００４２】
また、本発明の第３の側面は、伝送帯域の中心となる周波数を搬送波とし、該搬送波の整数分の１の時間間隔で生成したベースバンド・パルスを前記搬送波で変調して得たＮサイクル・パルスからなる送信信号を受信する受信装置又は受信方法であって、
送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出する、
ことを特徴とする受信装置又は受信方法である。
【００４３】
本発明の第３の側面に係る受信装置又は受信方法によれば、本発明の第１又は第２の側面に係る送信装置又は送信方法により送信されるＮサイクル・パルスを好適に受信処理することができる。
【００４４】
ここで、送信信号にはパルス間隔が一定周期となるプリアンブル部が含まれていてもよい。このような場合、パルスの時間間隔を少なくともパルス幅以下に等分割し、分割されたすべての位置で直交検波されたベースバンド・パルスをＡ／Ｄ変換するシーケンスを複数回繰り返し、パルスの時間間隔内の同じ位置に相当するＡ／Ｄ値を基にパルス位置を推定することができる。
【００４５】
ここで、パルスの時間間隔内の同じ位置に相当するＡ／Ｄ値のエネルギ値を積算し、パルスの時間間隔内で最も積算値が大きくなった場所をパルス位置と判断するようにしてもよい。
【００４６】
また、プリアンブル部は、すべての位置でＡ／Ｄ変換するのに必要な時間で周期的なパターンになるよう構成してもよい。このような場合、エネルギ値を積算するのではなく、直交検波により検出されたＩ及びＱの各値を複素数的に加算し、加算された値のエネルギ値が大きくなった場所をパルス位置と判断するようにしてもよい。
【００４７】
また、周期的なパターンの位相を検出し、複素数的に加算したデータから該パターンの影響を除去することにより、伝送路状態を推定するようにしてもよい。
【００４８】
また、受信エネルギの高い場所をパルス位置とみなすとともに、搬送波の位相ずれを検出することでパルス位置の補正又はトラッキングを行なうようにしてもよい。
【００４９】
また、Ａ／Ｄ変換処理の速度が十分速いときにはデジタル処理によりパルス位置のトラッキングを行なうようにしてもよい。
【００５０】
一方、情報ビットに関しては、Ｉ及びＱの加減算や反転などのアナログ的な動作で位相変換を行ない、この結果を判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択するようにしてもよい。
【００５１】
また、本発明の第１又は第２の側面に係る送信装置、あるいは本発明の第３の側面に係る受信装置に直接スペクトラム拡散のための拡散コードを作成する機能モジュールを付加することにより、ＤＳ−ＳＳ方式の送信装置あるいは受信装置を構成することができる。
【００５２】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００５４】
本発明では、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける上述したようなスペクトラムの問題を回避するために、伝送用のインパルス信号として、モノサイクルではなくＮサイクルのパルスを用い、さらに簡単な回路構成で装置を実現し、同期獲得時間を短縮させるものである。以下、本明細書では、中心周波数７．５ＧＨｚの３サイクル・パルスを用い、５０Ｍｂｐｓ伝送を行なう場合を例にとって説明する。
【００５５】
図５には、従来のモノサイクル・パルスの矩形波に重ねて、本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスの矩形波を示している。また、図６及び図７には、これらのパルス波形についてのパワー・スペクトルを、それぞれデシベル表現及び線形表現により示している。
【００５６】
図６及び図７から判るように、３サイクル・パルスは、モノサイクル・パルスに比べ、５ｄＢ程度電力密度が向上している。これは、パルスの電圧を同じにしたにも拘らず、パルス継続時間が倍で、占有領域が半分であることに拠るものであり、本質的な問題ではない。
【００５７】
これより、３サイクル・パルスからなるインパルス信号を使用するウルトラ・ワイド・バンド通信に関して、以下の事柄が導出される。
【００５８】
（１）３ＧＨｚ以下と５ＧＨｚは最初からほとんどエネルギがないので、ＦＣＣルールや既存の５ＧＨｚ帯を使用する通信システムのことを考慮しても、パルス波形の崩れはあまりなく、エネルギ・ロスも少ない。
（２）比帯域が小さくなることにより、アンテナやＲＦの回路の設計がかなり容易になる。
【００５９】
図８には、本発明の一実施形態に係る送受信装置の構成を示している。図示の送受信装置は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける送受信機として動作することができる。
【００６０】
また、図９には、図８に示した送受信装置の送信時の動作特性を示している。以下、図９を参照しながら、送信装置の動作について説明する。
【００６１】
（１）発振器は、フリー・ラン７．５ＧＨｚの周波数からなる信号を生成する。周波数の基準となるＴＣＸＯの精度は１ｐｐｍとする。搬送波の周波数は、伝送帯域の中心となり、より好ましくは既存の通信システムとは非干渉の帯域である。
【００６２】
（２）分周器は、７．５ＧＨｚを３分周することにより、２．５ＧＨｚを生成する。１／２．５［ＧＨｚ］は、ベースバンド・パルスのパルス幅４００ピコ秒に相当する。
【００６３】
（３）ビット・タイミング生成器は、２．５ＧＨｚを５０分周することにより、５０ＭＨｚのビット・タイミングを作る。この結果、伝送帯域の中心となる周波数を持つ搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波からなるベースバンド・パルスが生成される。
【００６４】
（４）次に、７．５ＧＨｚの３サイクル分の４００ピコ秒のバイフェーズ矩形パルスを送信ビットに対応して生成する。
【００６５】
（５）さらに、乗算器において、７．５ＧＨｚの３サイクル分に相当するバイフェーズ矩形パルスを７．５ＧＨｚの搬送波と乗算することにより、３サイクル・パルスを生成する。この結果、パルス間隔と同期した搬送波で変調したことになる。
【００６６】
続いて、図８に示した送受信装置の受信時の動作について説明する。受信時には、検波、パルス検出及びチャネル推定、３サイクル・パルス位相補正、フェーズ回転を行なう。
【００６７】
受信側では、まず、受信信号を送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出する。送信機においてデータをＡＬＬ１にした信号で直交検波する。（普通に直交検波した結果を、パルスの区間だけゲートしても、同様の信号が得られる。）
【００６８】
この際、送信時と同様に、発振器からのフリー・ラン７．５ＧＨｚの信号を３分周することにより、２．５ＧＨｚを生成する。そして、５ＧＨｚを５０分周することにより、５０ＭＨｚのビット・タイミングを作る。さらに、７．５ＧＨｚの３サイクル分に相当するバイフェーズ矩形パルスを７．５ＧＨｚの搬送波と乗算することにより、３サイクル・パルスからなるＬｏｃａｌ Ｉ（実部）を生成する。また、Ｌｏｃａｌ Ｉとは９０度だけ位相がずれたＬｏｃａｌ Ｑ（虚部）を生成する（図１０を参照のこと）。
【００６９】
次いで、各乗算器において、受信信号とＬｏｃａｌ Ｉ及びＬｏｃａｌ Ｑとをそれぞれ乗算して、検波信号Ｉ及びＱを得る。さらに、これら検波信号をローパス・フィルタ（ＬＰＦ）にかけ、そのフィルタ後のパルスのピークにおいてＡ／Ｄ変換を行ない、あとはデジタル処理を行なう。直交検波により、受信信号は、ベースバンド・パルスにまで復元される。
【００７０】
図１１左側には、受信信号とＬｏｃａｌ Ｉ及びＬｏｃａｌ Ｑとをそれぞれ乗算した結果をＬＰＦにかけた後、パルスのピークにおいて、Ａ／Ｄ変換を行なう様子を図解している。また、図１１右側には、直交検波した結果をＩ−Ｑ平面上にマッピングした結果を示している。
【００７１】
次いで、受信側のパルス検出及びチャネル推定について説明する。
【００７２】
本実施形態に係るウルトラ・ワイド・バンド送受信システムにおいては、送信信号の先頭には、パルス検出及びチャネル推定のためのトレーニング信号（プリアンブル部）が含まれている。以下では、このトレーニング信号は２６ビット周期であるとする。２６ビットはＡＬＬ１でもよいが、スペクトルに規則性が生じて問題となるので、ランダム・パターンとする。
【００７３】
パルス検出時のＡ／Ｄ変換は１００ＭＨｚ前後の周波数で可能であるとする。
【００７４】
最初にサンプルしたら、次は２．５ＧＨｚの２５サイクル後にサンプルする。次は、２６サイクル後でサンプルする。２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返し（１０１００ピコ秒周期）、合計５０回だけＡ／Ｄ変換する。図１２には、２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返してＡ／Ｄ変換する様子をタイミング・チャートの形式で示している。但し、中段に示した受信パルス・タイミングは、この時点では未知である。
【００７５】
図１３には、チャネル推定バッファの構成を示している。同図からも判るように、２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返して合計５０回だけＡ／Ｄ変換することにより、パルス間隔の２０ナノ秒の中に４００ピコ秒の分解能で５０ポイントの測定を行なうことができる。
【００７６】
次いで、２．５ＧＨｚのサイクルを５１サイクル分だけ待つと、２０ナノ秒の周期（図１３を参照のこと）の最初の位置に戻る。この間に２６ビットのトレーニング信号が伝送されたことになる。
【００７７】
パルス検出のために必要なＳ／Ｎは１３ｄＢ程度と考えられ、パルスを情報ビットとして復調するためのＳ／Ｎを３ｄＢとすると、１０回の平均化が必要である。よって、この５０回のサンプリングの測定を１０セット行ない、各ポイントにおいて測定結果を加算していく。２６ビット周期のトレーニング信号を設定したことにより、信号は同相で加算される。
【００７８】
この測定データは、２６ビット・パターンのトレーニング信号のどこを測定したものかは分からない。そこで、次に上述した５０ポイントの振幅を滑らかにつなぎ、最大振幅を持つポイントを最大パス（パルス位置）とみなす。図１４には、パルス間隔の２０ナノ秒中の５０ポイントの振幅を滑らかにつないで、最大振幅を持つポイントを同定する様子を示している。
【００７９】
２．５ＧＨｚの分周位相を操作することにより、最大振幅のところにサンプリング・タイミングを合わせ、５０Ｍｂｐｓで例えば２６ビット分受信する。
【００８０】
次いで、既知である２６ビット・パターンのトレーニング信号と相関をとり、測定データが２６ビット・パターンのどこを受信したかを検出する。図１５には、パルス間隔の２０ナノ秒の中に４００ピコ秒の分解能で測定された５０ポイントと２６ビット・パターンとの相関をとる様子を示している。
【００８１】
２６ビット・パターンが明らかになったら、測定データにこのパターンを掛け合わせることにより、マルチパスの様子などを含む伝送路特性の測定値を複素数的に得る。
【００８２】
上述した５０ポイントの測定値を３倍だけオーバー・サンプルし、間の２点を補間する。これにより、１．７５ＧＨｚ＝１３３ピコ秒の分解能でチャネル・レスポンス１５０点を計算することができる。図１６には、５０ポイントの測定値を３倍だけオーバー・サンプルし、間の２点を補間する様子を示している。
【００８３】
この１５０点の測定値で１３３ピコ秒の分解能での最大振幅のものを求め、２．５ＧＨｚの分周位相を操作するのと、７．５ＧＨｚの分周を１回だけ、２分周又は４分周にすることにより、１３３ピコ秒の分解能でタイミングを合わせる。
【００８４】
このようにしてパルス位置を検出することができるので、それ以降はそのタイミングで受信する。
【００８５】
なお、上述したように直交検波により検出されたＩ及びＱの各値を複素数的に加算して得た値のエネルギ値が大きくなった場所をパルス位置と判断するのではなく、パルスの時間間隔内の同じ位置に相当するＡ／Ｄ値のエネルギ値を積算し、パルスの時間間隔内で最も積算値が大きくなった場所をパルス位置と判断するようにしてもよい。
【００８６】
次いで、３サイクル・パルスの位相補正について説明する。
【００８７】
上述のパルス補正検出において、最大パス（図１４を参照のこと）といっても、１３３ピコ秒の分解能でパルス位置が合っているだけであり、７．５ＧＨｚの位相（３サイクル・パルスのサイクルの位相）まで合っている訳ではない。そこで、受信データは複素平面上である位相点を持つ。
【００８８】
したがって、このずれた位相を考慮して、受信したＩ及びＱ成分を補正したものを受信データとする。
【００８９】
受信の最中、送受信機間のクロック誤差によりこの位相はパルスの位置と同期して徐々にずれていく。このずれる位相は、データ受信中も検出し、平均化し、データ受信のための参照位相として用いる。
【００９０】
図１８には、データ受信のための参照位相を求めるための機能構成を模式的に示している。同図に示す例では、情報データのＢｉ−ｐｈａｓｅ変調の影響をなくすため、Ｉ＋ｊＱを２乗し、Ｉ２＋Ｑ２＋２Ｉ×Ｑの値を平均化し、この偏角を２分の１することによって角度を求めている。
【００９１】
上述した参照位相のずれ具合を継続して観測し、±１８０度まわった（６２．５ピコ秒のパルスずれ）ところで、７．５ＧＨｚ分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±１３３ピコ秒（位相差で±３６０度）引き戻す。
【００９２】
図１９に示す例では、（ａ）に示す状態から（ｂ）に示すように６２．５ピコ秒だけずれたことが観測される。このような場合、（ｃ）に示すように、７．５ＧＨｚ分周器を１回だけ１／４にして、−３６０度だけ引き戻す。但し、図示の例では、図面の簡素化のため、情報データのバイ・フェーズ変調が行なわれていないものを示している。
【００９３】
このような位相補正の方法は、位相ずれがタイミングずれに相当するという考えに基づく。図２０には、７．５ＧＨｚの１／３分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±３６０度だけ位相を引き戻す様子を示している。
【００９４】
次いで、位相回転（Ｐｈａｓｅ Ｒｏｔａｔｅ）と高速伝送時の方法について説明する。
【００９５】
位相のずれを検出することができたら、受信データに位相補正を行なう。図２１には、受信データに位相補正を行なう仕組みを図解している。同図に示す例では、φだけ位相ずれがある場合には、下式に従い位相補正を行なう。但し、Ｂｉ−ｐｈａｓｅ変調であるのでＩ成分（実部）のみとなっている。
【００９６】
【数２】
【００９７】
Ａ／Ｄ変換の最大変換速度がビットレートよりも大きなときは、上述した方法によりすべてデジタル処理することが可能である。
【００９８】
ところが、マルチパスが少ないなど、伝送路状態がいいときはもっと高いビットレートを実現することができる。このような場合、少なくともＡ／Ｄ変換ができる範囲ではＡ／Ｄ変換を行ない、キャリア位相パルス位置のトラッキングのための制御を行なう（Ａ／Ｄ変換は１００Ｍｂｐｓを前提とする）。
【００９９】
一方、情報ビットに関しては、Ｉ及びＱの加減算や反転などのアナログ的な動作で位相変換を行ない、この結果を硬判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択する。
【０１００】
図２２には、最適な位相ずれを持つ情報ビットを選択する位相回転部の機能ブロックを図解している。同図に示すように、実部Ｉの入力は、リミット・アンプを介して０度及び１８０度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。また、実部Ｉと虚部Ｑの加算結果は、リミット・アンプを介して４５度及び２２５度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。また、虚部Ｑの入力は、リミット・アンプを介して９０度及び２７０度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。また、実部Ｉと虚部Ｑの減算結果は、リミット・アンプを介して１３５度及び３１５度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。選択器では、この結果を硬判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択する。
【０１０１】
以上、図面を参照しながら本発明の実施形態に係るウルトラ・ワイド・バンド通信方式の送受信装置の構成及び動作特性について説明してきたが、この送受信装置（図８を参照のこと）にＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）のための拡散コードを生成する機能モジュールを付加することにより、ＤＳ−ＳＳ方式の送受信装置を構成することができる。図２３には、ＤＳ−ＳＳのための拡散コードを生成する回路モジュールを含んだ送受信装置の構成を示している。以下、図示の送受信装置の、パルス検出及びチャネル推定、３サイクル・パルス位相トラッキング、Ａ／Ｄ変換処理及び位相回転についての動作について説明する。
【０１０２】
まず、受信時のパルス検出及びチャネル推定について説明する。
【０１０３】
逆拡散には５０チップ分の時間が必要であり、逆拡散した値はＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換の処理速度は、毎秒５０Ｍサンプル程度になる。
【０１０４】
２．５ＧＨｚの５１サイクル周期でサンプルしていけば、５０サイクルかけて２０ナノ秒の区間を測定し終える。このとき、ビットは５１ビット伝送される。したがって、トレーニング・パターンは５１ビットで繰り返す。
【０１０５】
これを１０セット行ない、測定値を加算して、Ｓ／Ｎを上げていく。
【０１０６】
上述の５０ポイントの振幅を滑らかにつなぎ、最大振幅を持つポイントが最大パスとみなす。
【０１０７】
現在５１ビット・トレーニング中のどこにいる中を判定するために、５１ビットくらい受信し、トレーニング・パターンと相関をとる。
【０１０８】
検出した位相を考慮し、測定値から５１ビット・トレーニング・パターンの０／１を取り除く。
【０１０９】
３倍オーバー・サンプルと補間により、１３３ピコ秒の分解能で１５０ポイントのチャネル・レスポンスを求める。
【０１１０】
この１５０ポイントの測定値で、１３３ピコ秒の分解能で最大振幅のものを求め、２．５ＧＨｚの分周位相を操作し、７．５ＧＨｚの分周を１回だけ２分周又は４分周にすることにより、１３３ピコ秒の分解能でタイミングを合わせ、それ以降を受信する。
【０１１１】
次いで、３サイクル・パルスの位相補正について説明する。
【０１１２】
上述のパルス補正検出において、最大パスといっても、１３３ピコ秒の分解能でパルス位置が合っているだけであり、７．５ＧＨｚの位相（３サイクル・パルスのサイクルの位相）まで合っている訳ではない。そこで、受信データは複素平面上である位相点を持つ。
【０１１３】
したがって、このずれた位相を考慮して、受信したＩ及びＱ成分を補正したものを受信データとする。
【０１１４】
受信の最中、送受信機間のクロック誤差によりこの位相はパルスの位置と同期して徐々にずれていく。このずれる位相は、データ受信中も検出し、平均化し、データ受信のための参照位相として用いる。
【０１１５】
上述した参照位相のずれ具合を継続して観測し、±１８０度まわった（６２．５ピコ秒のパルスずれ）ところで、７．５ＧＨｚ分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±１３３ピコ秒（位相差で±３６０度）引き戻す。
【０１１６】
タイミングがずれているときの補正は、１／７．５ＧＨｚ＝１３３ピコ秒単位でしか行なわない。それ以下の７．５ＧＨｚの位相に関しては、デジタル的に検出及び補正する。
【０１１７】
次いで、Ａ／Ｄ変換と位相回転（Ｐｈａｓｅ Ｒｏｔａｔｅ）について説明する。
【０１１８】
位相のずれを検出することができたら、受信データに位相補正を行なう。
【０１１９】
Ａ／Ｄ変換が間に合うビットレートのときは普通にデジタル処理する。
【０１２０】
一方、高速ビットレート伝送を行なうときには、少なくともＡ／Ｄ変換ができる範囲でＡ／Ｄ変換し、キャリア位相及びパルス位置のための制御を行なう。
【０１２１】
一方、情報ビットの方は、４５度の分解能で位相を補正して、硬判定を行なう。
【０１２２】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【０１２３】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式のための優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することができる。
【０１２４】
また、本発明によれば、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なうことができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することができる。
【０１２５】
また、本発明によれば、簡単な回路構成を実現し同期獲得時間を短縮することができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ガウス形状のモノサイクル・パルスの時間波形を示した図である。
【図２】ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。
【図３】ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。
【図４】ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示した図である。
【図５】従来のモノサイクル・パルスの矩形波に重ねて、本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスの矩形波を示した図である。
【図６】従来のモノサイクル・パルス及び本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスについてのパワー・スペクトルをデシベル表現により示したチャートである。
【図７】従来のモノサイクル・パルス及び本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスについてのパワー・スペクトルを線形表現により示したチャートである。
【図８】本発明の一実施形態に係る送信装置の構成を示した図である。
【図９】図８に示した送受信装置の送信時の動作特性を示したタイミング・チャートである。
【図１０】図８に示した送受信装置の受信側の件パブにおける直交検波を説明するための図である。
【図１１】図８に示した送受信装置の受信側の検波部における直交検波を説明するための図である。
【図１２】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返してＡ／Ｄ変換する様子を示したチャートである。
【図１３】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、チャネル推定バッファの構成を示した図である。
【図１４】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、パルス間隔の２０ナノ秒中の５０ポイントの振幅を滑らかにつないで、最大振幅を持つポイントを同定する様子を示した図である。
【図１５】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、パルス間隔の２０ナノ秒の中に４００ピコ秒の分解能で測定された５０ポイントと２６ビット・パターン（トレーニング信号）との相関をとる様子を示した図である。
【図１６】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、５０ポイントの測定値を３倍だけオーバー・サンプルし、間の２点を補間する様子を示した図である。
【図１７】図８に示した送受信装置の受信側の検波部における３サイクル・パルス位相補正動作を説明するための図であり、より具体的には、受信データが複素平面上である位相点を持つ様子を示した図である。
【図１８】データ受信のための参照位相を求めるための機能構成を模式的に示した図である。
【図１９】参照移送のずれ具合の継続的な観測結果を基に位相補正を行なう様子を示した図である。
【図２０】７．５ＧＨｚの１／３分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±３６０度だけ位相を引き戻す様子を示した図である。
【図２１】受信データに位相補正を行なう仕組みを示した図である。
【図２２】最適な位相ずれを持つ情報ビットを選択する位相回転部の機能ブロックを示した図である。
【図２３】ＤＳ−ＳＳ方式の送受信装置の構成を示した図である。
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送波を送出する送信装置並びにこれを受信する受信装置に係り、特に、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式の送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なう送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法に係り、特に、簡単な回路構成を実現し同期獲得時間を短縮したウルトラ・ワイド・バンド通信方式の送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
複数のコンピュータを接続してＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構成することにより、ファイルやデータなどの情報の共有化、プリンタなどの周辺機器の共有化を図ったり、電子メールやデータ・コンテンツの転送などの情報の交換を行なったりすることができる。
【０００４】
最近では、無線ＬＡＮが注目されている。この種の無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。また、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。
【０００５】
また最近では、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムが実用化されている。また、ＰＡＮなどのアプリケーションを対象として、ＳＳ方式を応用したＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ：ウルトラ・ワイド・バンド）伝送方式が提案されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。
【０００６】
ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：疑似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮ符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。ＵＷＢ伝送方式は、この情報信号の拡散率を極限まで大きくしたものであり、データを例えば２ＧＨｚから６ＧＨｚという超高帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行なうことにより高速データ伝送を実現する。
【０００７】
ＵＷＢでは、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なう。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。
【０００８】
ＵＷＢ方式において用いられるインパルス信号は非常に細いパルスであるため、周波数スペクトル的には非常に広い帯域を使用することになる。これにより、入力された情報信号が、各周波数領域においては雑音レベル以下の電力しか持たないことになる。また、変調方式としては、モノパルス間の位置により符号を表現するＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス位置変調）や、モノパルスの位相変化により符号を表現する位相変調（Ｂｉｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、振幅変調などが考えられている。
【０００９】
【非特許文献１】
日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来、ＵＷＢ伝送用のインパルス信号として、ガウス分布形状のモノサイクル・パルス（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｏｎｏ Ｃｙｃｌｅ Ｐｕｌｓｅ）が使われてきた。ここで、パルス生成における装置の線形性の要求を調べるために、ガウス形状のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスについて比較してみる。例として、矩形は例のモノサイクル・パルスは、Ｔｐ＝２００［ｐｓ］で１［Ｖ］のものを考える。また、ガウス形状のモノサイクル・パルスは、以下の式で考えた。但し、同式中の３．１６や３．３という定数は矩形波形モノサイクル・パルスと同等のスペクトルを持つような値として求められたものである。
【００１１】
【数１】
図１には、このときの時間波形を示している。また、図２には、これらモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度（Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｄｅｎｓｉｔｙ）の周波数特性を比較している。但し、この電圧のパルスが毎秒１パルスで伝送され、５０［ｏｈｍ］で駆動したときのパワー・スペクトル密度［Ｗ／Ｈｚ＝Ｊ］を示している。
【００１３】
図２から判るように、もし１００［Ｍｐｕｌｓｅ／ｓ］であれば、この値からさらに８０［ｄＢ］だけ高い電力密度になる。ここに示したパルスのピークの電力密度は−２１１［ｄＢＪ］くらいであるから１００［Ｍｐｕｌｓｅ／ｓ］のとき、ちょうどＦＣＣの規定である−４１．３［ｄＢｍ／ＭＨｚ］＝−１３１．３［ｄＢＷ／Ｈｚ＝ｄＢＪ］辺りとなる。
【００１４】
したがって、以下のことが結論として得られる。
【００１５】
（１）ガウス波形のモノサイクル・パルスと矩形波形のモノサイクル・パルスでは伝送帯域ではほとんど同じである。
（２）ガウス波形のモノサイクル・パルスは矩形波形のものよりもピーク電圧が高く、線形性も要求し、電力増幅を含め処理しづらい。
【００１６】
従来のＵＷＢ通信では、モノサイクル・パルスが使用されてきた。図３には、図２に示したパワー・スペクトル密度の周波数特性をデシベルではなく真数で表示してみた。真数である必要は特にないが、エネルギーが線形的に示されていて直感的に好都合なことが多い。
【００１７】
ここで、スペクトラムの要求条件として以下の２点がある。
【００１８】
（１）ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定では３ＧＨｚ以下は放射できない。
（２）４．９〜５．３ＧＨｚ帯は、５ＧＨｚ無線ＬＡＮがあり、これを避けた方がよい。
【００１９】
また、線形表示のパワー・スペクトルを見ると、以下のような事柄を考察することができる。
【００２０】
（１）もし上記の要求条件を遵守しなければ、半分くらいの電力［３ｄＢ］しか送信できない。
（２）パルス波形が大きく乱れることが予想され、受信側ではさらに半分くらいのエネルギしか整合フィルタを通過しない。
（３）トータルで６［ｄＢ］以上のロスが生じる。
【００２１】
また、図４には、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示している。図示の受信機構成はＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）の受信機と似通っている。
【００２２】
図示の例では、ＶＣＯは、パルス周期と同じ周波数で発信しているものとする。
【００２３】
受信機は、ＶＣＯのタイミングに従い、データをＡｌｌ ０としたパルス列を生成し、これをそれぞれパルス幅Ｔｐの半分（Ｔｐ／２）ずつずれた波形を計３つ生成し、受信信号と乗算する。
【００２４】
パルス位置検出時には、ＶＣＯの周波数を意図的に少しずらすことにより、いずれパルス・タイミングが一致する時間が訪れる（スライディング相関）。
【００２５】
パルス・タイミングが一致したときは、乗算結果のエネルギが高くなることから、パルス位置を検出することができる。
【００２６】
パルス位置を検出した段階で、意図的に少しずらしたＶＣＯの周波数を正しい周波数に戻すと同時にこのタイミングを維持するためにトラッキング動作に移行する。
【００２７】
中心（Ｐｕｎｃｔｕｒｅ）に対して±Ｔｐ／２だけずれた波形と乗算したもののエネルギを求め、差し引いたものは、パルス位置誤差の正負に対応した正負の値が検出されるため、これをループ・フィルタを介してパルス位置トラッキングの制御電圧として用いる。
【００２８】
しかしながら、図４に示すような受信機構成の場合、信号パスを３分岐し、乗算意向の回路を３系統持つ必要があり、回路が複雑となる。
【００２９】
また、サーチ時とトラッキング時で周波数を変更する必要があり、この切り替えに要する時間のために、同期確立時間が長くなる。
【００３０】
また、パルス位置検出時に、雑音環境下で正しくパルス位置を検出するために複数回にわたってエネルギが高くなることを検出する必要がある。意図的にずらす周波数をごくわずかにし、複数回に渡って高くなるエネルギを平均化した後、パルス位置検出を行なう必要があり、同期確立時間が長くなる。
【００３１】
また、周波数をずらしたりトラッキングを行なったりする機構はアナログ回路により構成されるが、回路が複雑で、ばらつきなどの影響もあり、動作を安定させることが困難である。
【００３２】
また、パルス位置検出やトラッキングのときは、エネルギの値を用いるため、Ｓ／Ｎが劣化し、特性が劣化する。
【００３３】
本発明は、上述したような技術的課題を鑑みたものであり、その主な目的は、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式のための優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することにある。
【００３４】
本発明のさらなる目的は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なうことができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することにある。
【００３５】
本発明のさらなる目的は、簡単な回路構成を実現し同期獲得時間を短縮することができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することにある。
【００３６】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、
所定の周波数を持つ搬送波を生成する搬送波生成手段又はステップと、
前記周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成するベースバンド・パルス生成手段又はステップと、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調してＮサイクル・パルスを生成する変調手段又はステップと、
を具備することを特徴とする送信装置又は送信方法である。
【００３７】
また、本発明の第２の側面は、
所定周波数の搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波をベースバンド・パルスとして生成するベースバンド・パルス生成手段又はステップと、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調してＮサイクル・パルスを生成する変調手段又はステップと、
を具備することを特徴とする送信装置又は送信方法である。
【００３８】
ここで、前記搬送波生成手段又はステップは、伝送帯域の中心となる周波数を持つ搬送波を生成するようにすればよい。あるいは、前記搬送波生成手段又はステップは、既存の通信システムとは非干渉の帯域の中心となる周波数を持つ搬送波を生成するようにすればよい。
【００３９】
また、前記変調手段又はステップは、前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で周波数変調するようにすればよい。より好ましくは、パルス間隔と同期した搬送波で変調する。
【００４０】
例えば、ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定である３ＧＨｚ以下や、既存の無線ＬＡＮシステムにおいて使用する５ＧＨｚ帯を避けて、７．５ＧＨｚを伝送帯域の中心周波数に設定して搬送波を生成する。そして、この周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成する。ベースバンド・パルスを搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波とする。次いで、ベースバンド・パルスを搬送波で周波数変調することにより、３サイクル・パルスを作ることができる。
【００４１】
このような場合、３ＧＨｚ以下と５ＧＨｚは最初からほとんどエネルギがないので、ＦＣＣルールや既存の５ＧＨｚ帯を使用する通信システムのことを考慮しても、パルス波形の崩れはあまりなく、エネルギ・ロスも少ない。また、比帯域が小さくなることにより、アンテナやＲＦの回路の設計がかなり容易になる。
【００４２】
また、本発明の第３の側面は、伝送帯域の中心となる周波数を搬送波とし、該搬送波の整数分の１の時間間隔で生成したベースバンド・パルスを前記搬送波で変調して得たＮサイクル・パルスからなる送信信号を受信する受信装置又は受信方法であって、
送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出する、
ことを特徴とする受信装置又は受信方法である。
【００４３】
本発明の第３の側面に係る受信装置又は受信方法によれば、本発明の第１又は第２の側面に係る送信装置又は送信方法により送信されるＮサイクル・パルスを好適に受信処理することができる。
【００４４】
ここで、送信信号にはパルス間隔が一定周期となるプリアンブル部が含まれていてもよい。このような場合、パルスの時間間隔を少なくともパルス幅以下に等分割し、分割されたすべての位置で直交検波されたベースバンド・パルスをＡ／Ｄ変換するシーケンスを複数回繰り返し、パルスの時間間隔内の同じ位置に相当するＡ／Ｄ値を基にパルス位置を推定することができる。
【００４５】
ここで、パルスの時間間隔内の同じ位置に相当するＡ／Ｄ値のエネルギ値を積算し、パルスの時間間隔内で最も積算値が大きくなった場所をパルス位置と判断するようにしてもよい。
【００４６】
また、プリアンブル部は、すべての位置でＡ／Ｄ変換するのに必要な時間で周期的なパターンになるよう構成してもよい。このような場合、エネルギ値を積算するのではなく、直交検波により検出されたＩ及びＱの各値を複素数的に加算し、加算された値のエネルギ値が大きくなった場所をパルス位置と判断するようにしてもよい。
【００４７】
また、周期的なパターンの位相を検出し、複素数的に加算したデータから該パターンの影響を除去することにより、伝送路状態を推定するようにしてもよい。
【００４８】
また、受信エネルギの高い場所をパルス位置とみなすとともに、搬送波の位相ずれを検出することでパルス位置の補正又はトラッキングを行なうようにしてもよい。
【００４９】
また、Ａ／Ｄ変換処理の速度が十分速いときにはデジタル処理によりパルス位置のトラッキングを行なうようにしてもよい。
【００５０】
一方、情報ビットに関しては、Ｉ及びＱの加減算や反転などのアナログ的な動作で位相変換を行ない、この結果を判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択するようにしてもよい。
【００５１】
また、本発明の第１又は第２の側面に係る送信装置、あるいは本発明の第３の側面に係る受信装置に直接スペクトラム拡散のための拡散コードを作成する機能モジュールを付加することにより、ＤＳ−ＳＳ方式の送信装置あるいは受信装置を構成することができる。
【００５２】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００５４】
本発明では、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける上述したようなスペクトラムの問題を回避するために、伝送用のインパルス信号として、モノサイクルではなくＮサイクルのパルスを用い、さらに簡単な回路構成で装置を実現し、同期獲得時間を短縮させるものである。以下、本明細書では、中心周波数７．５ＧＨｚの３サイクル・パルスを用い、５０Ｍｂｐｓ伝送を行なう場合を例にとって説明する。
【００５５】
図５には、従来のモノサイクル・パルスの矩形波に重ねて、本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスの矩形波を示している。また、図６及び図７には、これらのパルス波形についてのパワー・スペクトルを、それぞれデシベル表現及び線形表現により示している。
【００５６】
図６及び図７から判るように、３サイクル・パルスは、モノサイクル・パルスに比べ、５ｄＢ程度電力密度が向上している。これは、パルスの電圧を同じにしたにも拘らず、パルス継続時間が倍で、占有領域が半分であることに拠るものであり、本質的な問題ではない。
【００５７】
これより、３サイクル・パルスからなるインパルス信号を使用するウルトラ・ワイド・バンド通信に関して、以下の事柄が導出される。
【００５８】
（１）３ＧＨｚ以下と５ＧＨｚは最初からほとんどエネルギがないので、ＦＣＣルールや既存の５ＧＨｚ帯を使用する通信システムのことを考慮しても、パルス波形の崩れはあまりなく、エネルギ・ロスも少ない。
（２）比帯域が小さくなることにより、アンテナやＲＦの回路の設計がかなり容易になる。
【００５９】
図８には、本発明の一実施形態に係る送受信装置の構成を示している。図示の送受信装置は、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける送受信機として動作することができる。
【００６０】
また、図９には、図８に示した送受信装置の送信時の動作特性を示している。以下、図９を参照しながら、送信装置の動作について説明する。
【００６１】
（１）発振器は、フリー・ラン７．５ＧＨｚの周波数からなる信号を生成する。周波数の基準となるＴＣＸＯの精度は１ｐｐｍとする。搬送波の周波数は、伝送帯域の中心となり、より好ましくは既存の通信システムとは非干渉の帯域である。
【００６２】
（２）分周器は、７．５ＧＨｚを３分周することにより、２．５ＧＨｚを生成する。１／２．５［ＧＨｚ］は、ベースバンド・パルスのパルス幅４００ピコ秒に相当する。
【００６３】
（３）ビット・タイミング生成器は、２．５ＧＨｚを５０分周することにより、５０ＭＨｚのビット・タイミングを作る。この結果、伝送帯域の中心となる周波数を持つ搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波からなるベースバンド・パルスが生成される。
【００６４】
（４）次に、７．５ＧＨｚの３サイクル分の４００ピコ秒のバイフェーズ矩形パルスを送信ビットに対応して生成する。
【００６５】
（５）さらに、乗算器において、７．５ＧＨｚの３サイクル分に相当するバイフェーズ矩形パルスを７．５ＧＨｚの搬送波と乗算することにより、３サイクル・パルスを生成する。この結果、パルス間隔と同期した搬送波で変調したことになる。
【００６６】
続いて、図８に示した送受信装置の受信時の動作について説明する。受信時には、検波、パルス検出及びチャネル推定、３サイクル・パルス位相補正、フェーズ回転を行なう。
【００６７】
受信側では、まず、受信信号を送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出する。送信機においてデータをＡＬＬ１にした信号で直交検波する。（普通に直交検波した結果を、パルスの区間だけゲートしても、同様の信号が得られる。）
【００６８】
この際、送信時と同様に、発振器からのフリー・ラン７．５ＧＨｚの信号を３分周することにより、２．５ＧＨｚを生成する。そして、５ＧＨｚを５０分周することにより、５０ＭＨｚのビット・タイミングを作る。さらに、７．５ＧＨｚの３サイクル分に相当するバイフェーズ矩形パルスを７．５ＧＨｚの搬送波と乗算することにより、３サイクル・パルスからなるＬｏｃａｌ Ｉ（実部）を生成する。また、Ｌｏｃａｌ Ｉとは９０度だけ位相がずれたＬｏｃａｌ Ｑ（虚部）を生成する（図１０を参照のこと）。
【００６９】
次いで、各乗算器において、受信信号とＬｏｃａｌ Ｉ及びＬｏｃａｌ Ｑとをそれぞれ乗算して、検波信号Ｉ及びＱを得る。さらに、これら検波信号をローパス・フィルタ（ＬＰＦ）にかけ、そのフィルタ後のパルスのピークにおいてＡ／Ｄ変換を行ない、あとはデジタル処理を行なう。直交検波により、受信信号は、ベースバンド・パルスにまで復元される。
【００７０】
図１１左側には、受信信号とＬｏｃａｌ Ｉ及びＬｏｃａｌ Ｑとをそれぞれ乗算した結果をＬＰＦにかけた後、パルスのピークにおいて、Ａ／Ｄ変換を行なう様子を図解している。また、図１１右側には、直交検波した結果をＩ−Ｑ平面上にマッピングした結果を示している。
【００７１】
次いで、受信側のパルス検出及びチャネル推定について説明する。
【００７２】
本実施形態に係るウルトラ・ワイド・バンド送受信システムにおいては、送信信号の先頭には、パルス検出及びチャネル推定のためのトレーニング信号（プリアンブル部）が含まれている。以下では、このトレーニング信号は２６ビット周期であるとする。２６ビットはＡＬＬ１でもよいが、スペクトルに規則性が生じて問題となるので、ランダム・パターンとする。
【００７３】
パルス検出時のＡ／Ｄ変換は１００ＭＨｚ前後の周波数で可能であるとする。
【００７４】
最初にサンプルしたら、次は２．５ＧＨｚの２５サイクル後にサンプルする。次は、２６サイクル後でサンプルする。２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返し（１０１００ピコ秒周期）、合計５０回だけＡ／Ｄ変換する。図１２には、２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返してＡ／Ｄ変換する様子をタイミング・チャートの形式で示している。但し、中段に示した受信パルス・タイミングは、この時点では未知である。
【００７５】
図１３には、チャネル推定バッファの構成を示している。同図からも判るように、２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返して合計５０回だけＡ／Ｄ変換することにより、パルス間隔の２０ナノ秒の中に４００ピコ秒の分解能で５０ポイントの測定を行なうことができる。
【００７６】
次いで、２．５ＧＨｚのサイクルを５１サイクル分だけ待つと、２０ナノ秒の周期（図１３を参照のこと）の最初の位置に戻る。この間に２６ビットのトレーニング信号が伝送されたことになる。
【００７７】
パルス検出のために必要なＳ／Ｎは１３ｄＢ程度と考えられ、パルスを情報ビットとして復調するためのＳ／Ｎを３ｄＢとすると、１０回の平均化が必要である。よって、この５０回のサンプリングの測定を１０セット行ない、各ポイントにおいて測定結果を加算していく。２６ビット周期のトレーニング信号を設定したことにより、信号は同相で加算される。
【００７８】
この測定データは、２６ビット・パターンのトレーニング信号のどこを測定したものかは分からない。そこで、次に上述した５０ポイントの振幅を滑らかにつなぎ、最大振幅を持つポイントを最大パス（パルス位置）とみなす。図１４には、パルス間隔の２０ナノ秒中の５０ポイントの振幅を滑らかにつないで、最大振幅を持つポイントを同定する様子を示している。
【００７９】
２．５ＧＨｚの分周位相を操作することにより、最大振幅のところにサンプリング・タイミングを合わせ、５０Ｍｂｐｓで例えば２６ビット分受信する。
【００８０】
次いで、既知である２６ビット・パターンのトレーニング信号と相関をとり、測定データが２６ビット・パターンのどこを受信したかを検出する。図１５には、パルス間隔の２０ナノ秒の中に４００ピコ秒の分解能で測定された５０ポイントと２６ビット・パターンとの相関をとる様子を示している。
【００８１】
２６ビット・パターンが明らかになったら、測定データにこのパターンを掛け合わせることにより、マルチパスの様子などを含む伝送路特性の測定値を複素数的に得る。
【００８２】
上述した５０ポイントの測定値を３倍だけオーバー・サンプルし、間の２点を補間する。これにより、１．７５ＧＨｚ＝１３３ピコ秒の分解能でチャネル・レスポンス１５０点を計算することができる。図１６には、５０ポイントの測定値を３倍だけオーバー・サンプルし、間の２点を補間する様子を示している。
【００８３】
この１５０点の測定値で１３３ピコ秒の分解能での最大振幅のものを求め、２．５ＧＨｚの分周位相を操作するのと、７．５ＧＨｚの分周を１回だけ、２分周又は４分周にすることにより、１３３ピコ秒の分解能でタイミングを合わせる。
【００８４】
このようにしてパルス位置を検出することができるので、それ以降はそのタイミングで受信する。
【００８５】
なお、上述したように直交検波により検出されたＩ及びＱの各値を複素数的に加算して得た値のエネルギ値が大きくなった場所をパルス位置と判断するのではなく、パルスの時間間隔内の同じ位置に相当するＡ／Ｄ値のエネルギ値を積算し、パルスの時間間隔内で最も積算値が大きくなった場所をパルス位置と判断するようにしてもよい。
【００８６】
次いで、３サイクル・パルスの位相補正について説明する。
【００８７】
上述のパルス補正検出において、最大パス（図１４を参照のこと）といっても、１３３ピコ秒の分解能でパルス位置が合っているだけであり、７．５ＧＨｚの位相（３サイクル・パルスのサイクルの位相）まで合っている訳ではない。そこで、受信データは複素平面上である位相点を持つ。
【００８８】
したがって、このずれた位相を考慮して、受信したＩ及びＱ成分を補正したものを受信データとする。
【００８９】
受信の最中、送受信機間のクロック誤差によりこの位相はパルスの位置と同期して徐々にずれていく。このずれる位相は、データ受信中も検出し、平均化し、データ受信のための参照位相として用いる。
【００９０】
図１８には、データ受信のための参照位相を求めるための機能構成を模式的に示している。同図に示す例では、情報データのＢｉ−ｐｈａｓｅ変調の影響をなくすため、Ｉ＋ｊＱを２乗し、Ｉ２＋Ｑ２＋２Ｉ×Ｑの値を平均化し、この偏角を２分の１することによって角度を求めている。
【００９１】
上述した参照位相のずれ具合を継続して観測し、±１８０度まわった（６２．５ピコ秒のパルスずれ）ところで、７．５ＧＨｚ分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±１３３ピコ秒（位相差で±３６０度）引き戻す。
【００９２】
図１９に示す例では、（ａ）に示す状態から（ｂ）に示すように６２．５ピコ秒だけずれたことが観測される。このような場合、（ｃ）に示すように、７．５ＧＨｚ分周器を１回だけ１／４にして、−３６０度だけ引き戻す。但し、図示の例では、図面の簡素化のため、情報データのバイ・フェーズ変調が行なわれていないものを示している。
【００９３】
このような位相補正の方法は、位相ずれがタイミングずれに相当するという考えに基づく。図２０には、７．５ＧＨｚの１／３分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±３６０度だけ位相を引き戻す様子を示している。
【００９４】
次いで、位相回転（Ｐｈａｓｅ Ｒｏｔａｔｅ）と高速伝送時の方法について説明する。
【００９５】
位相のずれを検出することができたら、受信データに位相補正を行なう。図２１には、受信データに位相補正を行なう仕組みを図解している。同図に示す例では、φだけ位相ずれがある場合には、下式に従い位相補正を行なう。但し、Ｂｉ−ｐｈａｓｅ変調であるのでＩ成分（実部）のみとなっている。
【００９６】
【数２】
Ａ／Ｄ変換の最大変換速度がビットレートよりも大きなときは、上述した方法によりすべてデジタル処理することが可能である。
【００９８】
ところが、マルチパスが少ないなど、伝送路状態がいいときはもっと高いビットレートを実現することができる。このような場合、少なくともＡ／Ｄ変換ができる範囲ではＡ／Ｄ変換を行ない、キャリア位相パルス位置のトラッキングのための制御を行なう（Ａ／Ｄ変換は１００Ｍｂｐｓを前提とする）。
【００９９】
一方、情報ビットに関しては、Ｉ及びＱの加減算や反転などのアナログ的な動作で位相変換を行ない、この結果を硬判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択する。
【０１００】
図２２には、最適な位相ずれを持つ情報ビットを選択する位相回転部の機能ブロックを図解している。同図に示すように、実部Ｉの入力は、リミット・アンプを介して０度及び１８０度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。また、実部Ｉと虚部Ｑの加算結果は、リミット・アンプを介して４５度及び２２５度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。また、虚部Ｑの入力は、リミット・アンプを介して９０度及び２７０度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。また、実部Ｉと虚部Ｑの減算結果は、リミット・アンプを介して１３５度及び３１５度の位相回転が与えられた後に選択器（ＳＥＬ）に供給される。選択器では、この結果を硬判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択する。
【０１０１】
以上、図面を参照しながら本発明の実施形態に係るウルトラ・ワイド・バンド通信方式の送受信装置の構成及び動作特性について説明してきたが、この送受信装置（図８を参照のこと）にＤＳ−ＳＳ（直接スペクトラム拡散）のための拡散コードを生成する機能モジュールを付加することにより、ＤＳ−ＳＳ方式の送受信装置を構成することができる。図２３には、ＤＳ−ＳＳのための拡散コードを生成する回路モジュールを含んだ送受信装置の構成を示している。以下、図示の送受信装置の、パルス検出及びチャネル推定、３サイクル・パルス位相トラッキング、Ａ／Ｄ変換処理及び位相回転についての動作について説明する。
【０１０２】
まず、受信時のパルス検出及びチャネル推定について説明する。
【０１０３】
逆拡散には５０チップ分の時間が必要であり、逆拡散した値はＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換の処理速度は、毎秒５０Ｍサンプル程度になる。
【０１０４】
２．５ＧＨｚの５１サイクル周期でサンプルしていけば、５０サイクルかけて２０ナノ秒の区間を測定し終える。このとき、ビットは５１ビット伝送される。したがって、トレーニング・パターンは５１ビットで繰り返す。
【０１０５】
これを１０セット行ない、測定値を加算して、Ｓ／Ｎを上げていく。
【０１０６】
上述の５０ポイントの振幅を滑らかにつなぎ、最大振幅を持つポイントが最大パスとみなす。
【０１０７】
現在５１ビット・トレーニング中のどこにいる中を判定するために、５１ビットくらい受信し、トレーニング・パターンと相関をとる。
【０１０８】
検出した位相を考慮し、測定値から５１ビット・トレーニング・パターンの０／１を取り除く。
【０１０９】
３倍オーバー・サンプルと補間により、１３３ピコ秒の分解能で１５０ポイントのチャネル・レスポンスを求める。
【０１１０】
この１５０ポイントの測定値で、１３３ピコ秒の分解能で最大振幅のものを求め、２．５ＧＨｚの分周位相を操作し、７．５ＧＨｚの分周を１回だけ２分周又は４分周にすることにより、１３３ピコ秒の分解能でタイミングを合わせ、それ以降を受信する。
【０１１１】
次いで、３サイクル・パルスの位相補正について説明する。
【０１１２】
上述のパルス補正検出において、最大パスといっても、１３３ピコ秒の分解能でパルス位置が合っているだけであり、７．５ＧＨｚの位相（３サイクル・パルスのサイクルの位相）まで合っている訳ではない。そこで、受信データは複素平面上である位相点を持つ。
【０１１３】
したがって、このずれた位相を考慮して、受信したＩ及びＱ成分を補正したものを受信データとする。
【０１１４】
受信の最中、送受信機間のクロック誤差によりこの位相はパルスの位置と同期して徐々にずれていく。このずれる位相は、データ受信中も検出し、平均化し、データ受信のための参照位相として用いる。
【０１１５】
上述した参照位相のずれ具合を継続して観測し、±１８０度まわった（６２．５ピコ秒のパルスずれ）ところで、７．５ＧＨｚ分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±１３３ピコ秒（位相差で±３６０度）引き戻す。
【０１１６】
タイミングがずれているときの補正は、１／７．５ＧＨｚ＝１３３ピコ秒単位でしか行なわない。それ以下の７．５ＧＨｚの位相に関しては、デジタル的に検出及び補正する。
【０１１７】
次いで、Ａ／Ｄ変換と位相回転（Ｐｈａｓｅ Ｒｏｔａｔｅ）について説明する。
【０１１８】
位相のずれを検出することができたら、受信データに位相補正を行なう。
【０１１９】
Ａ／Ｄ変換が間に合うビットレートのときは普通にデジタル処理する。
【０１２０】
一方、高速ビットレート伝送を行なうときには、少なくともＡ／Ｄ変換ができる範囲でＡ／Ｄ変換し、キャリア位相及びパルス位置のための制御を行なう。
【０１２１】
一方、情報ビットの方は、４５度の分解能で位相を補正して、硬判定を行なう。
【０１２２】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【０１２３】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうウルトラ・ワイド・バンド（ＵＷＢ）通信方式のための優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することができる。
【０１２４】
また、本発明によれば、ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なうことができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することができる。
【０１２５】
また、本発明によれば、簡単な回路構成を実現し同期獲得時間を短縮することができる、優れた送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、パルス位置検出方法、並びにトラッキング方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ガウス形状のモノサイクル・パルスの時間波形を示した図である。
【図２】ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。
【図３】ガウス形状及び矩形のモノサイクル・パルスのパワー・スペクトル密度の周波数特性を示した図である。
【図４】ウルトラ・ワイド・バンド通信システムにおける受信機の構成例（従来例）を示した図である。
【図５】従来のモノサイクル・パルスの矩形波に重ねて、本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスの矩形波を示した図である。
【図６】従来のモノサイクル・パルス及び本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスについてのパワー・スペクトルをデシベル表現により示したチャートである。
【図７】従来のモノサイクル・パルス及び本発明の一実施形態に係る３サイクル・パルスについてのパワー・スペクトルを線形表現により示したチャートである。
【図８】本発明の一実施形態に係る送信装置の構成を示した図である。
【図９】図８に示した送受信装置の送信時の動作特性を示したタイミング・チャートである。
【図１０】図８に示した送受信装置の受信側の件パブにおける直交検波を説明するための図である。
【図１１】図８に示した送受信装置の受信側の検波部における直交検波を説明するための図である。
【図１２】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、２５サイクルと２６サイクルの間隔を交互に繰り返してＡ／Ｄ変換する様子を示したチャートである。
【図１３】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、チャネル推定バッファの構成を示した図である。
【図１４】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、パルス間隔の２０ナノ秒中の５０ポイントの振幅を滑らかにつないで、最大振幅を持つポイントを同定する様子を示した図である。
【図１５】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、パルス間隔の２０ナノ秒の中に４００ピコ秒の分解能で測定された５０ポイントと２６ビット・パターン（トレーニング信号）との相関をとる様子を示した図である。
【図１６】図８に示した送受信装置の受信側の検波部におけるパルス検出及びチャネル推定動作を説明するための図であり、より具体的には、５０ポイントの測定値を３倍だけオーバー・サンプルし、間の２点を補間する様子を示した図である。
【図１７】図８に示した送受信装置の受信側の検波部における３サイクル・パルス位相補正動作を説明するための図であり、より具体的には、受信データが複素平面上である位相点を持つ様子を示した図である。
【図１８】データ受信のための参照位相を求めるための機能構成を模式的に示した図である。
【図１９】参照移送のずれ具合の継続的な観測結果を基に位相補正を行なう様子を示した図である。
【図２０】７．５ＧＨｚの１／３分周器を１回だけ２分周又は４分周にして、±３６０度だけ位相を引き戻す様子を示した図である。
【図２１】受信データに位相補正を行なう仕組みを示した図である。
【図２２】最適な位相ずれを持つ情報ビットを選択する位相回転部の機能ブロックを示した図である。
【図２３】ＤＳ−ＳＳ方式の送受信装置の構成を示した図である。
Claims (23)
- 所定の周波数を持つ搬送波を生成する搬送波生成手段と、
前記周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成するベースバンド・パルス生成手段と、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調する変調手段と、
を具備することを特徴とする送信装置。 - ベースバンド・パルスのパルス幅を所定周波数の搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波としてパルスを生成するベースバンド・パルス生成手段と、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調する変調手段と、
を具備することを特徴とする送信装置。 - 前記搬送波生成手段は、伝送帯域の中心となる周波数を持つ搬送波を生成する、
ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の送信装置。 - 前記搬送波生成手段は、既存の通信システムとは干渉を起さない帯域の中心となる周波数を持つ搬送波を生成する、
ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の送信装置。 - 前記変調手段は、前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で周波数変換する、ことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の送信装置。
- 所定の周波数を持つ搬送波を生成する搬送波生成ステップと、
前記周波数の整数分の１の時間間隔でベースバンド・パルスを生成するベースバンド・パルス生成ステップと、
を具備することを特徴とする送信方法。 - 所定周波数の搬送波の１周期の整数倍の長さの矩形波をベースバンド・パルスとして生成するベースバンド・パルス生成ステップと、
前記ベースバンド・パルスを前記搬送波で変調する変調ステップと、
を具備することを特徴とする送信方法。 - 伝送帯域の中心となる周波数を搬送波とし、該搬送波の整数分の１の時間間隔で生成したベースバンド・パルスを前記搬送波で変調して得た送信信号を受信する受信装置であって、
送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出する、
ことを特徴とする受信装置。 - 前記送信信号には所定のトレーニング信号が含まれており、
パルスの時間間隔を少なくともパルス幅以下に等分割し、分割されたすべての位置で直交検波されたベースバンド・パルスをＡ／Ｄ変換するシーケンスを複数回繰り返し、振幅値を基にパルス位置を推定する、
ことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。 - 振幅値のエネルギ値を積算し、パルスの時間間隔内で最も積算値が大きくなった場所をパルス位置と判断する、
ことを特徴とする請求項９に記載の受信装置。 - 前記送信信号のプリアンブル部はすべての位置でＡ／Ｄ変換するのに必要な時間で周期的なパターンになるように構成され、
直交検波により検出されたＩ及びＱの各値を複素数的に加算し、加算された値のエネルギ値が大きくなった場所をパルス位置と判断する、
ことを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。 - さらに、周期的なパターンの位相を検出し、複素数的に加算したデータから該パターンの影響を除去することにより、伝送路状態を推定する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。 - 受信エネルギの高い場所をパルス位置とみなすとともに、搬送波の位相ずれを検出することでパルス位置の補正又はトラッキングを行なう、
ことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。 - Ａ／Ｄ変換処理の速度が十分速いときにはデジタル処理によりパルス位置のトラッキングを行なう、
ことを特徴とする請求項１３に記載の受信装置。 - 情報ビットに関しては、Ｉ及びＱの加減算や反転などのアナログ的な動作で位相変換を行ない、この結果を判定して、位相ずれが最適な位相のものを選択する、
ことを特徴とする請求項１４に記載の受信装置。 - 伝送帯域の中心となる周波数を搬送波とし、該搬送波の整数分の１の時間間隔で生成したベースバンド・パルスを前記搬送波で変調して得たＮサイクル・パルスからなる送信信号を受信する受信方法であって、
送信時と同じ周波数の搬送波で直交検波して、ベースバンド・パルス列を検出する、
ことを特徴とする受信方法。 - 直接スペクトラム拡散のための拡散コードを生成する拡散コード生成モジュールをさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。 - 直接スペクトラム拡散のための拡散コードを生成する拡散コード生成モジュールをさらに備える、
ことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。 - 伝送帯域の中心となる周波数を搬送波とし、該搬送波の整数分の１の時間間隔で生成したベースバンド・パルスを前記搬送波で変調して得られる送信信号のパルス位置を検出するパルス位置検出方法であって、前記送信信号には所定のトレーニング信号が含まれており、
パルスの時間間隔を少なくともパルス幅以下に等分割し、分割されたすべての位置で直交検波されたベースバンド・パルスをＡ／Ｄ変換するシーケンスを複数回繰り返し、振幅値を基にパルス位置を推定する、
ことを特徴とするパルス位置検出方法。 - 振幅値のエネルギ値を積算し、パルスの時間間隔内で最も積算値が大きくなった場所をパルス位置と判断する、
ことを特徴とする請求項１９に記載のパルス位置検出方法。 - 前記送信信号のプリアンブル部はすべての位置でＡ／Ｄ変換するのに必要な時間で周期的なパターンになるように構成され、
直交検波により検出されたＩ及びＱの各値を複素数的に加算し、加算された値のエネルギ値が大きくなった場所をパルス位置と判断する、
ことを特徴とする請求項２０に記載のパルス位置検出方法。 - 伝送帯域の中心となる周波数を搬送波とし、該搬送波の整数分の１の時間間隔で生成したベースバンド・パルスを前記搬送波で変調して得られる送信信号をトラッキングするトラッキング方法であって、
受信エネルギの高い場所をパルス位置とみなすとともに、搬送波の位相ずれを検出することでパルス位置の補正又はトラッキングを行なう、
ことを特徴とするトラッキング方法。 - Ａ／Ｄ変換処理の速度が十分速いときにはデジタル処理によりパルス位置のトラッキングを行なう、
ことを特徴とする請求項２２に記載のトラッキング方法。
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