JP2004140471A - 電圧制御発振器 - Google Patents
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Abstract
【課題】小型で且つ発振周波数の可変幅が大きい電圧制御発振器を提供する。
【解決手段】ＬＣ−ＶＣＯ１に負性抵抗部２、ＬＣ回路部４、負性抵抗部３を設ける。ＬＣ回路部４には、出力端子７及び８を設け、この出力端子７と出力端子８との間にインダクタ９を接続し、インダクタ９と並列に、可変キャパシタ１０及び１１を直列に接続する。また、ＬＣ回路部４に、キャパシタ１２、１３及びＮＭＯＳからなるスイッチ１４、１５を設ける。更に、キャパシタ１２とスイッチ１４との間のノードＮ１と、キャパシタ１３とスイッチ１５との間のノードＮ２との間に、ＮＭＯＳからなるスイッチ１９を接続し、スイッチ１９が閉じているときにノードＮ１とノードＮ２とが相互に接続されるようにする。
【選択図】 図１
【解決手段】ＬＣ−ＶＣＯ１に負性抵抗部２、ＬＣ回路部４、負性抵抗部３を設ける。ＬＣ回路部４には、出力端子７及び８を設け、この出力端子７と出力端子８との間にインダクタ９を接続し、インダクタ９と並列に、可変キャパシタ１０及び１１を直列に接続する。また、ＬＣ回路部４に、キャパシタ１２、１３及びＮＭＯＳからなるスイッチ１４、１５を設ける。更に、キャパシタ１２とスイッチ１４との間のノードＮ１と、キャパシタ１３とスイッチ１５との間のノードＮ２との間に、ＮＭＯＳからなるスイッチ１９を接続し、スイッチ１９が閉じているときにノードＮ１とノードＮ２とが相互に接続されるようにする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列ＬＣタンク回路の共振現象を利用した電圧制御発振器に関し、特に、容量スイッチを備え発信周波数を段階的に変化させることができる電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近時、周波数逓倍及び位相同期を目的として使用されるフェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路のローカルオシレータ（ＬＯ）として、並列ＬＣタンク回路の共振現象を利用した電圧制御発振器（ＬＣ−ＶＣＯ：ＬＣ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が使用されている。このＬＣ−ＶＣＯにおいては、インダクタと可変キャパシタとが相互に並列に接続されて並列ＬＣタンク回路が形成されており、この並列ＬＣタンク回路の共振現象により、周波数が共振周波数である交流信号を発振するようになっている。共振周波数とは、並列ＬＣタンク回路のインピーダンスが無限大となる周波数をいい、共振現象とは、並列ＬＣ回路においてインダクタ及び可変キャパシタに電流が交互に流れる現象をいう。また、可変キャパシタにはバラクタ素子等が使用され、印加される制御電圧に応じて容量が変化するようになっている。インダクタのインダクタンスをＬとし、可変キャパシタの容量をＣとすると、共振周波数ｆは下記数式１により与えられる。下記数式１より、可変キャパシタの容量Ｃを増加させれば、共振周波数ｆが減少することがわかる。
【０００３】
【数１】
【０００４】
リングオシレータ等を使用した従来のＶＣＯと比較して、ＬＣ−ＶＣＯには以下に示す利点がある。第１に、ＬＣ−ＶＣＯは、リングオシレータ等を使用した従来のＶＣＯと比較して雑音が小さい。これは、ＬＣ−ＶＣＯは並列ＬＣタンク回路の共振を基本原理としているため、雑音の原因となるトランジスタの数が少ないことに起因する。このため、ＬＣ−ＶＣＯは、高速光通信、携帯電話、無線ＬＡＮ等に好適である。第２に、ＬＣ−ＶＣＯはＬＣ回路の共振を基本原理としているため、トランジスタにより構成され論理ゲート遅延を利用したＶＣＯよりも高発振周波数を得やすい。第３に、制御電圧に対する発振周波数の可変幅が小さい。このため、チューニング感度が低く、制御電圧の変動に起因する発振周波数の変動が少なく、この結果、雑音が低い。
【０００５】
一方、ＬＣ−ＶＣＯの欠点として、前述のチューニング感度の低さが挙げられる。前述の如く、チューニング感度の低さは、雑音に対しては有利に働くが、発振周波数の可変幅が小さくなるため、所望の発振周波数を実現するＬＣ−ＶＣＯの設計が困難になる。
【０００６】
この欠点を克服するために、容量スイッチを設けたＬＣ−ＶＣＯが提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。図４（ａ）乃至（ｃ）は従来の容量スイッチを設けたＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図であり、（ａ）は全体を示す等価回路図であり、（ｂ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｃ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。また、図５（ａ）及び（ｂ）は横軸に制御電圧をとり、縦軸に発振周波数をとって、発振周波数の可変幅を示すグラフ図であり、（ａ）は容量スイッチ部を使用しない場合の発振周波数の可変域を示し、（ｂ）は容量スイッチ部を使用する場合の発振周波数の可変域を示す。
【０００７】
図４（ａ）に示すように、この従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１は、電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続されている。ＬＣ−ＶＣＯ１０１には、電源電位配線ＶＣＣから接地電位配線ＧＮＤに向かって、負性抵抗部２、ＬＣ回路部１０４、負性抵抗部３がこの順に配置されている。
【０００８】
負性抵抗部２においては、Ｐチャネルトランジスタ５及び６が設けられている。Ｐチャネルトランジスタ５における一方のソース・ドレインは電源電位配線ＶＣＣに接続されており、他方のソース・ドレインはＬＣ回路部１０４の出力端子７に接続されており、ゲートは出力端子８に接続されている。また、Ｐチャネルトランジスタ６における一方のソース・ドレインは電源電位配線ＶＣＣに接続されており、他方のソース・ドレインはＬＣ回路部１０４の出力端子８に接続されており、ゲートは出力端子７に接続されている。
【０００９】
ＬＣ回路部１０４において、出力端子７及び８の間には、インダクタ９が設けられている。また、出力端子７及び８の間には、インダクタ９と並列に、可変キャパシタ１０及び１１が直列に設けられている。可変キャパシタ１０及び１１は入力される制御電圧に応じて容量が変化するキャパシタであり、具体的にはバラクタ素子である。更に、ＬＣ回路部１０４には、容量スイッチ部１１６が設けられており、容量スイッチ部１１６には、キャパシタ１２及び１３、スイッチ１４及び１５が設けられている。出力端子７はキャパシタ１２の一方の電極に接続され、このキャパシタ１２の他方の電極はスイッチ１４の一方の端子に接続され、このスイッチ１４の他方の端子は接地電極に接続されている。同様に、出力端子８はキャパシタ１３、スイッチ１５を介して、接地電極に接続されている。スイッチ１４及び１５はＮＭＯＳ（Ｎ−Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：Ｎ型金属酸化物半導体）トランジスタにより構成されている。なお、図４（ａ）には、容量スイッチ部１１６は１個しか示されていないが、容量スイッチ部１１６を複数個設け、出力端子７及び８の間に相互に並列に接続することもある。
【００１０】
負性抵抗部３においては、Ｎチャネルトランジスタ１７及び１８が設けられており、Ｎチャネルトランジスタ１７における一方のソース・ドレインはＬＣ回路部１０４の出力端子７に接続されており、他方のソース・ドレインは接地電位配線ＧＮＤに接続されており、ゲートは出力端子８に接続されている。また、Ｎチャネルトランジスタ１８の一方のソース・ドレインは出力端子８に接続されており、他方のソース・ドレインは接地電位配線ＧＮＤに接続されており、ゲートは出力端子７に接続されている。
【００１１】
次に、この従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１の動作について説明する。例えば、ＬＣ−ＶＣＯ１０１が電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続されること等により、ＬＣ回路部１０４に何らかの電気的な刺激が印加されると、ＬＣ回路部１０４が共振周波数の高周波を出力端子７及び８から発振する。このとき、出力端子７及び８から出力される信号は相補信号である。
【００１２】
但し、ＬＣ回路部１０４のみでは、寄生抵抗による損失が生じるため、発振はいずれ止まってしまう。そこで、電源電位配線ＶＣＣに正の電源電位を印加し、接地電位配線ＧＮＤに接地電位を印加して、ＬＣ−ＶＣＯ１０１に電流を供給すると共に、負性抵抗部２及び３を設けることにより、ＬＣ回路部１０４に恒久的に共振波を発振させることができる。即ち、例えば出力端子７がロウになり、出力端子８がハイになると、Ｐチャネルトランジスタ５がオフになり、Ｎチャネルトランジスタ１７がオンになる。この結果、出力端子７には接地電位が印加される。また、Ｐチャネルトランジスタ６がオンになり、Ｎチャネルトランジスタ１８がオフになるため、出力端子８には電源電位が印加される。同様に、出力端子７がハイになり、出力端子８がロウになると、出力端子７には電源電位が印加され、出力端子８に接地電位が印加される。これにより、出力端子７及び８からの発振が減衰することなく持続する。
【００１３】
そして、可変キャパシタ１０及び１１に印加する制御電圧を変えることにより、可変キャパシタ１０及び１１の容量がリニアに変化する。この結果、図５（ａ）に示すように、制御電圧に応じてＬＣ回路部１０４の共振周波数が変化し、ＬＣ−ＶＣＯ１０１から発振される高周波の周波数を変化させることができる。図５（ａ）に示す範囲Ａは発振周波数の可変域である。
【００１４】
また、スイッチ１４及び１５を切換えることにより、容量スイッチ部１１６全体の容量が変化する。図４（ｂ）に示すように、スイッチ１４をオフにすると、スイッチ１４が容量として働き、キャパシタ１２と直列に接続されるため、キャパシタ１２及びスイッチ１４の合計容量が相対的に小さくなる。一方、図４（ｃ）に示すように、スイッチ１４をオンにすると、スイッチ１４が抵抗として働き、キャパシタ１２及びスイッチ１４の合計容量が相対的に大きくなる。この結果、スイッチ１４をオフにすると、ＬＣ回路部１０４全体の容量が小さくなり、上記数式１により、発振周波数が高くなる。また、スイッチ１４をオンにすると、ＬＣ回路部１０４全体の容量が大きくなり、発振周波数が低くなる。これにより、スイッチ１４及び１５を開閉することにより、発振周波数を非連続的に変化させることができる。また、容量スイッチ部１１６を複数個設けて夫々独立に開閉すれば、発振周波数を段階的に変化させることができる。
【００１５】
この結果、図５（ｂ）に示すように、容量スイッチ部１１６により発振周波数を段階的に変化させ、可変キャパシタ１０及び１１の制御電圧を変化させて発振周波数を連続的に変化させることにより、容量スイッチ部１１６を設けない場合と比較して、チューニング感度を低く維持して制御電圧の変動による発振周波数の変動を抑制したまま、発振周波数の可変幅を増大させることができる。図５（ｂ）に示す範囲Ｂは発振周波数の可変域である。また、容量スイッチ部１１６を設けることにより、発振周波数の帯域を変化させることができるため、通信システムの誤り訂正等において要求される複数の周波数への対応も容易になる。
【００１６】
【非特許文献１】
Ａ． Ｋｒａｌ ｅｔ ａｌ．， ”ＲＦ−ＣＭＯＳ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ ｗｉｔｈ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｕｎｉｎｇ”， ＩＥＥＥ Ｃｕｓｔｏｍ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆ．， ｐｐ．５５５−５５８， １９９８
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の従来の技術には以下に示す問題点がある。前述の如く、図４（ａ）に示すスイッチ１４及び１５にはＮＭＯＳ等のトランジスタを使用する。このようなトランジスタによるスイッチは、理想的なスイッチと異なり、オン時にもオフ時にも寄生成分が残るため、キャパシタ１２及び１３を接地電極に対して完全に接続したり切り離したりすることができない。即ち、スイッチ１４及び１５がオン状態であるときには、スイッチ１４及び１５は抵抗として働き、オフ状態であるときには、容量として働いてしまう。このため、スイッチ１４及び１５がオン状態であるときには、キャパシタ１２及び１３における接地電極側の電極電位が完全に接地電位にはならず、夫々出力端子７及び８の電位に影響され、交流成分が残ってしまう。この結果、キャパシタ１２及び１３における電極間の実効電圧が小さくなり、キャパシタ１２及び１３の実効的な容量が小さくなってしまう。これにより、スイッチ１４及び１５をオンにしても、ＬＣ−ＶＣＯ１０１の発振周波数を低下させる効果が不十分となり、発振周波数の可変幅が小さくなる。
【００１８】
なお、スイッチ１４及び１５を構成するトランジスタのチャネル幅を大きくすれば、オン状態におけるスイッチ１４及び１５の抵抗が小さくなり、ＬＣ−ＶＣＯ１０１の挙動は理想状態に近くなる。しかしながら、トランジスタを大型化することにより、ＬＣ−ＶＣＯ１０１全体が大型化してしまうという問題点がある。
【００１９】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、小型で且つ発振周波数の可変幅が大きい電圧制御発振器を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電圧制御発振器は、交流信号を発振する共振部と、この共振部と電源との間に設けられ前記交流信号に同期して前記共振部に電流を供給する負性抵抗部と、を有し、前記共振部は、１対の出力端子と、この１対の出力端子間に接続されたインダクタと、このインダクタに並列に接続された可変キャパシタと、一方の電極が前記１対の出力端子に夫々接続された１対のキャパシタと、この１対のキャパシタの他方の電極と基準電極との間に夫々設けられた１対の第１のスイッチと、前記１対のキャパシタの他方の電極間に設けられた第２のスイッチと、を有することを特徴とする。
【００２１】
本発明においては、インダクタと、可変キャパシタ及び１対のキャパシタとにより共振部が構成され、この共振部に、電源に接続された負性抵抗部により電流が供給されることにより、周波数が共振部の共振周波数に等しい交流信号を出力することができる。このとき、１対の出力端子から相補の信号が出力される。そして、可変キャパシタの容量を変化させることにより、共振部の共振周波数を変化させ、出力される交流信号の周波数を連続的に変化させることができる。
【００２２】
また、第１のスイッチを開くことにより、この第１のスイッチを前記１対のキャパシタに直列に接続されたキャパシタとして作用させ、全体の容量を小さくすることができる。又は、第１のスイッチを閉じることにより、この第１のスイッチを前記１対のキャパシタと基準電極との間に接続された抵抗として作用させ、全体の容量を大きくすることができる。このとき、第２のスイッチを閉じることにより、前記１対のキャパシタにおける出力端子に接続されていない側の電極を相互に接続する。これにより、この電極の電位における交流成分を相殺し、このキャパシタの電極間の電圧を増大させ、このキャパシタの実効的な容量を増加させることができる。この結果、第１のスイッチを開閉することによる前記１対のキャパシタの容量の変化量を増大させることができ、交流信号の周波数を大きく変化させることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照して具体的に説明する。図１は本実施形態に係るＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図であり、図２（ａ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｂ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。
【００２４】
本実施形態に係る電圧制御発振器であるＬＣ−ＶＣＯは、電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続されている。ＬＣ−ＶＣＯは、例えば半導体基板（図示せず）上に集積回路として形成されており、例えば、周波数逓倍及び位相同期を目的として使用されるフェーズ・ロックド・ループ回路（ＰＬＬ回路）のローカルオシレータ（ＬＯ）として使用される。
【００２５】
図１に示すように、本実施形態に係るＬＣ−ＶＣＯ１には、電源電位配線ＶＣＣから接地電位配線ＧＮＤに向かって、負性抵抗部２、ＬＣ回路部４、負性抵抗部３がこの順に配置されている。負性抵抗部２及び３の構成は、前述の従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１（図４（ａ）参照）に設けられている負性抵抗部２及び３と同じである。
【００２６】
ＬＣ回路部４においては、負性抵抗部２のＰチャネルトランジスタ５の電源電位配線ＶＣＣに接続されていないソース・ドレイン及び負性抵抗部３のＮチャネルトランジスタ１７の接地電位配線ＧＮＤに接続されていないソース・ドレインに接続された出力端子７が設けられている。また、負性抵抗部２のＰチャネルトランジスタ６の電源電位配線ＶＣＣに接続されていないソース・ドレイン及び負性抵抗部３のＮチャネルトランジスタ１８の接地電位配線ＧＮＤに接続されていないソース・ドレインに接続された出力端子８が設けられている。出力端子７及び８はＬＣ共振部４の出力信号を、相補信号として出力するものである。
【００２７】
また、この出力端子７及び８の間にはインダクタ９が接続されている。インダクタ９は例えばスパイラルインダクタである。更に、出力端子７及び８の間には、可変キャパシタ１０及び１１が直列に接続されている。即ち、可変キャパシタ１０及び１１からなる回路は、インダクタ９に並列に接続されている。可変キャパシタ１０及び１１は入力される制御電圧に応じて容量が変化するキャパシタであり、例えばバラクタ素子である。
【００２８】
更にまた、ＬＣ回路部４には、出力端子７及び８に接続された．容量スイッチ部１６が設けられており、容量スイッチ部１６には、キャパシタ１２及び１３、並びにスイッチ１４、１５、１９が設けられている。キャパシタ１２の一方の電極は出力端子７に接続され、他方の電極はスイッチ１４の一方の端子に接続され、このスイッチ１４の他方の端子は接地電極に接続されている。即ち、スイッチ１４が閉じているときは、出力端子７はキャパシタ１２及びスイッチ１４を介して接地電極に接続されるようになっている。同様に、キャパシタ１３の一方の電極は出力端子８に接続され、他方の電極はスイッチ１５の一方の端子に接続され、このスイッチ１５の他方の端子は接地電極に接続されている。即ち、スイッチ１５が閉じているときは、出力端子８はキャパシタ１３及びスイッチ１５を介して接地電極に接続されるようになっている。
【００２９】
キャパシタ１２及び１３は例えば、相互に対向して配置された２層の導体層と、この２層の導体層の間に挟まれた絶縁層とから構成されている。導体層は金属層又はポリシリコン層である。スイッチ１４、１５、１９は例えばＮＭＯＳにより構成されている。なお、図１には、容量スイッチ部１６は１個しか示されていないが、容量スイッチ部１６を複数個設け、出力端子７及び８の間に相互に並列に接続してもよい。
【００３０】
また、キャパシタ１２とスイッチ１４との間のノードＮ１に、スイッチ１９の一方の端子が接続されており、キャパシタ１３とスイッチ１５との間のノードＮ２に、スイッチ１９の他方の端子が接続されている。これにより、スイッチ１９が閉じているときはノードＮ１とノードＮ２とが相互に接続され、スイッチ１９が開いているときはノードＮ１とノードＮ２とが相互に絶縁されるようになっている。
【００３１】
次に、このＬＣ−ＶＣＯ１の動作について説明する。先ず、ＬＣ−ＶＣＯ１を電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続する。これにより、ＬＣ回路部４内の電位が非平衡となり、ＬＣ回路部４に電気的な刺激が印加される。この結果、ＬＣ回路部４が共振周波数の高周波を出力端子７及び８から発振する。このとき、出力端子７及び８から出力される信号は相補信号である。そして、前述の従来のＬＣ−ＶＣＯと同様に、出力端子７及び８の電位変化に同期して、負性抵抗部２及び３がＬＣ回路部４に電流を供給することにより、出力端子７及び８からの発振が持続する。
【００３２】
このとき、図２（ａ）に示すように、スイッチ１４、１５、１９を全てオフにすると、スイッチ１４、１５、１９がキャパシタとして働き、キャパシタ１２とキャパシタとしてのスイッチ１４が直列に接続されると共に、キャパシタ１３とキャパシタとしてのスイッチ１５が直列に接続される。このとき、スイッチ１４、１５、１９からなる各キャパシタの容量は、キャパシタ１２及び１３の容量よりも小さいため、前述の直列接続により、容量スイッチ部１６の容量が相対的に小さくなる。
【００３３】
一方、図２（ｂ）に示すように、スイッチ１４及び１５をオンにすると、スイッチ１４及び１５が抵抗として働き、容量スイッチ部１６全体の容量が相対的に大きくなる。このとき、スイッチ１９がオフであれば、ノードＮ１の電位は出力端子７の電位と接地電位との中間の電位になり、ノードＮ２の電位は出力端子８の電位と接地電位との中間の電位になり、出力端子７及び８の電位の位相は相互に逆相であるため、ノードＮ１の電位の位相と、ノードＮ２の電位の位相は相互に逆相になる。しかし、スイッチ１９をオンにすれば、ノードＮ１とノードＮ２とがスイッチ１９により相互に接続されるため、ノードＮ１及びＮ２の電位の交流成分が打ち消し合い、両電位が相互に等しくなって接地電位に近くなる。この結果、キャパシタ１２及び１３の実効的な容量が大きくなり、容量スイッチ部１６全体の容量がより一層大きくなる。
【００３４】
このように、スイッチ１４、１５、１９をオフにすると、ＬＣ回路部４全体の容量が小さくなり、上記数式１より、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数が高くなる。また、スイッチ１４、１５、１９をオンにすると、ＬＣ回路部４全体の容量が大きくなり、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数が低くなる。このため、スイッチ１４、１５、１９を開閉することにより、発振周波数を段階的に変化させることができる。なお、容量スイッチ部１６を複数個設けて夫々独立に開閉すれば、発振周波数を３水準以上の水準に段階的に変化させることができる。
【００３５】
また、可変キャパシタ１０及び１１に印加する制御電圧を変えることにより、可変キャパシタ１０及び１１の容量をリニアに変化させることができる。この結果、容量スイッチ部１６により発振周波数を段階的に変化させると共に、可変キャパシタ１０及び１１により発振周波数を連続的に変化させることにより、チューニング感度を低く維持して制御電圧の変動による発振周波数の変動を抑制したまま、発振周波数の可変幅を増大させることができる。本実施形態のＬＣ−ＶＣＯにおける上記以外の動作は、前述の従来のＬＣ−ＶＣＯの動作と同様である。
【００３６】
図３（ａ）及び（ｂ）は、夫々横軸にスイッチを構成するトランジスタのチャネル幅をとり、縦軸にＬＣ−ＶＣＯの発振周波数をとって、ＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示すグラフ図であり、（ａ）は各スイッチがオンである場合を示し、（ｂ）は各スイッチがオフである場合を示す。
【００３７】
図３（ａ）及び（ｂ）においては、線２１はスイッチ１４、１５、１９が寄生成分を持たない理想的なスイッチであると仮定した場合のシミュレーション結果を示す。また、黒丸（●）及び線２２は、スイッチ１９が設けられていない従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１（図４（ａ）参照）のシミュレーション結果を示し、白丸（○）及び線２３はスイッチ１９を有する本実施形態のＬＣ−ＶＣＯ１（図１参照）のシミュレーション結果を示す。
【００３８】
図３（ａ）に示すように、スイッチ１４、１５、１９がオンである場合は、トランジスタのチャネル幅が同じであれば、線２３に示す本実施形態のＬＣ−ＶＣＯの特性は、線２２に示す従来のＬＣ−ＶＣＯの特性よりも、線２１に示す理想状態に近くなる。従って、本実施形態のＬＣ−ＶＣＯは、従来のＬＣ−ＶＣＯと比較して、サイズを同じとすれば性能の向上を図ることができ、性能を同じとすればより小型化を図ることができる。一方、図３（ｂ）に示すように、スイッチ１４、１５、１９がオフである場合は、本実施形態のＬＣ−ＶＣＯの特性は、従来のＬＣ−ＶＣＯとほぼ同等である。
【００３９】
上述の如く、本実施形態においては、容量スイッチ部１６を設け、スイッチ１４及び１５を開閉することにより、発振周波数を非連続的に変化させることができる。そして、スイッチ１４及び１５をオンとし、スイッチ１９をオンとすることにより、ノードＮ１及びＮ２の電位を相互に等しくしてキャパシタ１２及び１３の実効的な容量を増大させることができるため、容量スイッチ部１６全体の容量を増大させ、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数を大きく低減させることができる。この結果、スイッチ１４、１５、１９の開閉により、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数を大きく変化させることができる。
【００４０】
また、容量スイッチ部１６を設けることにより、発振周波数の帯域を変化させることができるため、通信システムの誤り訂正等において要求される複数の周波数への対応も容易になる。更に、可変キャパシタ１０及び１１の制御電圧を変化させて発振周波数を連続的に変化させることにより、発振周波数を精密に制御することができる。これにより、チューニング感度を低く維持して制御電圧の変動による発振周波数の変動を抑制したまま、発振周波数の可変幅を増大させることが可能となる。この結果、小型で且つ発振周波数の可変幅が大きいＬＣ−ＶＣＯを得ることができる。
【００４１】
なお、本実施形態においては、スイッチ１４、１５、１９をＮＭＯＳにより構成する例を示したが、スイッチ１４、１５、１９はＰＭＯＳ又はＣＭＯＳにより構成してもよい。スイッチをＣＭＯＳにより構成することにより、ＮＭＯＳにより構成する場合と比較して、スイッチの面積は大きくなるが、寄生抵抗が小さくなり、しきい値による電流損失が少なくなる。
【００４２】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、電圧制御発振器の共振部において１対の出力端子１対のキャパシタを夫々接続し、この１対のキャパシタにおける出力端子に接続されていない側の電極間に第２のスイッチを接続し、この第２のスイッチを閉じることにより、１対のキャパシタにおける出力端子に接続されていない側の電極の電位から交流成分を除去し、この１対のキャパシタの実効的な容量を増加させることができる。これにより、小型で且つ発振周波数の可変幅が大きい電圧制御発振器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図である。
【図２】（ａ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｂ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。
【図３】（ａ）及び（ｂ）は、夫々横軸にスイッチを構成するトランジスタのチャネル幅をとり、縦軸にＬＣ−ＶＣＯの発振周波数をとって、ＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示すグラフ図であり、（ａ）は各スイッチがオンである場合を示し、（ｂ）は各スイッチがオフである場合を示す。
【図４】（ａ）乃至（ｃ）は従来の容量スイッチを設けたＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図であり、（ａ）は全体を示す等価回路図であり、（ｂ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｃ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は横軸に制御電圧をとり、縦軸に発振周波数をとって、発振周波数の可変幅を示すグラフ図であり、（ａ）は容量スイッチ部を使用しない場合の発振周波数の可変域を示し、（ｂ）は容量スイッチ部を使用する場合の発振周波数の可変域を示す。
【符号の説明】
１、１０１；ＬＣ−ＶＣＯ
２、３；負性抵抗部
４、１０４；ＬＣ回路部
５、６；Ｐチャネルトランジスタ
７、８；出力端子
９；インダクタ
１０、１１；可変キャパシタ
１２、１３；キャパシタ
１４、１５、１９；スイッチ
１６、１１６；容量スイッチ部
１７、１８；Ｎチャネルトランジスタ
２１；スイッチが寄生成分を持たない理想的なスイッチであると仮定した場合のシミュレーション結果を示す線
２２；従来のＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示す線
２３；本発明の実施形態のＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示す線
Ａ、Ｂ；発振周波数の可変域
Ｎ１、Ｎ２；ノード
ＧＮＤ；接地電位配線
ＶＣＣ；電源電位配線
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列ＬＣタンク回路の共振現象を利用した電圧制御発振器に関し、特に、容量スイッチを備え発信周波数を段階的に変化させることができる電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近時、周波数逓倍及び位相同期を目的として使用されるフェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路のローカルオシレータ（ＬＯ）として、並列ＬＣタンク回路の共振現象を利用した電圧制御発振器（ＬＣ−ＶＣＯ：ＬＣ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が使用されている。このＬＣ−ＶＣＯにおいては、インダクタと可変キャパシタとが相互に並列に接続されて並列ＬＣタンク回路が形成されており、この並列ＬＣタンク回路の共振現象により、周波数が共振周波数である交流信号を発振するようになっている。共振周波数とは、並列ＬＣタンク回路のインピーダンスが無限大となる周波数をいい、共振現象とは、並列ＬＣ回路においてインダクタ及び可変キャパシタに電流が交互に流れる現象をいう。また、可変キャパシタにはバラクタ素子等が使用され、印加される制御電圧に応じて容量が変化するようになっている。インダクタのインダクタンスをＬとし、可変キャパシタの容量をＣとすると、共振周波数ｆは下記数式１により与えられる。下記数式１より、可変キャパシタの容量Ｃを増加させれば、共振周波数ｆが減少することがわかる。
【０００３】
【数１】
リングオシレータ等を使用した従来のＶＣＯと比較して、ＬＣ−ＶＣＯには以下に示す利点がある。第１に、ＬＣ−ＶＣＯは、リングオシレータ等を使用した従来のＶＣＯと比較して雑音が小さい。これは、ＬＣ−ＶＣＯは並列ＬＣタンク回路の共振を基本原理としているため、雑音の原因となるトランジスタの数が少ないことに起因する。このため、ＬＣ−ＶＣＯは、高速光通信、携帯電話、無線ＬＡＮ等に好適である。第２に、ＬＣ−ＶＣＯはＬＣ回路の共振を基本原理としているため、トランジスタにより構成され論理ゲート遅延を利用したＶＣＯよりも高発振周波数を得やすい。第３に、制御電圧に対する発振周波数の可変幅が小さい。このため、チューニング感度が低く、制御電圧の変動に起因する発振周波数の変動が少なく、この結果、雑音が低い。
【０００５】
一方、ＬＣ−ＶＣＯの欠点として、前述のチューニング感度の低さが挙げられる。前述の如く、チューニング感度の低さは、雑音に対しては有利に働くが、発振周波数の可変幅が小さくなるため、所望の発振周波数を実現するＬＣ−ＶＣＯの設計が困難になる。
【０００６】
この欠点を克服するために、容量スイッチを設けたＬＣ−ＶＣＯが提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。図４（ａ）乃至（ｃ）は従来の容量スイッチを設けたＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図であり、（ａ）は全体を示す等価回路図であり、（ｂ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｃ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。また、図５（ａ）及び（ｂ）は横軸に制御電圧をとり、縦軸に発振周波数をとって、発振周波数の可変幅を示すグラフ図であり、（ａ）は容量スイッチ部を使用しない場合の発振周波数の可変域を示し、（ｂ）は容量スイッチ部を使用する場合の発振周波数の可変域を示す。
【０００７】
図４（ａ）に示すように、この従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１は、電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続されている。ＬＣ−ＶＣＯ１０１には、電源電位配線ＶＣＣから接地電位配線ＧＮＤに向かって、負性抵抗部２、ＬＣ回路部１０４、負性抵抗部３がこの順に配置されている。
【０００８】
負性抵抗部２においては、Ｐチャネルトランジスタ５及び６が設けられている。Ｐチャネルトランジスタ５における一方のソース・ドレインは電源電位配線ＶＣＣに接続されており、他方のソース・ドレインはＬＣ回路部１０４の出力端子７に接続されており、ゲートは出力端子８に接続されている。また、Ｐチャネルトランジスタ６における一方のソース・ドレインは電源電位配線ＶＣＣに接続されており、他方のソース・ドレインはＬＣ回路部１０４の出力端子８に接続されており、ゲートは出力端子７に接続されている。
【０００９】
ＬＣ回路部１０４において、出力端子７及び８の間には、インダクタ９が設けられている。また、出力端子７及び８の間には、インダクタ９と並列に、可変キャパシタ１０及び１１が直列に設けられている。可変キャパシタ１０及び１１は入力される制御電圧に応じて容量が変化するキャパシタであり、具体的にはバラクタ素子である。更に、ＬＣ回路部１０４には、容量スイッチ部１１６が設けられており、容量スイッチ部１１６には、キャパシタ１２及び１３、スイッチ１４及び１５が設けられている。出力端子７はキャパシタ１２の一方の電極に接続され、このキャパシタ１２の他方の電極はスイッチ１４の一方の端子に接続され、このスイッチ１４の他方の端子は接地電極に接続されている。同様に、出力端子８はキャパシタ１３、スイッチ１５を介して、接地電極に接続されている。スイッチ１４及び１５はＮＭＯＳ（Ｎ−Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ：Ｎ型金属酸化物半導体）トランジスタにより構成されている。なお、図４（ａ）には、容量スイッチ部１１６は１個しか示されていないが、容量スイッチ部１１６を複数個設け、出力端子７及び８の間に相互に並列に接続することもある。
【００１０】
負性抵抗部３においては、Ｎチャネルトランジスタ１７及び１８が設けられており、Ｎチャネルトランジスタ１７における一方のソース・ドレインはＬＣ回路部１０４の出力端子７に接続されており、他方のソース・ドレインは接地電位配線ＧＮＤに接続されており、ゲートは出力端子８に接続されている。また、Ｎチャネルトランジスタ１８の一方のソース・ドレインは出力端子８に接続されており、他方のソース・ドレインは接地電位配線ＧＮＤに接続されており、ゲートは出力端子７に接続されている。
【００１１】
次に、この従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１の動作について説明する。例えば、ＬＣ−ＶＣＯ１０１が電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続されること等により、ＬＣ回路部１０４に何らかの電気的な刺激が印加されると、ＬＣ回路部１０４が共振周波数の高周波を出力端子７及び８から発振する。このとき、出力端子７及び８から出力される信号は相補信号である。
【００１２】
但し、ＬＣ回路部１０４のみでは、寄生抵抗による損失が生じるため、発振はいずれ止まってしまう。そこで、電源電位配線ＶＣＣに正の電源電位を印加し、接地電位配線ＧＮＤに接地電位を印加して、ＬＣ−ＶＣＯ１０１に電流を供給すると共に、負性抵抗部２及び３を設けることにより、ＬＣ回路部１０４に恒久的に共振波を発振させることができる。即ち、例えば出力端子７がロウになり、出力端子８がハイになると、Ｐチャネルトランジスタ５がオフになり、Ｎチャネルトランジスタ１７がオンになる。この結果、出力端子７には接地電位が印加される。また、Ｐチャネルトランジスタ６がオンになり、Ｎチャネルトランジスタ１８がオフになるため、出力端子８には電源電位が印加される。同様に、出力端子７がハイになり、出力端子８がロウになると、出力端子７には電源電位が印加され、出力端子８に接地電位が印加される。これにより、出力端子７及び８からの発振が減衰することなく持続する。
【００１３】
そして、可変キャパシタ１０及び１１に印加する制御電圧を変えることにより、可変キャパシタ１０及び１１の容量がリニアに変化する。この結果、図５（ａ）に示すように、制御電圧に応じてＬＣ回路部１０４の共振周波数が変化し、ＬＣ−ＶＣＯ１０１から発振される高周波の周波数を変化させることができる。図５（ａ）に示す範囲Ａは発振周波数の可変域である。
【００１４】
また、スイッチ１４及び１５を切換えることにより、容量スイッチ部１１６全体の容量が変化する。図４（ｂ）に示すように、スイッチ１４をオフにすると、スイッチ１４が容量として働き、キャパシタ１２と直列に接続されるため、キャパシタ１２及びスイッチ１４の合計容量が相対的に小さくなる。一方、図４（ｃ）に示すように、スイッチ１４をオンにすると、スイッチ１４が抵抗として働き、キャパシタ１２及びスイッチ１４の合計容量が相対的に大きくなる。この結果、スイッチ１４をオフにすると、ＬＣ回路部１０４全体の容量が小さくなり、上記数式１により、発振周波数が高くなる。また、スイッチ１４をオンにすると、ＬＣ回路部１０４全体の容量が大きくなり、発振周波数が低くなる。これにより、スイッチ１４及び１５を開閉することにより、発振周波数を非連続的に変化させることができる。また、容量スイッチ部１１６を複数個設けて夫々独立に開閉すれば、発振周波数を段階的に変化させることができる。
【００１５】
この結果、図５（ｂ）に示すように、容量スイッチ部１１６により発振周波数を段階的に変化させ、可変キャパシタ１０及び１１の制御電圧を変化させて発振周波数を連続的に変化させることにより、容量スイッチ部１１６を設けない場合と比較して、チューニング感度を低く維持して制御電圧の変動による発振周波数の変動を抑制したまま、発振周波数の可変幅を増大させることができる。図５（ｂ）に示す範囲Ｂは発振周波数の可変域である。また、容量スイッチ部１１６を設けることにより、発振周波数の帯域を変化させることができるため、通信システムの誤り訂正等において要求される複数の周波数への対応も容易になる。
【００１６】
【非特許文献１】
Ａ． Ｋｒａｌ ｅｔ ａｌ．， ”ＲＦ−ＣＭＯＳ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ ｗｉｔｈ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｕｎｉｎｇ”， ＩＥＥＥ Ｃｕｓｔｏｍ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆ．， ｐｐ．５５５−５５８， １９９８
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の従来の技術には以下に示す問題点がある。前述の如く、図４（ａ）に示すスイッチ１４及び１５にはＮＭＯＳ等のトランジスタを使用する。このようなトランジスタによるスイッチは、理想的なスイッチと異なり、オン時にもオフ時にも寄生成分が残るため、キャパシタ１２及び１３を接地電極に対して完全に接続したり切り離したりすることができない。即ち、スイッチ１４及び１５がオン状態であるときには、スイッチ１４及び１５は抵抗として働き、オフ状態であるときには、容量として働いてしまう。このため、スイッチ１４及び１５がオン状態であるときには、キャパシタ１２及び１３における接地電極側の電極電位が完全に接地電位にはならず、夫々出力端子７及び８の電位に影響され、交流成分が残ってしまう。この結果、キャパシタ１２及び１３における電極間の実効電圧が小さくなり、キャパシタ１２及び１３の実効的な容量が小さくなってしまう。これにより、スイッチ１４及び１５をオンにしても、ＬＣ−ＶＣＯ１０１の発振周波数を低下させる効果が不十分となり、発振周波数の可変幅が小さくなる。
【００１８】
なお、スイッチ１４及び１５を構成するトランジスタのチャネル幅を大きくすれば、オン状態におけるスイッチ１４及び１５の抵抗が小さくなり、ＬＣ−ＶＣＯ１０１の挙動は理想状態に近くなる。しかしながら、トランジスタを大型化することにより、ＬＣ−ＶＣＯ１０１全体が大型化してしまうという問題点がある。
【００１９】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、小型で且つ発振周波数の可変幅が大きい電圧制御発振器を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電圧制御発振器は、交流信号を発振する共振部と、この共振部と電源との間に設けられ前記交流信号に同期して前記共振部に電流を供給する負性抵抗部と、を有し、前記共振部は、１対の出力端子と、この１対の出力端子間に接続されたインダクタと、このインダクタに並列に接続された可変キャパシタと、一方の電極が前記１対の出力端子に夫々接続された１対のキャパシタと、この１対のキャパシタの他方の電極と基準電極との間に夫々設けられた１対の第１のスイッチと、前記１対のキャパシタの他方の電極間に設けられた第２のスイッチと、を有することを特徴とする。
【００２１】
本発明においては、インダクタと、可変キャパシタ及び１対のキャパシタとにより共振部が構成され、この共振部に、電源に接続された負性抵抗部により電流が供給されることにより、周波数が共振部の共振周波数に等しい交流信号を出力することができる。このとき、１対の出力端子から相補の信号が出力される。そして、可変キャパシタの容量を変化させることにより、共振部の共振周波数を変化させ、出力される交流信号の周波数を連続的に変化させることができる。
【００２２】
また、第１のスイッチを開くことにより、この第１のスイッチを前記１対のキャパシタに直列に接続されたキャパシタとして作用させ、全体の容量を小さくすることができる。又は、第１のスイッチを閉じることにより、この第１のスイッチを前記１対のキャパシタと基準電極との間に接続された抵抗として作用させ、全体の容量を大きくすることができる。このとき、第２のスイッチを閉じることにより、前記１対のキャパシタにおける出力端子に接続されていない側の電極を相互に接続する。これにより、この電極の電位における交流成分を相殺し、このキャパシタの電極間の電圧を増大させ、このキャパシタの実効的な容量を増加させることができる。この結果、第１のスイッチを開閉することによる前記１対のキャパシタの容量の変化量を増大させることができ、交流信号の周波数を大きく変化させることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照して具体的に説明する。図１は本実施形態に係るＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図であり、図２（ａ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｂ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。
【００２４】
本実施形態に係る電圧制御発振器であるＬＣ−ＶＣＯは、電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続されている。ＬＣ−ＶＣＯは、例えば半導体基板（図示せず）上に集積回路として形成されており、例えば、周波数逓倍及び位相同期を目的として使用されるフェーズ・ロックド・ループ回路（ＰＬＬ回路）のローカルオシレータ（ＬＯ）として使用される。
【００２５】
図１に示すように、本実施形態に係るＬＣ−ＶＣＯ１には、電源電位配線ＶＣＣから接地電位配線ＧＮＤに向かって、負性抵抗部２、ＬＣ回路部４、負性抵抗部３がこの順に配置されている。負性抵抗部２及び３の構成は、前述の従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１（図４（ａ）参照）に設けられている負性抵抗部２及び３と同じである。
【００２６】
ＬＣ回路部４においては、負性抵抗部２のＰチャネルトランジスタ５の電源電位配線ＶＣＣに接続されていないソース・ドレイン及び負性抵抗部３のＮチャネルトランジスタ１７の接地電位配線ＧＮＤに接続されていないソース・ドレインに接続された出力端子７が設けられている。また、負性抵抗部２のＰチャネルトランジスタ６の電源電位配線ＶＣＣに接続されていないソース・ドレイン及び負性抵抗部３のＮチャネルトランジスタ１８の接地電位配線ＧＮＤに接続されていないソース・ドレインに接続された出力端子８が設けられている。出力端子７及び８はＬＣ共振部４の出力信号を、相補信号として出力するものである。
【００２７】
また、この出力端子７及び８の間にはインダクタ９が接続されている。インダクタ９は例えばスパイラルインダクタである。更に、出力端子７及び８の間には、可変キャパシタ１０及び１１が直列に接続されている。即ち、可変キャパシタ１０及び１１からなる回路は、インダクタ９に並列に接続されている。可変キャパシタ１０及び１１は入力される制御電圧に応じて容量が変化するキャパシタであり、例えばバラクタ素子である。
【００２８】
更にまた、ＬＣ回路部４には、出力端子７及び８に接続された．容量スイッチ部１６が設けられており、容量スイッチ部１６には、キャパシタ１２及び１３、並びにスイッチ１４、１５、１９が設けられている。キャパシタ１２の一方の電極は出力端子７に接続され、他方の電極はスイッチ１４の一方の端子に接続され、このスイッチ１４の他方の端子は接地電極に接続されている。即ち、スイッチ１４が閉じているときは、出力端子７はキャパシタ１２及びスイッチ１４を介して接地電極に接続されるようになっている。同様に、キャパシタ１３の一方の電極は出力端子８に接続され、他方の電極はスイッチ１５の一方の端子に接続され、このスイッチ１５の他方の端子は接地電極に接続されている。即ち、スイッチ１５が閉じているときは、出力端子８はキャパシタ１３及びスイッチ１５を介して接地電極に接続されるようになっている。
【００２９】
キャパシタ１２及び１３は例えば、相互に対向して配置された２層の導体層と、この２層の導体層の間に挟まれた絶縁層とから構成されている。導体層は金属層又はポリシリコン層である。スイッチ１４、１５、１９は例えばＮＭＯＳにより構成されている。なお、図１には、容量スイッチ部１６は１個しか示されていないが、容量スイッチ部１６を複数個設け、出力端子７及び８の間に相互に並列に接続してもよい。
【００３０】
また、キャパシタ１２とスイッチ１４との間のノードＮ１に、スイッチ１９の一方の端子が接続されており、キャパシタ１３とスイッチ１５との間のノードＮ２に、スイッチ１９の他方の端子が接続されている。これにより、スイッチ１９が閉じているときはノードＮ１とノードＮ２とが相互に接続され、スイッチ１９が開いているときはノードＮ１とノードＮ２とが相互に絶縁されるようになっている。
【００３１】
次に、このＬＣ−ＶＣＯ１の動作について説明する。先ず、ＬＣ−ＶＣＯ１を電源電位配線ＶＣＣ及び接地電位配線ＧＮＤに接続する。これにより、ＬＣ回路部４内の電位が非平衡となり、ＬＣ回路部４に電気的な刺激が印加される。この結果、ＬＣ回路部４が共振周波数の高周波を出力端子７及び８から発振する。このとき、出力端子７及び８から出力される信号は相補信号である。そして、前述の従来のＬＣ−ＶＣＯと同様に、出力端子７及び８の電位変化に同期して、負性抵抗部２及び３がＬＣ回路部４に電流を供給することにより、出力端子７及び８からの発振が持続する。
【００３２】
このとき、図２（ａ）に示すように、スイッチ１４、１５、１９を全てオフにすると、スイッチ１４、１５、１９がキャパシタとして働き、キャパシタ１２とキャパシタとしてのスイッチ１４が直列に接続されると共に、キャパシタ１３とキャパシタとしてのスイッチ１５が直列に接続される。このとき、スイッチ１４、１５、１９からなる各キャパシタの容量は、キャパシタ１２及び１３の容量よりも小さいため、前述の直列接続により、容量スイッチ部１６の容量が相対的に小さくなる。
【００３３】
一方、図２（ｂ）に示すように、スイッチ１４及び１５をオンにすると、スイッチ１４及び１５が抵抗として働き、容量スイッチ部１６全体の容量が相対的に大きくなる。このとき、スイッチ１９がオフであれば、ノードＮ１の電位は出力端子７の電位と接地電位との中間の電位になり、ノードＮ２の電位は出力端子８の電位と接地電位との中間の電位になり、出力端子７及び８の電位の位相は相互に逆相であるため、ノードＮ１の電位の位相と、ノードＮ２の電位の位相は相互に逆相になる。しかし、スイッチ１９をオンにすれば、ノードＮ１とノードＮ２とがスイッチ１９により相互に接続されるため、ノードＮ１及びＮ２の電位の交流成分が打ち消し合い、両電位が相互に等しくなって接地電位に近くなる。この結果、キャパシタ１２及び１３の実効的な容量が大きくなり、容量スイッチ部１６全体の容量がより一層大きくなる。
【００３４】
このように、スイッチ１４、１５、１９をオフにすると、ＬＣ回路部４全体の容量が小さくなり、上記数式１より、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数が高くなる。また、スイッチ１４、１５、１９をオンにすると、ＬＣ回路部４全体の容量が大きくなり、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数が低くなる。このため、スイッチ１４、１５、１９を開閉することにより、発振周波数を段階的に変化させることができる。なお、容量スイッチ部１６を複数個設けて夫々独立に開閉すれば、発振周波数を３水準以上の水準に段階的に変化させることができる。
【００３５】
また、可変キャパシタ１０及び１１に印加する制御電圧を変えることにより、可変キャパシタ１０及び１１の容量をリニアに変化させることができる。この結果、容量スイッチ部１６により発振周波数を段階的に変化させると共に、可変キャパシタ１０及び１１により発振周波数を連続的に変化させることにより、チューニング感度を低く維持して制御電圧の変動による発振周波数の変動を抑制したまま、発振周波数の可変幅を増大させることができる。本実施形態のＬＣ−ＶＣＯにおける上記以外の動作は、前述の従来のＬＣ−ＶＣＯの動作と同様である。
【００３６】
図３（ａ）及び（ｂ）は、夫々横軸にスイッチを構成するトランジスタのチャネル幅をとり、縦軸にＬＣ−ＶＣＯの発振周波数をとって、ＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示すグラフ図であり、（ａ）は各スイッチがオンである場合を示し、（ｂ）は各スイッチがオフである場合を示す。
【００３７】
図３（ａ）及び（ｂ）においては、線２１はスイッチ１４、１５、１９が寄生成分を持たない理想的なスイッチであると仮定した場合のシミュレーション結果を示す。また、黒丸（●）及び線２２は、スイッチ１９が設けられていない従来のＬＣ−ＶＣＯ１０１（図４（ａ）参照）のシミュレーション結果を示し、白丸（○）及び線２３はスイッチ１９を有する本実施形態のＬＣ−ＶＣＯ１（図１参照）のシミュレーション結果を示す。
【００３８】
図３（ａ）に示すように、スイッチ１４、１５、１９がオンである場合は、トランジスタのチャネル幅が同じであれば、線２３に示す本実施形態のＬＣ−ＶＣＯの特性は、線２２に示す従来のＬＣ−ＶＣＯの特性よりも、線２１に示す理想状態に近くなる。従って、本実施形態のＬＣ−ＶＣＯは、従来のＬＣ−ＶＣＯと比較して、サイズを同じとすれば性能の向上を図ることができ、性能を同じとすればより小型化を図ることができる。一方、図３（ｂ）に示すように、スイッチ１４、１５、１９がオフである場合は、本実施形態のＬＣ−ＶＣＯの特性は、従来のＬＣ−ＶＣＯとほぼ同等である。
【００３９】
上述の如く、本実施形態においては、容量スイッチ部１６を設け、スイッチ１４及び１５を開閉することにより、発振周波数を非連続的に変化させることができる。そして、スイッチ１４及び１５をオンとし、スイッチ１９をオンとすることにより、ノードＮ１及びＮ２の電位を相互に等しくしてキャパシタ１２及び１３の実効的な容量を増大させることができるため、容量スイッチ部１６全体の容量を増大させ、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数を大きく低減させることができる。この結果、スイッチ１４、１５、１９の開閉により、ＬＣ−ＶＣＯ１の発振周波数を大きく変化させることができる。
【００４０】
また、容量スイッチ部１６を設けることにより、発振周波数の帯域を変化させることができるため、通信システムの誤り訂正等において要求される複数の周波数への対応も容易になる。更に、可変キャパシタ１０及び１１の制御電圧を変化させて発振周波数を連続的に変化させることにより、発振周波数を精密に制御することができる。これにより、チューニング感度を低く維持して制御電圧の変動による発振周波数の変動を抑制したまま、発振周波数の可変幅を増大させることが可能となる。この結果、小型で且つ発振周波数の可変幅が大きいＬＣ−ＶＣＯを得ることができる。
【００４１】
なお、本実施形態においては、スイッチ１４、１５、１９をＮＭＯＳにより構成する例を示したが、スイッチ１４、１５、１９はＰＭＯＳ又はＣＭＯＳにより構成してもよい。スイッチをＣＭＯＳにより構成することにより、ＮＭＯＳにより構成する場合と比較して、スイッチの面積は大きくなるが、寄生抵抗が小さくなり、しきい値による電流損失が少なくなる。
【００４２】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、電圧制御発振器の共振部において１対の出力端子１対のキャパシタを夫々接続し、この１対のキャパシタにおける出力端子に接続されていない側の電極間に第２のスイッチを接続し、この第２のスイッチを閉じることにより、１対のキャパシタにおける出力端子に接続されていない側の電極の電位から交流成分を除去し、この１対のキャパシタの実効的な容量を増加させることができる。これにより、小型で且つ発振周波数の可変幅が大きい電圧制御発振器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図である。
【図２】（ａ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｂ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。
【図３】（ａ）及び（ｂ）は、夫々横軸にスイッチを構成するトランジスタのチャネル幅をとり、縦軸にＬＣ−ＶＣＯの発振周波数をとって、ＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示すグラフ図であり、（ａ）は各スイッチがオンである場合を示し、（ｂ）は各スイッチがオフである場合を示す。
【図４】（ａ）乃至（ｃ）は従来の容量スイッチを設けたＬＣ−ＶＣＯを示す等価回路図であり、（ａ）は全体を示す等価回路図であり、（ｂ）はオフ状態の容量スイッチ部を示す等価回路図であり、（ｃ）はオン状態の容量スイッチ部を示す等価回路図である。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は横軸に制御電圧をとり、縦軸に発振周波数をとって、発振周波数の可変幅を示すグラフ図であり、（ａ）は容量スイッチ部を使用しない場合の発振周波数の可変域を示し、（ｂ）は容量スイッチ部を使用する場合の発振周波数の可変域を示す。
【符号の説明】
１、１０１；ＬＣ−ＶＣＯ
２、３；負性抵抗部
４、１０４；ＬＣ回路部
５、６；Ｐチャネルトランジスタ
７、８；出力端子
９；インダクタ
１０、１１；可変キャパシタ
１２、１３；キャパシタ
１４、１５、１９；スイッチ
１６、１１６；容量スイッチ部
１７、１８；Ｎチャネルトランジスタ
２１；スイッチが寄生成分を持たない理想的なスイッチであると仮定した場合のシミュレーション結果を示す線
２２；従来のＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示す線
２３；本発明の実施形態のＬＣ−ＶＣＯのシミュレーション結果を示す線
Ａ、Ｂ；発振周波数の可変域
Ｎ１、Ｎ２；ノード
ＧＮＤ；接地電位配線
ＶＣＣ；電源電位配線
Claims (6)
- 交流信号を発振する共振部と、この共振部と電源との間に設けられ前記交流信号に同期して前記共振部に電流を供給する負性抵抗部と、を有し、前記共振部は、１対の出力端子と、この１対の出力端子間に接続されたインダクタと、このインダクタに並列に接続された可変キャパシタと、一方の電極が前記１対の出力端子に夫々接続された１対のキャパシタと、この１対のキャパシタの他方の電極と基準電極との間に夫々設けられた１対の第１のスイッチと、前記１対のキャパシタの他方の電極間に設けられた第２のスイッチと、を有することを特徴とする電圧制御発振器。
- 前記第１及び第２のスイッチが、ＮＭＯＳトランジスタ、ＰＭＯＳトランジスタ及びＣＭＯＳトランジスタからなる群より選択された１種のトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
- 前記可変キャパシタが、制御電圧が入力され、この制御電圧に応じて容量が変化するバラクタ素子であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電圧制御発振器。
- 前記インダクタが基板上に形成されたスパイラルインダクタであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電圧制御発振器。
- 前記電源が高電位配線及び低電位配線を有し、前記１対の出力端子が第１の出力端子及び第２の出力端子からなり、前記負性抵抗部が、ソース・ドレインの一方が前記高電位配線に接続され他方が前記第１の出力端子に接続されゲートが前記第２の出力端子に接続された第１のＰチャネルトランジスタと、ソース・ドレインの一方が前記高電位配線に接続され他方が前記第２の出力端子に接続されゲートが前記第１の出力端子に接続された第２のＰチャネルトランジスタと、ソース・ドレインの一方が前記低電位配線に接続され他方が前記第１の出力端子に接続されゲートが前記第２の出力端子に接続された第１のＮチャネルトランジスタと、ソース・ドレインの一方が前記低電位配線に接続され他方が前記第２の出力端子に接続されゲートが前記第１の出力端子に接続された第２のＮチャネルトランジスタと、を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電圧制御発振器。
- フェーズ・ロックド・ループ回路のローカルオシレータであることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電圧制御発振器。
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