JP2004088907A - モータ駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】モータ駆動時のトルクリップル、振動、騒音を低減し、同時に高出力高効率に優れるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【解決手段】３相の駆動コイルに対して通電を行う通電器と、各相駆動コイルに対する通電の大きさを制御する通電量制御器とを備え、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電するようにしたモータ駆動装置。
【選択図】 図１
【解決手段】３相の駆動コイルに対して通電を行う通電器と、各相駆動コイルに対する通電の大きさを制御する通電量制御器とを備え、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電するようにしたモータ駆動装置。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば空調機器、燃焼用ファンモータを搭載した給湯機、空気清浄機ならびに複写機、プリンタ等の情報機器に使用されるブラシレスＤＣモータをはじめ、誘導モータやリラクタンスモータなどを駆動するのに好適なモータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、空調機器、ならびに複写機、プリンタ等の情報機器などに用いられる各種駆動用モータは、長寿命、高信頼性、速度制御の容易さなどの長所を活かして、ブラシレスＤＣモータが用いられることが多い。
【０００３】
図７は、前記従来のモータ駆動装置の回路構成図であり、図８は、図７に示す同装置におけるモータ回転角（電気角）に対する各部の信号波形図である。
【０００４】
図７に示すように、一般的に、ブラシレスＤＣモータ（以下、単にモータと言う）の駆動装置においては、ロータ位置をホール素子などからなる複数個の位置検出素子９０１、９０３および９０５にて検出する。３相分配器８９０は、位置信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを入力し、３相分配信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、およびＷＨ０、ＷＬ０を出力する。信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、およびＷＨ０、ＷＬ０は、パルス幅変調器（ＰＷＭ変調器）８４０に入力され、速度設定器８６０の設定信号Ｓに応じたパルス幅を有する信号に変調される。パルス変調器８４０の出力は、ゲートドライバ８３０を介して給電器８２０を構成する６個のスイッチを順次オンまたはオフするように制御する。こうして、ステータに備えられた３相の駆動コイル８１１、８１３および８１５への給電は、図８に示す信号Ｕ、Ｖ、Ｗのように、ロータ位置に応じて順次切り換えられてモータは回転する。
【０００５】
特に起動時には、３相分配器８９０に正弦波あるいは広角通電信号発生器等を用いる場合、逆誘起電圧の位相に合致するように正弦波あるいは広角通電信号等を出力する必要があるが、起動時には回転数が低いため精度の良い正弦波あるいは広角通電信号等の出力は困難である。このため、起動時には電気角１２０°あるいは１８０°の矩形波通電信号を出力し、回転数が充分大きくなった後に正弦波あるいは広角通電信号等に切り替える事例が多い。
【０００６】
この場合、モータに生じるトルクは図９に示すようになる。事例の一つとして以下にこれを説明する。
【０００７】
Ｕ相駆動コイル８１１に着目すれば、同駆動コイルは信号Ｕと中性点信号Ｎとの差信号Ｕｘ−Ｎにより給電される（ｘは５または６）。この信号Ｕｘ−Ｎは、図９に示すとおり、停止状態からある設定回転数までを第一通電期間とした場合、この期間においては電気角１２０°の矩形波信号Ｕ５−Ｎである。また、ある設定回転数を超えて駆動される期間を第二通電期間とした場合、この期間においては電気角１８０°の正弦波状信号Ｕ６−Ｎである。
【０００８】
いま、Ｕ相駆動コイル８１１の逆誘起電圧が信号Ｕｅのように正弦波状であるとすると、同駆動コイル８１１によるトルクは、信号Ｕｘ−Ｎと信号Ｕｅとを掛け合わせたものに概略比例し、第一通電期間と第二通電期間においてそれぞれトルクＴｕ５、Ｔｕ６に示すものとなる。
【０００９】
Ｖ相およびＷ相駆動コイル８１３，８１５によるトルクも同様であり、トルクＴｖ５、Ｔｗ５、Ｔｖ６、Ｔｗ６となる。
【００１０】
従ってモータに生じるトルクは、各相駆動コイルのトルクＴｕ５、Ｔｖ５、Ｔｗ５あるいはＴｕ６、Ｔｖ６、Ｔｗ６を全て加えたトルクＴ＿ａｌｌ＿５あるいはＴ＿ａｌｌ＿６となる。図のようにトルクＴ＿ａｌｌ＿５とＴ＿ａｌｌ＿６の間には大きなピークトルクの差が発生してしまう。
このようなトルクの差は、第一通電期間から第二通電期間への切り替えの際に騒音や振動の原因となる。また、第一通電期間から第二通電期間に切り替わった瞬間にトルクが落ちることで回転数が下がり、回転数が下がることで第一通電期間に戻る可能性がある。この場合、第一通電期間に戻ることでトルクが復帰すると、回転数が上がり、回転数が上がることで再度第二通電期間に切り替わるというようなことを繰り返し、回転数が上昇しないという問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前記の振動がモータを搭載する機器と共振して騒音を生じたり、モータの振動が伝わって機器を振動させたりして、機器全体の品質・性能向上の阻害原因となることがある。
本発明は、前記課題を解決するもので、モータ駆動時の低振動、低騒音を簡素な構成で実現できる。具体的には、第一通電期間から第二通電期間に切り替わり時の振動、騒音を低減できるとともに、より高出力、高効率な駆動ができるモータ駆動装置を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために本発明のモータ駆動装置は、３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器と、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電することを特徴としたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
前記の課題を解決するために本発明は、３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器と、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電するようにしたものである。
また、第１の値と第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）としたものである。
【００１４】
また、第一通電期間の電圧印加波形が矩形波通電波形であって、通電角が電気角で１２０°以上、１８０°以下の任意の通電角としたものである。
【００１５】
また、第二通電期間の電圧印加波形が台形波通電波形であって、上辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角より小さく、底辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角以上、１８０°以下の任意の通電角としたものである。
【００１６】
また、第二通電期間の電圧印加波形が擬似正弦波通電波形であって、台形波通電波形のうち斜辺に相当する部分が正弦波通電波形であるとともに、上辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角より小さく、底辺に相当する部分の通電角が前記第一通電期間の通電角以上、１８０°以下の任意の通電角としたものである。
【００１７】
また、第二通電期間の電圧印加波形が矩形波通電波形であって、第二通電期間において、３相の駆動コイルに対して電気角１５０°幅の通電を行う広角通電器を備え、広角通電器は、前記駆動コイルのうち合隣る駆動コイルが同じ通電状態になる重なり期間を検出し得るものであって、通電量制御器は、前記重なり期間のあいだ、前記駆動コイルへの通電の大きさを第３の値とし、前記重なり期間以外のあいだ、前記通電の大きさを第４の値としたものである。
【００１８】
また、第３の値と第４の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）とするようにしたものである。
【００１９】
また、第二通電期間の電圧印加波形が正弦波通電波形としたものである。
【００２０】
また、モータをブラシレスＤＣモータとしたものである。
【００２１】
また、モータを誘導モータとしたものである。
【００２２】
また、モータをリラクタンスモータとしたものである。
【００２３】
また、モータをステッピングモータとしたものである。
また、モータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空調機器としたものである。
また、モータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空気清浄機としたものである。
また、モータ駆動装置を燃焼用ファンモータに採用した給湯機としたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載した複写機としたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載したプリンタとしたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載した光メディア機器としたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載したハードディスク機器としたものである。
これら構成により、本駆動装置は、モータ駆動時の振動、騒音を大幅に低減することができる。
【００２４】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
（実施例１）
ここでは、第一通電期間が電気角１２０°の矩形波通電波形、第二通電期間が正弦波通電波形の場合について説明する。
【００２５】
図１において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相の駆動コイル１１、１３および１５は、次のようにして給電器２０に接続されている。給電器２０は、３つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２１、２３および２５により上アームを構成し、トランジスタ２２、２４および２６により下アームを構成している。Ｕ相駆動コイル１１の第１の端子は、トランジスタ２１および２２の接続点に接続され、Ｖ相駆動コイル１３の第１の端子は、トランジスタ２３および２４の接続点に接続され、Ｗ相駆動コイル１５の第１の端子は、トランジスタ２５および２６の接続点に接続されている。Ｕ相駆動コイル１１、Ｖ相駆動コイル１３およびＷ相駆動コイル１５のそれぞれの第２の端子は、互いに接続され中性点Ｎを成している。
【００２６】
図示しない直流電源は、その電圧出力Ｖｄｃを給電器２０に接続し、その給電器２０を介して前記３相駆動コイルに電力を供給する。
【００２７】
位置検出器１０１、１０３および１０５は、ホール素子またはホールＩＣなどで構成され、モータの可動子（図示せず。回転運動型のモータではロータ、リニア運動型のモータでは可動子、以降はロータとして説明する。）の各相駆動コイル１１、１３および１５に対する位置を検出する。検出器１０１、１０３および１０５から出力されるそれぞれの位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、通電発生器９０に入力される。通電発生器９０は、図２に示すように、電圧印加の間「Ｈ」レベルとなる信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０を出力する。なお、信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０は、「Ｈ」レベルのとき、前記した給電器２０を構成するトランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６がオンし、逆に「Ｌ」レベルのときオフするように構成している。また信号ＵＨ０、ＶＨ０、ＷＨ０は互いに電気角１２０°の角度差をもち、信号ＵＬ０、ＶＬ０、ＷＬ０についても互いに電気角１２０°の角度差をもっている。
【００２８】
パルス幅変調器（ＰＷＭ変調器）４０は、ＡＮＤゲート４１、４３および４５を備えている。ＡＮＤゲート４１、４３、４５の一方の入力は、信号ＵＨ０、ＶＨ０、ＷＨ０が入力され、他方入力は共通で、比較器５０の出力に接続される。比較器５０は、速度設定器６０が出力する速度指令信号Ｓに基づいて出力される信号Ｌ０と三角波発生器４７の出力である三角波信号ＣＹとを電圧比較する。なお、三角波発生器４７から出力される三角波信号ＣＹは、パルス幅変調におけるいわゆるキャリア信号であり、その周波数は（数ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ程度）であり、信号Ｓあるいは信号Ｌ０周波数に比べかなり高く設定されるものである。
【００２９】
ここで、信号Ｌ０は、速度設定器６０からの信号Ｓを基にして得られる第１の値Ｌ１と第２の値Ｌ２のうち一方を、選択器８０によって選択して得られる信号である。また、その選択については第二通電期間検出信号ＯＬ１により、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間に第１の値Ｌ１となるようにし、ある設定回転数を超えて駆動される第二通電期間に第２の値Ｌ２となるよう決定される。
【００３０】
また第１の値Ｌ１は、信号Ｓを抵抗７１、７２により成るレベル設定器７０で分圧することで得、第２の値Ｌ２は、信号Ｓの値そのものにより得る構成としている。
【００３１】
ゲートドライバ３０は、バッファ３１、３２、３３、３４、３５および３６を備えている。バッファ３１、３３、３５にはそれぞれＡＮＤゲート４１、４３、４５の各出力信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｈが入力され、バッファ３２、３４、３６にはそれぞれ通電発生器９０からの信号ＵＬ０、ＶＬ０、ＷＬ０が入力される。バッファ３１、３２、３３、３４、３５および３６のそれぞれの出力は、トランジスタ２１、２２、２３、２４、２５および２６のそれぞれゲートに入力される。
【００３２】
なお、前記各構成要素２０、３０、４０、９０、１０１、１０３、１０５は、通電器１を成し、各構成要素４７、５０、６０、７０、８０は、通電量制御器２を成している。
【００３３】
前記のように構成された実施例１の駆動装置における動作について、図２、図３を参照し説明を加える。
【００３４】
図２は通電発生器９０の動作説明図である。
【００３５】
一般に信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、互いに１２０°の角度差を有する信号であり、図２にその動作タイムチャートを示す。
【００３６】
図２に示すタイムチャートによって生成される信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０によりモータを駆動すると、停止状態からある設定回転数まで、すなわち第一通電期間では、モータの３相の駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗには同図に示すように、電気角１２０°通電となる通電サイクルの給電が行われる。ある設定回転数を超えて駆動されると第二通電期間となり、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗには同図に示すように、正弦波通電となる通電サイクルの給電が行われる。
【００３７】
本実施例においては、第一通電期間では、信号ＯＬ１が「Ｈ」となり、レベル設定器７０と選択器８０の作用で、速度設定器６０の信号Ｓをｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした第１の値Ｌ１を信号Ｌ０とし、値Ｌ１に基づくＰＷＭ変調を行う。また第二通電期間では、信号ＯＬ１が「Ｌ」となり、信号Ｓそのものである第２の値Ｌ２を信号Ｌ０とし、値Ｌ２に基づくＰＷＭ変調を行う。
【００３８】
この結果、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗの給電波形は、図のように給電が行われることになる。
【００３９】
Ｖ相駆動コイル１３、Ｗ相駆動コイル１５についてもＵ相駆動コイル１１と同様である。
【００４０】
図３は各相駆動コイルの逆誘起電圧波形が正弦波状である（図３においてはＵ相駆動コイル逆誘起電圧波形Ｕｅのみを示している）とした場合のトルク発生の様子を示した図である。図３においてトルクＴｕ１、Ｔｖ１、Ｔｗ１あるいはＴｕ２、Ｔｖ２、Ｔｗ２はそれぞれＵ相駆動コイル１１、Ｖ相駆動コイル１３、Ｗ相駆動コイル１５によって生み出されるトルクである。例えばトルクＴｕ３は，電圧波形Ｕｅと信号Ｕ３−Ｎとの瞬時値を掛け合わせたものに相当する。これらのトルクＴｕ１、Ｔｖ１、Ｔｗ１あるいはＴｕ２、Ｔｖ２、Ｔｗ２を全て合成したものがモータ全体の出力トルクとなるが、これは図３のトルクＴ＿ａｌｌ＿１（実線）、Ｔ＿ａｌｌ＿２）に示すようになる。
【００４１】
同図のトルクＴ＿ａｌｌ＿１に重ねて破線にて記しているのは、図９に示した従来技術によるモータ駆動装置におけるトルクである。
【００４２】
両者を比較すると，本実施例のモータ駆動装置においては、第一通電期間に発生するトルクのピーク値は従来技術に比べて（√３）／２（およそ０．８６６）倍となり、第二通電期間に発生するトルクのピーク値の差が非常に小さくなっているのがわかる。
【００４３】
以上のように本実施例においては、第一通電期間の印加電圧の大きさである第１の値と第二通電期間の印加電圧の大きさである第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１とするように、第２の値Ｌ２を速度設定器６０の信号Ｓのままとし、値Ｌ２をｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした値を第１の値Ｌ１としている。
【００４４】
これによって、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおけるピークトルクの差が小さくなり、騒音・振動の要因を大幅に低減することが可能になる。
【００４５】
本実施例においては、ピーク値についてのみ着目したが、平均値や実効値、あるいはいずれか２つ、あるいは全てを考慮して、この値を決定しても同様の結果が得られるのは言うまでもない。
【００４６】
なお、本実施例における各種信号処理は、アナログあるいはデジタル回路によるハードウェア処理により実現することも可能であり、またマイコン、ＤＳＰなどソフトウエア処理を用いて行っても良いことは言うまでもないし、またＩＣ化あるいはＬＳＩ化しても良いことも言うまでもない。
【００４７】
また、本実施例においては給電器２０を構成するトランジスタを所望のデューティーによりオン、オフするＰＷＭ変調を用いて給電量を制御する方式を例に説明したが、給電量を制御する方式として、給電器２０を構成するトランジスタをバイポーラトランジスタなどとし、その活性度合いを制御する方式としても構わない。
【００４８】
またモータは特にブラシレスＤＣモータである必要はなく、３相の駆動コイルを有するモータであれば、誘導モータやリラクタンスモータ、ステッピングモータとしても構わない。
【００４９】
また、第二通電期間が台形波通電波形または擬似正弦波通電波形あるいは正弦波波形である場合については、実施例１と同様に、第二通電期間の印加電圧に対し、第一通電波形の印加電圧の値を同じもしくは小さくすることで同じ効果が得られる。
（実施例２）
次に、第一通電期間が電気角１２０°の矩形波通電波形、第二通電期間が電気角１５０°の広角通電波形の場合について説明する。図４において位置検出器４０１、４０３および４０５から出力されるそれぞれの位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを、広角通電発生器４９０に入力する。第二通電期間においては、通電発生器４９０は、図５に示すように、電気角１５０度の間「Ｈ」レベルとなる信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０を出力する。なお、信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０は、「Ｈ」レベルのとき、給電器４２０を構成するトランジスタ４２１、４２２、４２３、４２４、４２５、４２６がオンし、逆に「Ｌ」レベルのときオフするように構成している。また信号ＵＨ０と信号ＵＬ０とは、互いに電気角３０度の「Ｌ」レベル区間を共有し、相補的に電気角１５０°の間「Ｈ」レベルとなる関係がある。信号ＶＨ０と信号ＶＬ０との関係、また信号ＷＨ０と信号ＷＬ０との関係についても同様である。
【００５０】
信号Ｌ０は、速度設定器４６０からの信号Ｓを基にして得られる第１の値Ｌ１と第２の値Ｌ２のうち一方を、選択器４８０によって選択して得られる信号である。また、その選択については第二通電期間検出信号ＯＬ２により、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間に第１の値Ｌ１となるようにし、ある設定回転数を超えて駆動される第二通電期間に第２の値Ｌ２となるよう決定される。
【００５１】
また第１の値Ｌ１は、信号Ｓを抵抗４７１、４７２により成るレベル設定器４７０で分圧することで得、第２の値Ｌ２は、信号Ｓの値そのものにより得る構成としている。ここで、抵抗４７１と４７２の値は、第１の値Ｌ１と第２の値Ｌ２との比率がｓｉｎ（π／３）：１（およそ０．８６６：１）となるようにしている。
【００５２】
なお、前記各構成要素４２０、４３０、４４０、４９０、４０１、４０３、４０５は、広角通電器１４０を成し、各構成要素４４７、４５０、４６０、４７０、４８０は、通電量制御器２４０を成している。
【００５３】
前記のように構成された実施例２の駆動装置における動作について、図５、図６を参照し説明を加える。
【００５４】
図５は広角通電発生器４９０の動作説明図である。
【００５５】
通電発生器４９０の出力信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０は、第二通電期間において電気角１５０°の間「Ｈ」レベルをとる信号で、図５にも示すとおりである。これらの信号は、位置検出器４０１、４０３および４０５から出力される位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗにより、生成可能である。
【００５６】
一般に信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、互いに１２０°の角度差を有する信号であり、これらの信号を直接論理合成しても１５０°の間「Ｈ」レベルとなる信号を生成することはできない。しかし、例えば信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうち少なくとも一つの信号（例えば信号Ｈｕ）の一周期を計測し、その一周期を電気角１５°刻みで分割するなどの電気的内挿処理を施した信号Ｈｃｌを得ることは可能で、これを利用して１５０°の間「Ｈ」レベルとなる信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０を生成することはできる。図５にその動作タイムチャートを示す。
【００５７】
図５に示すタイムチャートによって生成される信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０によりモータを駆動すると、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗには同図に示すように、電気角１５０°通電、３０°休止となる通電サイクルの給電が行われる。
【００５８】
このような給電が行われると、合隣る駆動コイル端子が同じ給電状態（ともに正方向通電あるいはともに負方向通電）となる重なり期間が電気角３０°の間、３０°の間隔で発生するようになる。
【００５９】
本実施例においては、前記重なり期間の間、ｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした第３の値Ｌ３に基づくＰＷＭ変調を行う。また前記重なり期間以外は第４の値Ｌ４に基づくＰＷＭ変調を行う。
【００６０】
この結果、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗの給電波形は、図６に示すように、重なり期間の間はこれ以外の間に比べてわずかに小さな値（ｓｉｎ（π／３）でおよそ０．８６６倍）の給電が行われることになる。
【００６１】
駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗをこのような給電波形により駆動すると、各相駆動コイルの中性点Ｎには図６に示す波形が現われる。このとき各相駆動コイル４１１、４１３、４１５には、各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗと中性点Ｎとの差に応じた給電が行われ、例えばＵ相駆動コイル４１１の場合、図６の信号Ｕ４−Ｎに示される波形によって給電される。
【００６２】
Ｖ相駆動コイル４１３、Ｗ相駆動コイル４１５についてもＵ相駆動コイル４１１と同様であり，特に図示していないが、信号Ｖ４−Ｎ、信号Ｗ４−Ｎも正弦波の波形信号に乗った階段状の波形になる。
【００６３】
このような給電波形により各相駆動コイルを駆動すると、ほぼ正弦波駆動に匹敵するような低トルクリップル駆動が可能になる。
【００６４】
図６は各相駆動コイルの逆誘起電圧波形が正弦波状である（図６においてはＵ相駆動コイル逆誘起電圧波形Ｕｅのみを示している）とした場合のトルク発生の様子を示した図である。図６においてトルクＴｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３あるいはトルクＴｕ４、Ｔｖ４、Ｔｗ４はそれぞれＵ相駆動コイル４１１、Ｖ相駆動コイル４１３、Ｗ相駆動コイル４１５によって生み出されるトルクである。例えばトルクＴｕ３は，電圧波形Ｕｅと信号Ｕ３−Ｎとの瞬時値を掛け合わせたものに相当する。これらのトルクＴｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３あるいはトルクＴｕ４、Ｔｖ４、Ｔｗ４を全て合成したものがモータ全体の出力トルクとなるが、これは図６のトルクＴ＿ａｌｌ＿３（実線）、Ｔ＿ａｌｌ＿４に示すようになる。
【００６５】
同図のトルクＴ＿ａｌｌ＿３に重ねて破線にて記しているのは、図９に示した従来技術によるモータ駆動装置におけるトルクである。
【００６６】
両者を比較すると，本実施例のモータ駆動装置においては、第一通電期間に発生するトルクのピーク値は従来技術に比べて（√３）／２（およそ０．８６６）倍となる。また、第二通電期間に発生するトルクのピーク値より小さくなっているのがわかる。
【００６７】
以上のように本実施例においては、第一通電期間の印加電圧の大きさである第１の値と第二通電期間の印加電圧の大きさである第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１とするように、第１の値Ｌ１を速度設定器６０の信号Ｓのままとし、値Ｌ６をｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした値を第２の値Ｌ２としている。また、本実施例の場合、第１の値と第２の値は、機能を損なわない範囲で任意に設定可能である。
【００６８】
これによって、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおいてピークトルクが、かならず第１の値＜第２の値とすることができ、次のような問題を回避できる。すなわち、第一通電期間から第二通電期間に切り替わった瞬間にトルクが落ちることで回転数が下がり、回転数が下がることで第一通電期間に戻る。この時、第一通電期間に戻ることでトルクが復帰すると、回転数が上がり、回転数が上がることで再度第二通電期間に切り替わるというようなことを繰り返し、回転数が上昇しないという問題を解決するものである。
【００６９】
本実施例においては、ピーク値についてのみ着目したが、平均値や実効値、あるいはいずれか２つ、あるいは全てを考慮して、この値を決定しても同様の結果が得られるのは言うまでもない。
【００７０】
なお、本実施例における各種信号処理は、アナログあるいはデジタル回路によるハードウェア処理により実現することも可能であり、またマイコン、ＤＳＰなどソフトウエア処理を用いて行っても良いことは言うまでもないし、またＩＣ化あるいはＬＳＩ化しても良いことも言うまでもない。
【００７１】
また、本実施例においては給電器２０を構成するトランジスタを所望のデューティーによりオン、オフするＰＷＭ変調を用いて給電量を制御する方式を例に説明したが、給電量を制御する方式として、給電器２０を構成するトランジスタをバイポーラトランジスタなどとし、その活性度合いを制御する方式としても構わない。
【００７２】
またモータは特にブラシレスＤＣモータである必要はなく、３相の駆動コイルを有するモータであれば、誘導モータやリラクタンスモータ、ステッピングモータとしても構わない。
【００７３】
また、第二通電期間が台形波通電波形または擬似正弦波通電波形あるいは正弦波波形である場合については、第１の実施例と同様に、第二通電期間の印加電圧に対し、第一通電波形の印加電圧の値を同じもしくは小さくすることで同じ効果が得られる。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器とを備え、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電するようにしている。
【００７５】
これによって、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおけるピークトルクの差が小さくなり、騒音・振動の要因を大幅に低減することが可能になる。
【００７６】
また、実施例１においては、第１の値と第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）とするようにしたことにより、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおけるピークトルクの差をより一層小さくし、騒音・振動の要因をさらに低減することができる。
【００７７】
これによって、低振動、低騒音で高出力、高効率なモータ駆動装置が比較的簡素な構成で実現できるという優れた効果を奏する。
【００７８】
そして、これによってモータを搭載する機器との共振音が低減される。また、低振動であることは回転むらも本質的に少なく、より高精度な制御の実現が可能となり、機器全体の性能向上に貢献できる。
【００７９】
また、実施例２においては、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおいてピークトルクが、かならず第１の値＜第２の値とすることができ、次のような問題を回避できる。すなわち、第一通電期間から第二通電期間に切り替わった瞬間にトルクが落ちることで回転数が下がり、回転数が下がることで第一通電期間に戻る。この時、第一通電期間に戻ることでトルクが復帰すると、回転数が上がり、回転数が上がることで再度第二通電期間に切り替わるというようなことを繰り返し、回転数が上昇しないという問題を解決するものである。
【００８０】
これにより、低振動、低騒音で高出力、高効率なモータ駆動装置を安定して使用できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１におけるモータ駆動装置の回路構成図
【図２】本発明の実施例１におけるモータ駆動装置の動作説明図
【図３】本発明の実施例１におけるモータ駆動装置のトルク発生の様子を示す図
【図４】本発明の実施例２におけるモータ駆動装置の回路構成図
【図５】本発明の実施例２におけるモータ駆動装置の動作説明図
【図６】本発明の実施例２におけるモータ駆動装置のトルク発生の様子を示す図
【図７】従来技術におけるモータ駆動装置の回路構成図
【図８】従来技術におけるモータ駆動装置の動作説明図
【図９】従来技術におけるモータ駆動装置のトルク発生の様子を示す図
【符号の説明】
１、１４０ 通電器
２、２４０ 通電量制御器
１１、１３，１５、４１１，４１３，４１５ 駆動コイル
２０、４２０ 給電器
２１、２２、２３、２４，２５、２６、４２１、４２２，４２３、４２４、４２５、４２６ トランジスタ
３０、４３０ ゲートドライバ
３１、３２、３３，３４，３５，３６ バッファ
４０、４４０ パルス幅変調器
４１、４３、４５ ＡＮＤゲート
４７、４４７ 三角波発生器
５０、４５０ 比較器
６０、４６０ 速度設定器
７０、４７０ レベル設定器
７１、７２，４７１，４７２ 抵抗
８０、４８０ 選択器
９０、４９０ 通電発生器
１０１，１０３，１０５、４０１、４０３、４０５ 位置検出器
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば空調機器、燃焼用ファンモータを搭載した給湯機、空気清浄機ならびに複写機、プリンタ等の情報機器に使用されるブラシレスＤＣモータをはじめ、誘導モータやリラクタンスモータなどを駆動するのに好適なモータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、空調機器、ならびに複写機、プリンタ等の情報機器などに用いられる各種駆動用モータは、長寿命、高信頼性、速度制御の容易さなどの長所を活かして、ブラシレスＤＣモータが用いられることが多い。
【０００３】
図７は、前記従来のモータ駆動装置の回路構成図であり、図８は、図７に示す同装置におけるモータ回転角（電気角）に対する各部の信号波形図である。
【０００４】
図７に示すように、一般的に、ブラシレスＤＣモータ（以下、単にモータと言う）の駆動装置においては、ロータ位置をホール素子などからなる複数個の位置検出素子９０１、９０３および９０５にて検出する。３相分配器８９０は、位置信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを入力し、３相分配信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、およびＷＨ０、ＷＬ０を出力する。信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、およびＷＨ０、ＷＬ０は、パルス幅変調器（ＰＷＭ変調器）８４０に入力され、速度設定器８６０の設定信号Ｓに応じたパルス幅を有する信号に変調される。パルス変調器８４０の出力は、ゲートドライバ８３０を介して給電器８２０を構成する６個のスイッチを順次オンまたはオフするように制御する。こうして、ステータに備えられた３相の駆動コイル８１１、８１３および８１５への給電は、図８に示す信号Ｕ、Ｖ、Ｗのように、ロータ位置に応じて順次切り換えられてモータは回転する。
【０００５】
特に起動時には、３相分配器８９０に正弦波あるいは広角通電信号発生器等を用いる場合、逆誘起電圧の位相に合致するように正弦波あるいは広角通電信号等を出力する必要があるが、起動時には回転数が低いため精度の良い正弦波あるいは広角通電信号等の出力は困難である。このため、起動時には電気角１２０°あるいは１８０°の矩形波通電信号を出力し、回転数が充分大きくなった後に正弦波あるいは広角通電信号等に切り替える事例が多い。
【０００６】
この場合、モータに生じるトルクは図９に示すようになる。事例の一つとして以下にこれを説明する。
【０００７】
Ｕ相駆動コイル８１１に着目すれば、同駆動コイルは信号Ｕと中性点信号Ｎとの差信号Ｕｘ−Ｎにより給電される（ｘは５または６）。この信号Ｕｘ−Ｎは、図９に示すとおり、停止状態からある設定回転数までを第一通電期間とした場合、この期間においては電気角１２０°の矩形波信号Ｕ５−Ｎである。また、ある設定回転数を超えて駆動される期間を第二通電期間とした場合、この期間においては電気角１８０°の正弦波状信号Ｕ６−Ｎである。
【０００８】
いま、Ｕ相駆動コイル８１１の逆誘起電圧が信号Ｕｅのように正弦波状であるとすると、同駆動コイル８１１によるトルクは、信号Ｕｘ−Ｎと信号Ｕｅとを掛け合わせたものに概略比例し、第一通電期間と第二通電期間においてそれぞれトルクＴｕ５、Ｔｕ６に示すものとなる。
【０００９】
Ｖ相およびＷ相駆動コイル８１３，８１５によるトルクも同様であり、トルクＴｖ５、Ｔｗ５、Ｔｖ６、Ｔｗ６となる。
【００１０】
従ってモータに生じるトルクは、各相駆動コイルのトルクＴｕ５、Ｔｖ５、Ｔｗ５あるいはＴｕ６、Ｔｖ６、Ｔｗ６を全て加えたトルクＴ＿ａｌｌ＿５あるいはＴ＿ａｌｌ＿６となる。図のようにトルクＴ＿ａｌｌ＿５とＴ＿ａｌｌ＿６の間には大きなピークトルクの差が発生してしまう。
このようなトルクの差は、第一通電期間から第二通電期間への切り替えの際に騒音や振動の原因となる。また、第一通電期間から第二通電期間に切り替わった瞬間にトルクが落ちることで回転数が下がり、回転数が下がることで第一通電期間に戻る可能性がある。この場合、第一通電期間に戻ることでトルクが復帰すると、回転数が上がり、回転数が上がることで再度第二通電期間に切り替わるというようなことを繰り返し、回転数が上昇しないという問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前記の振動がモータを搭載する機器と共振して騒音を生じたり、モータの振動が伝わって機器を振動させたりして、機器全体の品質・性能向上の阻害原因となることがある。
本発明は、前記課題を解決するもので、モータ駆動時の低振動、低騒音を簡素な構成で実現できる。具体的には、第一通電期間から第二通電期間に切り替わり時の振動、騒音を低減できるとともに、より高出力、高効率な駆動ができるモータ駆動装置を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために本発明のモータ駆動装置は、３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器と、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電することを特徴としたものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
前記の課題を解決するために本発明は、３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器と、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電するようにしたものである。
また、第１の値と第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）としたものである。
【００１４】
また、第一通電期間の電圧印加波形が矩形波通電波形であって、通電角が電気角で１２０°以上、１８０°以下の任意の通電角としたものである。
【００１５】
また、第二通電期間の電圧印加波形が台形波通電波形であって、上辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角より小さく、底辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角以上、１８０°以下の任意の通電角としたものである。
【００１６】
また、第二通電期間の電圧印加波形が擬似正弦波通電波形であって、台形波通電波形のうち斜辺に相当する部分が正弦波通電波形であるとともに、上辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角より小さく、底辺に相当する部分の通電角が前記第一通電期間の通電角以上、１８０°以下の任意の通電角としたものである。
【００１７】
また、第二通電期間の電圧印加波形が矩形波通電波形であって、第二通電期間において、３相の駆動コイルに対して電気角１５０°幅の通電を行う広角通電器を備え、広角通電器は、前記駆動コイルのうち合隣る駆動コイルが同じ通電状態になる重なり期間を検出し得るものであって、通電量制御器は、前記重なり期間のあいだ、前記駆動コイルへの通電の大きさを第３の値とし、前記重なり期間以外のあいだ、前記通電の大きさを第４の値としたものである。
【００１８】
また、第３の値と第４の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）とするようにしたものである。
【００１９】
また、第二通電期間の電圧印加波形が正弦波通電波形としたものである。
【００２０】
また、モータをブラシレスＤＣモータとしたものである。
【００２１】
また、モータを誘導モータとしたものである。
【００２２】
また、モータをリラクタンスモータとしたものである。
【００２３】
また、モータをステッピングモータとしたものである。
また、モータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空調機器としたものである。
また、モータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空気清浄機としたものである。
また、モータ駆動装置を燃焼用ファンモータに採用した給湯機としたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載した複写機としたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載したプリンタとしたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載した光メディア機器としたものである。
また、モータ駆動装置を駆動系に搭載したハードディスク機器としたものである。
これら構成により、本駆動装置は、モータ駆動時の振動、騒音を大幅に低減することができる。
【００２４】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
（実施例１）
ここでは、第一通電期間が電気角１２０°の矩形波通電波形、第二通電期間が正弦波通電波形の場合について説明する。
【００２５】
図１において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相の駆動コイル１１、１３および１５は、次のようにして給電器２０に接続されている。給電器２０は、３つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２１、２３および２５により上アームを構成し、トランジスタ２２、２４および２６により下アームを構成している。Ｕ相駆動コイル１１の第１の端子は、トランジスタ２１および２２の接続点に接続され、Ｖ相駆動コイル１３の第１の端子は、トランジスタ２３および２４の接続点に接続され、Ｗ相駆動コイル１５の第１の端子は、トランジスタ２５および２６の接続点に接続されている。Ｕ相駆動コイル１１、Ｖ相駆動コイル１３およびＷ相駆動コイル１５のそれぞれの第２の端子は、互いに接続され中性点Ｎを成している。
【００２６】
図示しない直流電源は、その電圧出力Ｖｄｃを給電器２０に接続し、その給電器２０を介して前記３相駆動コイルに電力を供給する。
【００２７】
位置検出器１０１、１０３および１０５は、ホール素子またはホールＩＣなどで構成され、モータの可動子（図示せず。回転運動型のモータではロータ、リニア運動型のモータでは可動子、以降はロータとして説明する。）の各相駆動コイル１１、１３および１５に対する位置を検出する。検出器１０１、１０３および１０５から出力されるそれぞれの位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、通電発生器９０に入力される。通電発生器９０は、図２に示すように、電圧印加の間「Ｈ」レベルとなる信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０を出力する。なお、信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０は、「Ｈ」レベルのとき、前記した給電器２０を構成するトランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６がオンし、逆に「Ｌ」レベルのときオフするように構成している。また信号ＵＨ０、ＶＨ０、ＷＨ０は互いに電気角１２０°の角度差をもち、信号ＵＬ０、ＶＬ０、ＷＬ０についても互いに電気角１２０°の角度差をもっている。
【００２８】
パルス幅変調器（ＰＷＭ変調器）４０は、ＡＮＤゲート４１、４３および４５を備えている。ＡＮＤゲート４１、４３、４５の一方の入力は、信号ＵＨ０、ＶＨ０、ＷＨ０が入力され、他方入力は共通で、比較器５０の出力に接続される。比較器５０は、速度設定器６０が出力する速度指令信号Ｓに基づいて出力される信号Ｌ０と三角波発生器４７の出力である三角波信号ＣＹとを電圧比較する。なお、三角波発生器４７から出力される三角波信号ＣＹは、パルス幅変調におけるいわゆるキャリア信号であり、その周波数は（数ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ程度）であり、信号Ｓあるいは信号Ｌ０周波数に比べかなり高く設定されるものである。
【００２９】
ここで、信号Ｌ０は、速度設定器６０からの信号Ｓを基にして得られる第１の値Ｌ１と第２の値Ｌ２のうち一方を、選択器８０によって選択して得られる信号である。また、その選択については第二通電期間検出信号ＯＬ１により、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間に第１の値Ｌ１となるようにし、ある設定回転数を超えて駆動される第二通電期間に第２の値Ｌ２となるよう決定される。
【００３０】
また第１の値Ｌ１は、信号Ｓを抵抗７１、７２により成るレベル設定器７０で分圧することで得、第２の値Ｌ２は、信号Ｓの値そのものにより得る構成としている。
【００３１】
ゲートドライバ３０は、バッファ３１、３２、３３、３４、３５および３６を備えている。バッファ３１、３３、３５にはそれぞれＡＮＤゲート４１、４３、４５の各出力信号Ｇ１Ｈ、Ｇ２Ｈ、Ｇ３Ｈが入力され、バッファ３２、３４、３６にはそれぞれ通電発生器９０からの信号ＵＬ０、ＶＬ０、ＷＬ０が入力される。バッファ３１、３２、３３、３４、３５および３６のそれぞれの出力は、トランジスタ２１、２２、２３、２４、２５および２６のそれぞれゲートに入力される。
【００３２】
なお、前記各構成要素２０、３０、４０、９０、１０１、１０３、１０５は、通電器１を成し、各構成要素４７、５０、６０、７０、８０は、通電量制御器２を成している。
【００３３】
前記のように構成された実施例１の駆動装置における動作について、図２、図３を参照し説明を加える。
【００３４】
図２は通電発生器９０の動作説明図である。
【００３５】
一般に信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、互いに１２０°の角度差を有する信号であり、図２にその動作タイムチャートを示す。
【００３６】
図２に示すタイムチャートによって生成される信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０によりモータを駆動すると、停止状態からある設定回転数まで、すなわち第一通電期間では、モータの３相の駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗには同図に示すように、電気角１２０°通電となる通電サイクルの給電が行われる。ある設定回転数を超えて駆動されると第二通電期間となり、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗには同図に示すように、正弦波通電となる通電サイクルの給電が行われる。
【００３７】
本実施例においては、第一通電期間では、信号ＯＬ１が「Ｈ」となり、レベル設定器７０と選択器８０の作用で、速度設定器６０の信号Ｓをｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした第１の値Ｌ１を信号Ｌ０とし、値Ｌ１に基づくＰＷＭ変調を行う。また第二通電期間では、信号ＯＬ１が「Ｌ」となり、信号Ｓそのものである第２の値Ｌ２を信号Ｌ０とし、値Ｌ２に基づくＰＷＭ変調を行う。
【００３８】
この結果、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗの給電波形は、図のように給電が行われることになる。
【００３９】
Ｖ相駆動コイル１３、Ｗ相駆動コイル１５についてもＵ相駆動コイル１１と同様である。
【００４０】
図３は各相駆動コイルの逆誘起電圧波形が正弦波状である（図３においてはＵ相駆動コイル逆誘起電圧波形Ｕｅのみを示している）とした場合のトルク発生の様子を示した図である。図３においてトルクＴｕ１、Ｔｖ１、Ｔｗ１あるいはＴｕ２、Ｔｖ２、Ｔｗ２はそれぞれＵ相駆動コイル１１、Ｖ相駆動コイル１３、Ｗ相駆動コイル１５によって生み出されるトルクである。例えばトルクＴｕ３は，電圧波形Ｕｅと信号Ｕ３−Ｎとの瞬時値を掛け合わせたものに相当する。これらのトルクＴｕ１、Ｔｖ１、Ｔｗ１あるいはＴｕ２、Ｔｖ２、Ｔｗ２を全て合成したものがモータ全体の出力トルクとなるが、これは図３のトルクＴ＿ａｌｌ＿１（実線）、Ｔ＿ａｌｌ＿２）に示すようになる。
【００４１】
同図のトルクＴ＿ａｌｌ＿１に重ねて破線にて記しているのは、図９に示した従来技術によるモータ駆動装置におけるトルクである。
【００４２】
両者を比較すると，本実施例のモータ駆動装置においては、第一通電期間に発生するトルクのピーク値は従来技術に比べて（√３）／２（およそ０．８６６）倍となり、第二通電期間に発生するトルクのピーク値の差が非常に小さくなっているのがわかる。
【００４３】
以上のように本実施例においては、第一通電期間の印加電圧の大きさである第１の値と第二通電期間の印加電圧の大きさである第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１とするように、第２の値Ｌ２を速度設定器６０の信号Ｓのままとし、値Ｌ２をｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした値を第１の値Ｌ１としている。
【００４４】
これによって、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおけるピークトルクの差が小さくなり、騒音・振動の要因を大幅に低減することが可能になる。
【００４５】
本実施例においては、ピーク値についてのみ着目したが、平均値や実効値、あるいはいずれか２つ、あるいは全てを考慮して、この値を決定しても同様の結果が得られるのは言うまでもない。
【００４６】
なお、本実施例における各種信号処理は、アナログあるいはデジタル回路によるハードウェア処理により実現することも可能であり、またマイコン、ＤＳＰなどソフトウエア処理を用いて行っても良いことは言うまでもないし、またＩＣ化あるいはＬＳＩ化しても良いことも言うまでもない。
【００４７】
また、本実施例においては給電器２０を構成するトランジスタを所望のデューティーによりオン、オフするＰＷＭ変調を用いて給電量を制御する方式を例に説明したが、給電量を制御する方式として、給電器２０を構成するトランジスタをバイポーラトランジスタなどとし、その活性度合いを制御する方式としても構わない。
【００４８】
またモータは特にブラシレスＤＣモータである必要はなく、３相の駆動コイルを有するモータであれば、誘導モータやリラクタンスモータ、ステッピングモータとしても構わない。
【００４９】
また、第二通電期間が台形波通電波形または擬似正弦波通電波形あるいは正弦波波形である場合については、実施例１と同様に、第二通電期間の印加電圧に対し、第一通電波形の印加電圧の値を同じもしくは小さくすることで同じ効果が得られる。
（実施例２）
次に、第一通電期間が電気角１２０°の矩形波通電波形、第二通電期間が電気角１５０°の広角通電波形の場合について説明する。図４において位置検出器４０１、４０３および４０５から出力されるそれぞれの位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗを、広角通電発生器４９０に入力する。第二通電期間においては、通電発生器４９０は、図５に示すように、電気角１５０度の間「Ｈ」レベルとなる信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０を出力する。なお、信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０は、「Ｈ」レベルのとき、給電器４２０を構成するトランジスタ４２１、４２２、４２３、４２４、４２５、４２６がオンし、逆に「Ｌ」レベルのときオフするように構成している。また信号ＵＨ０と信号ＵＬ０とは、互いに電気角３０度の「Ｌ」レベル区間を共有し、相補的に電気角１５０°の間「Ｈ」レベルとなる関係がある。信号ＶＨ０と信号ＶＬ０との関係、また信号ＷＨ０と信号ＷＬ０との関係についても同様である。
【００５０】
信号Ｌ０は、速度設定器４６０からの信号Ｓを基にして得られる第１の値Ｌ１と第２の値Ｌ２のうち一方を、選択器４８０によって選択して得られる信号である。また、その選択については第二通電期間検出信号ＯＬ２により、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間に第１の値Ｌ１となるようにし、ある設定回転数を超えて駆動される第二通電期間に第２の値Ｌ２となるよう決定される。
【００５１】
また第１の値Ｌ１は、信号Ｓを抵抗４７１、４７２により成るレベル設定器４７０で分圧することで得、第２の値Ｌ２は、信号Ｓの値そのものにより得る構成としている。ここで、抵抗４７１と４７２の値は、第１の値Ｌ１と第２の値Ｌ２との比率がｓｉｎ（π／３）：１（およそ０．８６６：１）となるようにしている。
【００５２】
なお、前記各構成要素４２０、４３０、４４０、４９０、４０１、４０３、４０５は、広角通電器１４０を成し、各構成要素４４７、４５０、４６０、４７０、４８０は、通電量制御器２４０を成している。
【００５３】
前記のように構成された実施例２の駆動装置における動作について、図５、図６を参照し説明を加える。
【００５４】
図５は広角通電発生器４９０の動作説明図である。
【００５５】
通電発生器４９０の出力信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０は、第二通電期間において電気角１５０°の間「Ｈ」レベルをとる信号で、図５にも示すとおりである。これらの信号は、位置検出器４０１、４０３および４０５から出力される位置検出信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗにより、生成可能である。
【００５６】
一般に信号Ｈｕ、ＨｖおよびＨｗは、互いに１２０°の角度差を有する信号であり、これらの信号を直接論理合成しても１５０°の間「Ｈ」レベルとなる信号を生成することはできない。しかし、例えば信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうち少なくとも一つの信号（例えば信号Ｈｕ）の一周期を計測し、その一周期を電気角１５°刻みで分割するなどの電気的内挿処理を施した信号Ｈｃｌを得ることは可能で、これを利用して１５０°の間「Ｈ」レベルとなる信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０を生成することはできる。図５にその動作タイムチャートを示す。
【００５７】
図５に示すタイムチャートによって生成される信号ＵＨ０、ＵＬ０、ＶＨ０、ＶＬ０、ＷＨ０、ＷＬ０によりモータを駆動すると、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗには同図に示すように、電気角１５０°通電、３０°休止となる通電サイクルの給電が行われる。
【００５８】
このような給電が行われると、合隣る駆動コイル端子が同じ給電状態（ともに正方向通電あるいはともに負方向通電）となる重なり期間が電気角３０°の間、３０°の間隔で発生するようになる。
【００５９】
本実施例においては、前記重なり期間の間、ｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした第３の値Ｌ３に基づくＰＷＭ変調を行う。また前記重なり期間以外は第４の値Ｌ４に基づくＰＷＭ変調を行う。
【００６０】
この結果、モータの各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗの給電波形は、図６に示すように、重なり期間の間はこれ以外の間に比べてわずかに小さな値（ｓｉｎ（π／３）でおよそ０．８６６倍）の給電が行われることになる。
【００６１】
駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗをこのような給電波形により駆動すると、各相駆動コイルの中性点Ｎには図６に示す波形が現われる。このとき各相駆動コイル４１１、４１３、４１５には、各相駆動コイル端子Ｕ、Ｖ、Ｗと中性点Ｎとの差に応じた給電が行われ、例えばＵ相駆動コイル４１１の場合、図６の信号Ｕ４−Ｎに示される波形によって給電される。
【００６２】
Ｖ相駆動コイル４１３、Ｗ相駆動コイル４１５についてもＵ相駆動コイル４１１と同様であり，特に図示していないが、信号Ｖ４−Ｎ、信号Ｗ４−Ｎも正弦波の波形信号に乗った階段状の波形になる。
【００６３】
このような給電波形により各相駆動コイルを駆動すると、ほぼ正弦波駆動に匹敵するような低トルクリップル駆動が可能になる。
【００６４】
図６は各相駆動コイルの逆誘起電圧波形が正弦波状である（図６においてはＵ相駆動コイル逆誘起電圧波形Ｕｅのみを示している）とした場合のトルク発生の様子を示した図である。図６においてトルクＴｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３あるいはトルクＴｕ４、Ｔｖ４、Ｔｗ４はそれぞれＵ相駆動コイル４１１、Ｖ相駆動コイル４１３、Ｗ相駆動コイル４１５によって生み出されるトルクである。例えばトルクＴｕ３は，電圧波形Ｕｅと信号Ｕ３−Ｎとの瞬時値を掛け合わせたものに相当する。これらのトルクＴｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３あるいはトルクＴｕ４、Ｔｖ４、Ｔｗ４を全て合成したものがモータ全体の出力トルクとなるが、これは図６のトルクＴ＿ａｌｌ＿３（実線）、Ｔ＿ａｌｌ＿４に示すようになる。
【００６５】
同図のトルクＴ＿ａｌｌ＿３に重ねて破線にて記しているのは、図９に示した従来技術によるモータ駆動装置におけるトルクである。
【００６６】
両者を比較すると，本実施例のモータ駆動装置においては、第一通電期間に発生するトルクのピーク値は従来技術に比べて（√３）／２（およそ０．８６６）倍となる。また、第二通電期間に発生するトルクのピーク値より小さくなっているのがわかる。
【００６７】
以上のように本実施例においては、第一通電期間の印加電圧の大きさである第１の値と第二通電期間の印加電圧の大きさである第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１とするように、第１の値Ｌ１を速度設定器６０の信号Ｓのままとし、値Ｌ６をｓｉｎ（π／３）（およそ０．８６６）倍にした値を第２の値Ｌ２としている。また、本実施例の場合、第１の値と第２の値は、機能を損なわない範囲で任意に設定可能である。
【００６８】
これによって、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおいてピークトルクが、かならず第１の値＜第２の値とすることができ、次のような問題を回避できる。すなわち、第一通電期間から第二通電期間に切り替わった瞬間にトルクが落ちることで回転数が下がり、回転数が下がることで第一通電期間に戻る。この時、第一通電期間に戻ることでトルクが復帰すると、回転数が上がり、回転数が上がることで再度第二通電期間に切り替わるというようなことを繰り返し、回転数が上昇しないという問題を解決するものである。
【００６９】
本実施例においては、ピーク値についてのみ着目したが、平均値や実効値、あるいはいずれか２つ、あるいは全てを考慮して、この値を決定しても同様の結果が得られるのは言うまでもない。
【００７０】
なお、本実施例における各種信号処理は、アナログあるいはデジタル回路によるハードウェア処理により実現することも可能であり、またマイコン、ＤＳＰなどソフトウエア処理を用いて行っても良いことは言うまでもないし、またＩＣ化あるいはＬＳＩ化しても良いことも言うまでもない。
【００７１】
また、本実施例においては給電器２０を構成するトランジスタを所望のデューティーによりオン、オフするＰＷＭ変調を用いて給電量を制御する方式を例に説明したが、給電量を制御する方式として、給電器２０を構成するトランジスタをバイポーラトランジスタなどとし、その活性度合いを制御する方式としても構わない。
【００７２】
またモータは特にブラシレスＤＣモータである必要はなく、３相の駆動コイルを有するモータであれば、誘導モータやリラクタンスモータ、ステッピングモータとしても構わない。
【００７３】
また、第二通電期間が台形波通電波形または擬似正弦波通電波形あるいは正弦波波形である場合については、第１の実施例と同様に、第二通電期間の印加電圧に対し、第一通電波形の印加電圧の値を同じもしくは小さくすることで同じ効果が得られる。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器とを備え、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電するようにしている。
【００７５】
これによって、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおけるピークトルクの差が小さくなり、騒音・振動の要因を大幅に低減することが可能になる。
【００７６】
また、実施例１においては、第１の値と第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）とするようにしたことにより、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおけるピークトルクの差をより一層小さくし、騒音・振動の要因をさらに低減することができる。
【００７７】
これによって、低振動、低騒音で高出力、高効率なモータ駆動装置が比較的簡素な構成で実現できるという優れた効果を奏する。
【００７８】
そして、これによってモータを搭載する機器との共振音が低減される。また、低振動であることは回転むらも本質的に少なく、より高精度な制御の実現が可能となり、機器全体の性能向上に貢献できる。
【００７９】
また、実施例２においては、第一通電期間と第二通電期間の切り替わりにおいてピークトルクが、かならず第１の値＜第２の値とすることができ、次のような問題を回避できる。すなわち、第一通電期間から第二通電期間に切り替わった瞬間にトルクが落ちることで回転数が下がり、回転数が下がることで第一通電期間に戻る。この時、第一通電期間に戻ることでトルクが復帰すると、回転数が上がり、回転数が上がることで再度第二通電期間に切り替わるというようなことを繰り返し、回転数が上昇しないという問題を解決するものである。
【００８０】
これにより、低振動、低騒音で高出力、高効率なモータ駆動装置を安定して使用できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１におけるモータ駆動装置の回路構成図
【図２】本発明の実施例１におけるモータ駆動装置の動作説明図
【図３】本発明の実施例１におけるモータ駆動装置のトルク発生の様子を示す図
【図４】本発明の実施例２におけるモータ駆動装置の回路構成図
【図５】本発明の実施例２におけるモータ駆動装置の動作説明図
【図６】本発明の実施例２におけるモータ駆動装置のトルク発生の様子を示す図
【図７】従来技術におけるモータ駆動装置の回路構成図
【図８】従来技術におけるモータ駆動装置の動作説明図
【図９】従来技術におけるモータ駆動装置のトルク発生の様子を示す図
【符号の説明】
１、１４０ 通電器
２、２４０ 通電量制御器
１１、１３，１５、４１１，４１３，４１５ 駆動コイル
２０、４２０ 給電器
２１、２２、２３、２４，２５、２６、４２１、４２２，４２３、４２４、４２５、４２６ トランジスタ
３０、４３０ ゲートドライバ
３１、３２、３３，３４，３５，３６ バッファ
４０、４４０ パルス幅変調器
４１、４３、４５ ＡＮＤゲート
４７、４４７ 三角波発生器
５０、４５０ 比較器
６０、４６０ 速度設定器
７０、４７０ レベル設定器
７１、７２，４７１，４７２ 抵抗
８０、４８０ 選択器
９０、４９０ 通電発生器
１０１，１０３，１０５、４０１、４０３、４０５ 位置検出器
Claims (10)
- ３相の駆動コイルを有するモータと、前記駆動コイルに対して通電を行う通電器と、前記通電器が前記駆動コイルに対して行う通電の大きさを制御する通電量制御器とを備え、前記通電量制御器は、停止状態からある設定回転数までの第一通電期間における印加電圧の大きさを第１の値とし、前記設定回転数を超えて駆動される第二通電期間における印加電圧の大きさを第２の値とすると、第１の値≦第２の値となるように通電することを特徴とするモータ駆動装置。
- 第１の値と第２の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）とするようにしたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
- 第一通電期間の電圧印加波形が矩形波通電波形であって、通電角が電気角で１２０°以上、１８０°以下の任意の通電角としたことを特徴とする請求項１または請求項２記載のモータ駆動装置。
- 第二通電期間の電圧印加波形が台形波通電波形であって、上辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角より小さく、底辺に相当する部分の通電角が前記第一通電期間の通電角以上、１８０°以下の任意の通電角としたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
- 第二通電期間の電圧印加波形が擬似正弦波通電波形であって、台形波通電波形のうち斜辺に相当する部分が正弦波通電波形であるとともに、上辺に相当する部分の通電角が第一通電期間の通電角より小さく、底辺に相当する部分の通電角が前記第一通電期間の通電角以上、１８０°以下の任意の通電角としたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
- 第二通電期間の電圧印加波形が矩形波通電波形であって、前記第二通電期間において、３相の駆動コイルに対して電気角１５０°幅の通電を行う広角通電器を備え、前記広角通電器は、前記駆動コイルのうち合隣る駆動コイルが同じ通電状態になる重なり期間を検出し得るものであって、通電量制御器は、前記重なり期間のあいだ、前記駆動コイルへの通電の大きさを第３の値とし、前記重なり期間以外のあいだ、前記通電の大きさを第４の値としたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
- 第３の値と第４の値との比率をｓｉｎ（π／３）：１（概略０．８６６：１）とするようにしたことを特徴とする請求項６記載のモータ駆動装置。
- 第二通電期間の電圧印加波形が正弦波通電波形であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
- モータをブラシレスＤＣモータ、誘導モータ、リラクタンスモータ、ステッピングモータのいずれかとした請求項１〜請求項８のいずれか１項記載のモータ駆動装置。
- 請求項１〜請求項９のいずれか１項記載のモータ駆動装置を送風用ファンモータに採用した空調機器、空気清浄機、あるいは燃焼用ファンモータに採用した給湯機、あるいは駆動系に搭載した複写機、プリンタ、光メディア機器、ハードディスク機器。
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-
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