JP2004080527A - 発振器およびそれを用いた電子装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】価格上昇を招くことなく負性抵抗値を大きくすることのできる発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【解決手段】多段に接続された３つの負性抵抗回路２、１１、１２と、初段の負性抵抗回路２に接続された共振回路としての水晶振動子Ｘ１とを備える。３つの負性抵抗回路２、１１、１２は、いずれもコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であり、前段のトランジスタのコレクタから次段のトランジスタのベースに信号を伝える形で多段接続されており、初段の負性抵抗回路２のトランジスタＱ１のベースを共振回路に相当する水晶振動子Ｘ１を介して高周波的に接地し、最終段の負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のコレクタを高周波的に接地している。
【効果】各負性抵抗回路の負性抵抗が大きくなくても、それを３段に接続することによって全体としての負性抵抗が大きくなるために、価格上昇を招くことなく発振器の発振余裕度を増大するとともに、電源投入後の発振開始時間を短くすることができる。
【選択図】 図１
【解決手段】多段に接続された３つの負性抵抗回路２、１１、１２と、初段の負性抵抗回路２に接続された共振回路としての水晶振動子Ｘ１とを備える。３つの負性抵抗回路２、１１、１２は、いずれもコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であり、前段のトランジスタのコレクタから次段のトランジスタのベースに信号を伝える形で多段接続されており、初段の負性抵抗回路２のトランジスタＱ１のベースを共振回路に相当する水晶振動子Ｘ１を介して高周波的に接地し、最終段の負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のコレクタを高周波的に接地している。
【効果】各負性抵抗回路の負性抵抗が大きくなくても、それを３段に接続することによって全体としての負性抵抗が大きくなるために、価格上昇を招くことなく発振器の発振余裕度を増大するとともに、電源投入後の発振開始時間を短くすることができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振器および電子装置、例えば携帯電話のＲＦ回路に含まれるＰＬＬ回路部分の基準信号源として用いられる発振器およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
基準信号源として用いられる発振器としては、例えば水晶振動子を共振子として利用し、トランジスタを負性抵抗素子として利用するものが広く知られている。
【０００３】
図１４に従来の発振器の回路図を示す。図１４において、発振器１は、負性抵抗回路２、誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１、およびＤＣカット用のコンデンサＣ４で構成されている。このうち、負性抵抗回路２は、トランジスタＱ１、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３で構成されている。
【０００４】
ここで、トランジスタＱ１のコレクタは、直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ３を介してグランドに接続されている。コンデンサＣ３はトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるための発振周波数におけるインピーダンスの小さいコンデンサである。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１をそれぞれ介してグランドに接続されている。トランジスタＱ１のベースはコンデンサＣ１を介してエミッタに接続されている。トランジスタＱ１のベースはまた、抵抗Ｒ２を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。さらに、トランジスタＱ１のベースは水晶振動子Ｘ１を介してグランドに接続され、エミッタはコンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。
【０００５】
このように構成された発振器１は、基本的にはコレクタ接地、エミッタ出力のコルピッツ型の発振器である。トランジスタＱ１のコレクタ・ベース間の誘導性インピーダンス手段として水晶振動子Ｘ１が、ベース・エミッタ間の容量素子としてコンデンサＣ１が、コレクタ・エミッタ間の容量素子としてコンデンサＣ２が利用され、これらの値によって発振周波数がほぼ決定される。なお、コンデンサＣ４はＤＣカット用のコンデンサで、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はトランジスタＱ１のバイアス条件を決めるための抵抗である。従って、負性抵抗回路２は、コルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であるとみなせる。
【０００６】
また、図１５に、従来の別の発振器の回路図を示す。図１５において、図１４と同一もしくは同等な部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【０００７】
図１５において、発振器３は、負性抵抗回路４、水晶振動子Ｘ１、バッファ回路５、およびＤＣカット用のコンデンサＣ４で構成されている。このうち、負性抵抗回路４は、発振器１の負性抵抗回路２からトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるためのコンデンサＣ３を取り除いたものである。また、負性抵抗回路４においては、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２とは接続されておらず、直流電源＋Ｖｃｃにも接続されていない。トランジスタＱ１のベースは水晶振動子Ｘ１を介してグランドに接続されているが、エミッタは出力端とはなっていない。
【０００８】
一方、バッファ回路５は、トランジスタＱ２、コンデンサＣ５、Ｃ６、抵抗Ｒ４、Ｒ５で構成されている。ここで、トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ４を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ５を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ４を介してグランドに接続されるとともに、負性抵抗回路４の抵抗Ｒ２の一端に接続されている。なお、抵抗Ｒ４、Ｒ５はトランジスタＱ２のバイアス条件を決めるための抵抗であり、コンデンサＣ５は電源ノイズ対策用のバイパスコンデンサである。
【０００９】
このように構成された発振器３は、コルピッツ型の発振回路とベース接地のバッファ回路をカスケード接続したものとなっている。負性抵抗回路４には、トランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地するコンデンサＣ３が備わっていないので、発振器３には厳密にはコルピッツ発振回路が構成されていない。しかし、トランジスタＱ１のコレクタはバッファ回路５を介して擬似的に接地されているといえるため、発振器３には擬似的にコルピッツ回路が構成されているとみなせる。発振回路の出力はトランジスタＱ１のコレクタからトランジスタＱ２のエミッタに入力され、トランジスタＱ２のコレクタから出力される。
【００１０】
発振器３においては、バッファ回路５と負性抵抗回路４の直流電流経路をカスケード接続しているために、バッファ回路を備えるにもかかわらず消費電流の低減を図ることができる。また、擬似的なコルピッツ回路を実現して、電流経路をそのまま信号経路としても利用しているために、トランジスタＱ１のコレクタの高周波的な接地のためのコンデンサ（Ｃｐ）や、バッファ回路と発振回路の間の電流経路に高周波信号が流れないようにするための高周波チョークコイルや、負性抵抗回路４のトランジスタＱ１の他の端子からバッファ回路５のトランジスタＱ２へ別途信号を伝えるための配線や結合コンデンサなどが不要となり、部品点数が少なくて済む。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記の発振器では水晶振動子を共振子として利用している。水晶振動子は年々小型化が進んでおり、そのために水晶ブランクの電極面積が減少し、等価直列抵抗が増大する傾向にある。そして、水晶振動子の等価直列抵抗が増大すると発振回路の発振余裕度が減少するという問題がある。
【００１２】
また、例えばＴＤＭＡ方式のデジタル携帯電話の端末においては、消費電流を抑えるために必要なときにのみ発振器に通電するということが行われている。その場合には、発振器の電源投入後の発振開始時間を短くする必要がある。
【００１３】
発振余裕度を保つ方法として、負性抵抗回路の負性抵抗値を大きくするということが考えられる。また、発振器の発振開始時間を短くする方法としても、発振回路の負性抵抗値を大きくするということがある。そして、そのためには相互コンダクタンスの大きなトランジスタを使えばよい。ところが、相互コンダクタンスの大きいトランジスタは一般的に高価であり、発振器の価格上昇を招くという問題がある。
【００１４】
そこで、本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、価格上昇を招くことなく負性抵抗値を大きくすることのできる発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の発振器は、多段に接続された複数の負性抵抗回路と、初段の前記負性抵抗回路に接続された共振回路とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路がいずれもコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であり、前段のトランジスタのコレクタから次段のトランジスタのベースに信号を伝える形で多段接続されており、初段の前記負性抵抗回路のトランジスタのベースを前記共振回路を介して高周波的に接地し、最終段の前記負性抵抗回路のトランジスタのコレクタを高周波的に接地したことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路の直流電流経路を互いに並列に接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路間の電源側および接地側にそれぞれチョーク素子を設けたことを特徴とする。
【００１８】
あるいは、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路の直流電流経路をカスケードに接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路間の直流電流経路にチョーク素子を設けたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の発振器は、最終段の前記負性抵抗回路に接続してバッファ回路を設けるとともに、少なくとも最終段の前記負性抵抗回路と前記バッファ回路の直流電流経路を互いに並列に接続したことを特徴とする。
【００２０】
あるいは、本発明の発振器は、最終段の前記負性抵抗回路に接続してバッファ回路を設けるとともに、少なくとも最終段の前記負性抵抗回路と前記バッファ回路の直流電流経路をカスケードに接続したことを特徴とする。
【００２１】
また、本発明の発振器は、初段の前記負性抵抗回路に対して直流電流経路に関して上流側にカスケードに接続されたバッファ回路を設けたことを特徴とする。
【００２２】
そして、本発明の電子装置は、上記の発振器を用いたことを特徴とする。
【００２３】
このように構成することにより、本発明の発振器においては、価格上昇を招くことなく負性抵抗を大きくして発振余裕度を増大するとともに、電源投入後の発振開始時間を短くすることができる。
【００２４】
また、本発明の電子装置においても、本発明の発振器を用いることによって、性能の向上を図ることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施例１）図１に、本発明の発振器の一実施例の回路図を示す。図１において、図１３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２６】
図１に示した発振器１０は、図１３の発振器１の全ての構成に加えて、負性抵抗回路１１および１２、結合用のコンデンサＣ７およびＣ１１、チョーク素子である高周波チョークコイル（ＲＦＣ）Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３およびＬ４を備えている。
【００２７】
ここで、負性抵抗回路１１および１２は、負性抵抗回路２と実質的に同じ回路構成、すなわちコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路となっているので、各構成要素の符号およびそれらの間の詳細な接続関係については、図１を参照してもらうこととして説明を割愛する。また、以下の説明では、各負性抵抗回路のトランジスタのコレクタを「負性抵抗回路の直流電流流入点」、トランジスタのエミッタに一端が接続された抵抗の他端を「負性抵抗回路の直流電流流出点」と表現する。
【００２８】
発振器１０において、負性抵抗回路２の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ１を介して負性抵抗回路１１の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ３を介して負性抵抗回路１２の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１２の直流電流流入点は直流電源＋Ｖｃｃに接続されている。一方、負性抵抗回路２の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ２を介して負性抵抗回路１１の直流電流流出点に接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ４を介して負性抵抗回路１２の直流電流流出点に接続され、負性抵抗回路１２の直流電流流出点はグランドに接続されている。そして、負性抵抗回路２の直流電流流出点はコンデンサＣ７を介して負性抵抗回路１１のトランジスタＱ３のベースに接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流出点はコンデンサＣ１１を介して負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００２９】
負性抵抗回路２において、トランジスタＱ１には接地点が存在しない。直流電流流出点は、コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ１のコレクタ（直流電流流入点）に接続されているが、コンデンサＣ３は発振周波数におけるインピーダンスが小さいので、実質的にはトランジスタＱ１のコレクタそのものである。そのため、負性抵抗回路２の直流電流流出点には発振信号が乗っている。そして、直流電流流出点はＤＣカット用のコンデンサＣ７を介して負性抵抗回路１１のトランジスタＱ３のベースに接続されている。
【００３０】
負性抵抗回路１１においても、負性抵抗回路２の場合と同様に、トランジスタＱ３には接地点が存在しない。直流電流流出点は実質的にトランジスタＱ３のコレクタそのものであり、ベースから入力された発振信号が乗っている。そして、直流電流流出点はＤＣカット用のコンデンサＣ１１を介して負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００３１】
負性抵抗回路１２は、高周波的には発振器１における負性抵抗回路２と同じであり、直流電流流入点と直流電流流出点は高周波的には接地されているため、トランジスタＱ４はコレクタ接地で動作する。そのため、トランジスタＱ４のベースから入力された発振信号はエミッタから出力され、ＤＣカット用のコンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続される。
【００３２】
３つの負性抵抗回路２、１１、１２は、直流電流経路が直流電源＋Ｖｃｃに対して互いに並列に接続されている。ただし、負性抵抗回路２および１１の直流電流流入点と直流電流流出点には、いずれも発振信号が乗っている。一方、負性抵抗回路１２の直流電流流入点と直流電流流出点は高周波的に接地されている。そのために、負性抵抗回路２、１１、１２の直流電流流入点同士、直流電流流出点同士の間には高周波チョークコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４が必要となっている。
【００３３】
このように構成された発振器１０においては、負性抵抗回路２、１１、１２が３段に接続され、初段の負性抵抗回路２に共振回路として誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１が接続された構成となっている。この場合、負性抵抗回路が３段に接続されているため、発振器全体としての負性抵抗が１段のものに比べて大きくなる。そのため、各トランジスタとして相互コンダクタンスの大きいものを使用しなくても、発振器の発振開始時間を短くすることができる。また、負性抵抗が大きくなった分だけ等価直列抵抗の大きい水晶振動子を利用できるため、小型の水晶振動子を使用しても発振余裕度を減少させずに済む。
【００３４】
ところで、発振器の構成としては、増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける方式も良く知られている。この場合にも、増幅回路を多段にすることによって実質的に発振回路全体としての負性抵抗の値を実質的に大きくできることが、例えば特開２０００−３２３９２８号公報に開示されている。この場合は、各増幅回路がそれぞれ直流電源およびグランドに接続されている純粋な増幅回路であることからもわかるように、それらは互いに独立しても動作するものであり、文字通り多段に接続された増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける構成となっている。
【００３５】
それに対して、本発明の発振器１０の場合には、各負性抵抗回路が誘導性インピーダンス手段を除いたコルピッツ回路であって純粋な増幅回路ではない点と、負性抵抗回路２と１１が高周波的に接地されていないために単独ではコルピッツ回路としても機能しない点よりわかるように、負性抵抗回路２、１１、１２は３段に接続された状態ではじめて１つの負性抵抗回路として機能する。しかも、出力側から入力側への共振回路を介した帰還回路に相当するものも存在しない。すなわち、発振器１０の場合は、文字通り多段に接続された負性抵抗回路に共振回路が接続された構成であって、特開２０００−３２３９２８号公報に開示されたような多段に接続された増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける構成とは明らかに異なる構成となっている。
【００３６】
ここで、図２および図３に、本発明の発振器１０と従来の発振器３の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果をそれぞれ示す。図２は発振器１０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示し、図３は発振器３のトランジスタＱ２のコレクタの電圧の時間変化を示している。なお、両者は電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。
【００３７】
図２と図３を比較してわかるように、従来の発振器３においては約２．０ｍｓで発振の振幅がほぼ安定しているのに対して、本発明の発振器１０においては約１．２ｍｓで発振の振幅がほぼ安定しており、発振器１０の方が発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００３８】
なお、発振器１０においては、直流電流経路が互いに並列に接続された負性抵抗回路を３段に接続する構成を示したが、２段あるいは４段以上であっても発振器１０と同様の構成で実現可能であり、発振器１０と同様の作用効果を奏するものである。
【００３９】
（実施例２）図４に、本発明の発振器の別の実施例の回路図を示す。図４において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４０】
図４に示した発振器２０において、負性抵抗回路２、１１、１２の構成、負性抵抗回路２と水晶振動子Ｘ１の接続関係、３つの負性抵抗回路２、１１、１２および出力端子ＰｏのコンデンサＣ７、Ｃ１１、Ｃ４を介する高周波信号に関する接続関係は発振器１０と同じである。ただし、３つの負性抵抗回路２、１１、１２の直流電流経路は全てカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路２の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ５を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、負性抵抗回路２の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ６を介して負性抵抗回路１１の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ７を介して負性抵抗回路１２の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１２の直流電流流出点はグランドに接続されている。
【００４１】
発振器２０においても、発振器１０と同様に、負性抵抗回路２のトランジスタＱ１と負性抵抗回路１１のトランジスタＱ３には接地点が存在せず、負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４はコレクタ接地で動作する。そのために、直流電源＋Ｖｃｃと負性抵抗回路２の直流電流流入点の間、負性抵抗回路２の直流電流流出点と負性抵抗回路１１の直流電流流入点の間、負性抵抗回路１１の直流電流流出点と負性抵抗回路１２の直流電流流入点の間には、それぞれ高周波チョークコイルＬ５、Ｌ６、Ｌ７が必要となっている。
【００４２】
このように構成された発振器２０においても、負性抵抗回路２、１１、１２が３段に接続され、初段の負性抵抗回路２に共振回路として水晶振動子Ｘ１が接続された構成は発振器１０と同じであるため、発振器１０と同様に負性抵抗を大きくして発振器の発振開始時間を短くすることができる。
【００４３】
図５に、発振器２０の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果を示す。図５は、発振器２０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示している。発振器３や発振器１０とは電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。図５より、発振器２０においては約１．６ｍｓで発振の振幅が安定しており、従来の発振器３より発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００４４】
また、発振器１０に比べて高周波チョークコイルを１つ少なくすることができる。また、発振器１０に比べて消費電流の低減を図ることができる。
【００４５】
そして、発振器１０の場合と同様に、直流電流経路が直流電源に対してカスケードに接続された負性抵抗回路を２段あるいは４段以上に接続する構成も実現可能である。
【００４６】
（実施例３）図６に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４７】
図６に示した発振器３０は、まず図１の発振器１０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ３およびＬ４と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路が互いに並列に接続されている点に変わりはない。そして、発振器３０においては、さらにバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路と負性抵抗回路２および１２の直流電流経路も互いに並列に接続されている。
【００４８】
バッファ回路３１は、トランジスタＱ５、コンデンサＣ１６、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５で構成されている。ここで、トランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ１２を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは抵抗Ｒ１３およびコンデンサＣ１６を並列に介してグランドに接続されている。トランジスタＱ５のベースは、抵抗Ｒ１４を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ１５を介してグランドに接続されるとともに、コンデンサＣ１５を介して負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のエミッタに接続されている。なお、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５はトランジスタＱ５のバイアス条件を決めるための抵抗であり、コンデンサＣ１６はトランジスタＱ５の高周波的な接地のためのコンデンサである。すなわち、トランジスタＱ５はエミッタ接地の増幅回路である。そして、コンデンサＣ１５はＤＣカット用のコンデンサである。
【００４９】
バッファ回路３１についても負性抵抗回路と同様に直流電源＋Ｖｃｃに接続されている点を直流電流流入点、一端がトランジスタＱ５のエミッタに接続された抵抗Ｒ１３の他端を直流電流流出点と表現すると、負性抵抗回路１２の直流電流流入点とバッファ回路３１の直流電流流入点は直接接続されており、間に高周波チョークコイルは存在しない。また、負性抵抗回路１２の直流電流流出点とバッファ回路３１の直流電流流出点も直接接続されており、間に高周波チョークコイルは存在しない。これは、負性抵抗回路１２とバッファ回路３１がいずれも直流電流流入点や直流電流流出点に発振信号が乗らない構成となっているからである。
【００５０】
このように構成された発振器３０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器１０と同じであり、発振器１０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５１】
（実施例４）図７に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図７において、図４および図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５２】
図７に示した発振器４０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器４０においては、さらに図６の発振器３０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路１２の直流電流経路と並列に接続されている。負性抵抗回路１２とバッファ回路３１との接続関係は発振器３０の場合と全く同じであり、両者の間には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５３】
このように構成された発振器４０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５４】
（実施例５）図８に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１および図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５５】
図８に示した発振器５０は、まず図１の発振器１０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ３およびＬ４と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路が互いに並列に接続されている点に変わりはない。そして、発振器５０においては、さらに図６の発振器３０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路２および１２の直流電流経路に対してカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路１２の直流電流流出点がバッファ回路３１の直流電流流入点に接続されており、バッファ回路３１の直流電流流出点はグランドに接続されている。さらに、負性抵抗回路１２の直流電流流出点は、バッファ回路３１がカスケードに接続されるために直接にはグランドに接続して接地できないので、コンデンサＣ１７を介して高周波的に接地されている。なお、負性抵抗回路１２とバッファ回路３１がいずれも直流電流流入点や直流電流流出点に発振信号が乗らない構成となっているため、両者の間の直流電流経路には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５６】
このように構成された発振器５０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器１０と同じであり、発振器１０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５７】
（実施例６）図９に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図９において、図４および図８と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５８】
図９に示した発振器６０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器６０においては、さらに図８の発振器５０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路１２の直流電流経路とカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路１２の直流電流流出点がバッファ回路３１の直流電流流入点に接続されており、バッファ回路３１の直流電流流出点はグランドに接続されている。さらに、負性抵抗回路１２の直流電流流出点は、バッファ回路３１がカスケードに接続されるために直接にはグランドに接続して接地できないので、コンデンサＣ１７を介して高周波的に接地されている。なお、負性抵抗回路１２とバッファ回路３１との接続関係は発振器５０の場合と全く同じであり、両者の間には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５９】
このように構成された発振器６０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００６０】
（実施例７）図１０に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図４および図１４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００６１】
図１０に示した発振器７０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。また、負性抵抗回路２に相当する部分の直流電流流入点と直流電流流出点の間に設けられていたコンデンサＣ３は削除されていて、しかもトランジスタＱ１のベースが抵抗Ｒ２を介してコレクタに接続されていないので、結果的に従来の発振器３における負性抵抗回路４と同じ構成になっている。なお、負性抵抗回路４と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器７０においては、図１４の発振器３と同様のバッファ回路５が設けられている。バッファ回路５と負性抵抗回路４の接続関係は発振器３の場合と同じであり、バッファ回路５のトランジスタＱ２のエミッタが負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタに接続されており、また、トランジスタＱ２のベースが抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００６２】
このように構成された発振器７０においては、負性抵抗回路とバッファ回路との関係が発振器３と同じであるために、発振器３と同様に擬似的にコルピッツ回路が構成されているとみなせる。この点以外は、負性抵抗回路が２段になった点やバッファ回路を備える点を除けば発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００６３】
図１１に、発振器７０の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果を示す。図１１は、発振器７０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示している。発振器３や発振器１０、２０とは電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。図１２より、発振器７０においては約１．４ｍｓで発振の振幅が安定しており、従来の発振器３より発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００６４】
また、発振器７０の場合は、高周波チョークコイルを１つしか必要としないこともあって、上記のいずれの発振器よりも部品点数が少なくなるため、小型化と低価格化の面で優れている。
【００６５】
なお、図１０に示した発振器７０のバリエーションとして図１２に示す発振器８０の構成が考えられる。発振器８０は、発振器７０におけるバッファ回路５と負性抵抗回路４におけるベース電流を規定する抵抗の構成を、２つの回路で分離しただけである。すなわち、発振器８０においては、バッファ回路５におけるトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１６を接続することによってバッファ回路８１とし、それに合わせて負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタ・ベース間を抵抗Ｒ２で接続する構成にしている。
【００６６】
発振器８０においては、発振器７０に比べてトランジスタのベース電流用の抵抗が１つ増えることによってバイアス条件の設定の自由度が増える以外は発振器７０との違いはなく、発振器７０と同様の作用効果を奏することができる。
【００６７】
なお、発振器３０、４０、５０、６０、７０、８０においては、２段の負性抵抗回路とバッファ回路を備えた発振器について説明してきたが、バッファ回路付の発振器であっても負性抵抗回路が２段に限定されるものではなく、３段以上であっても構わないものである。また、負性抵抗回路やバッファ回路の直流電流経路の接続構造は、並列接続やカスケード接続をどのように組み合わせたものであっても構わないものである。
【００６８】
図１３に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図１３において、電子装置の１つである携帯電話１００は、筐体１０１と、その中に配置されたプリント基板１０２と、プリント基板１０２上に基準信号源として実装された本発明の発振器１０を備えている。
【００６９】
このように構成された携帯電話１００においては、本発明の発振器１０を用いているため、基準信号源の発振安定性が向上し、発振開始時間が短くなるために性能の向上を図ることができる。
【００７０】
なお、図１３においては電子装置として携帯電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るものではなく、本発明の発振器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【００７１】
【発明の効果】
本発明の発振器によれば、多段に接続された複数の負性抵抗回路と、初段の負性抵抗回路に接続された共振回路とを備えることによって、各負性抵抗回路の負性抵抗を大きくしなくても全体としての負性抵抗を大きくすることができる。そのため、価格上昇を招くことなく発振器の発振開始時間を短くすることができる。また、負性抵抗が大きくなった分だけ等価直列抵抗の大きい水晶振動子を利用できるため、小型の水晶振動子を使用しても発振余裕度を減少させずに済む。
【００７２】
また、本発明の電子装置によれば、本発明の発振器を用いることによって、性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図３】従来の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図４】本発明の発振器の別の実施例を示す回路図である。
【図５】図４の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図６】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１１】図１０の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図１２】図１０の発振器のバリエーションを示す回路図である。
【図１３】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【図１４】従来の発振器を示す回路図である。
【図１５】従来の別の発振器を示す回路図である。
【符号の説明】
１０、２０、３０、４０、５０、６０、７０、８０…発振器
２、４、１１、１２…負性抵抗回路
５、３１、８１…バッファ回路
Ｘ１…水晶振動子
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ
Ｃ１〜Ｃ１８…コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１５…抵抗
Ｌ１〜Ｌ７…高周波チョークコイル
＋Ｖｃｃ…直流電源
Ｐｏ…出力端子
１００…携帯電話
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振器および電子装置、例えば携帯電話のＲＦ回路に含まれるＰＬＬ回路部分の基準信号源として用いられる発振器およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
基準信号源として用いられる発振器としては、例えば水晶振動子を共振子として利用し、トランジスタを負性抵抗素子として利用するものが広く知られている。
【０００３】
図１４に従来の発振器の回路図を示す。図１４において、発振器１は、負性抵抗回路２、誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１、およびＤＣカット用のコンデンサＣ４で構成されている。このうち、負性抵抗回路２は、トランジスタＱ１、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３で構成されている。
【０００４】
ここで、トランジスタＱ１のコレクタは、直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ３を介してグランドに接続されている。コンデンサＣ３はトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるための発振周波数におけるインピーダンスの小さいコンデンサである。トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１をそれぞれ介してグランドに接続されている。トランジスタＱ１のベースはコンデンサＣ１を介してエミッタに接続されている。トランジスタＱ１のベースはまた、抵抗Ｒ２を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。さらに、トランジスタＱ１のベースは水晶振動子Ｘ１を介してグランドに接続され、エミッタはコンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。
【０００５】
このように構成された発振器１は、基本的にはコレクタ接地、エミッタ出力のコルピッツ型の発振器である。トランジスタＱ１のコレクタ・ベース間の誘導性インピーダンス手段として水晶振動子Ｘ１が、ベース・エミッタ間の容量素子としてコンデンサＣ１が、コレクタ・エミッタ間の容量素子としてコンデンサＣ２が利用され、これらの値によって発振周波数がほぼ決定される。なお、コンデンサＣ４はＤＣカット用のコンデンサで、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はトランジスタＱ１のバイアス条件を決めるための抵抗である。従って、負性抵抗回路２は、コルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であるとみなせる。
【０００６】
また、図１５に、従来の別の発振器の回路図を示す。図１５において、図１４と同一もしくは同等な部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【０００７】
図１５において、発振器３は、負性抵抗回路４、水晶振動子Ｘ１、バッファ回路５、およびＤＣカット用のコンデンサＣ４で構成されている。このうち、負性抵抗回路４は、発振器１の負性抵抗回路２からトランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地させるためのコンデンサＣ３を取り除いたものである。また、負性抵抗回路４においては、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２とは接続されておらず、直流電源＋Ｖｃｃにも接続されていない。トランジスタＱ１のベースは水晶振動子Ｘ１を介してグランドに接続されているが、エミッタは出力端とはなっていない。
【０００８】
一方、バッファ回路５は、トランジスタＱ２、コンデンサＣ５、Ｃ６、抵抗Ｒ４、Ｒ５で構成されている。ここで、トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ４を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ５を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ４を介してグランドに接続されるとともに、負性抵抗回路４の抵抗Ｒ２の一端に接続されている。なお、抵抗Ｒ４、Ｒ５はトランジスタＱ２のバイアス条件を決めるための抵抗であり、コンデンサＣ５は電源ノイズ対策用のバイパスコンデンサである。
【０００９】
このように構成された発振器３は、コルピッツ型の発振回路とベース接地のバッファ回路をカスケード接続したものとなっている。負性抵抗回路４には、トランジスタＱ１のコレクタを高周波的に接地するコンデンサＣ３が備わっていないので、発振器３には厳密にはコルピッツ発振回路が構成されていない。しかし、トランジスタＱ１のコレクタはバッファ回路５を介して擬似的に接地されているといえるため、発振器３には擬似的にコルピッツ回路が構成されているとみなせる。発振回路の出力はトランジスタＱ１のコレクタからトランジスタＱ２のエミッタに入力され、トランジスタＱ２のコレクタから出力される。
【００１０】
発振器３においては、バッファ回路５と負性抵抗回路４の直流電流経路をカスケード接続しているために、バッファ回路を備えるにもかかわらず消費電流の低減を図ることができる。また、擬似的なコルピッツ回路を実現して、電流経路をそのまま信号経路としても利用しているために、トランジスタＱ１のコレクタの高周波的な接地のためのコンデンサ（Ｃｐ）や、バッファ回路と発振回路の間の電流経路に高周波信号が流れないようにするための高周波チョークコイルや、負性抵抗回路４のトランジスタＱ１の他の端子からバッファ回路５のトランジスタＱ２へ別途信号を伝えるための配線や結合コンデンサなどが不要となり、部品点数が少なくて済む。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記の発振器では水晶振動子を共振子として利用している。水晶振動子は年々小型化が進んでおり、そのために水晶ブランクの電極面積が減少し、等価直列抵抗が増大する傾向にある。そして、水晶振動子の等価直列抵抗が増大すると発振回路の発振余裕度が減少するという問題がある。
【００１２】
また、例えばＴＤＭＡ方式のデジタル携帯電話の端末においては、消費電流を抑えるために必要なときにのみ発振器に通電するということが行われている。その場合には、発振器の電源投入後の発振開始時間を短くする必要がある。
【００１３】
発振余裕度を保つ方法として、負性抵抗回路の負性抵抗値を大きくするということが考えられる。また、発振器の発振開始時間を短くする方法としても、発振回路の負性抵抗値を大きくするということがある。そして、そのためには相互コンダクタンスの大きなトランジスタを使えばよい。ところが、相互コンダクタンスの大きいトランジスタは一般的に高価であり、発振器の価格上昇を招くという問題がある。
【００１４】
そこで、本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、価格上昇を招くことなく負性抵抗値を大きくすることのできる発振器およびそれを用いた電子装置を提供する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の発振器は、多段に接続された複数の負性抵抗回路と、初段の前記負性抵抗回路に接続された共振回路とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路がいずれもコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であり、前段のトランジスタのコレクタから次段のトランジスタのベースに信号を伝える形で多段接続されており、初段の前記負性抵抗回路のトランジスタのベースを前記共振回路を介して高周波的に接地し、最終段の前記負性抵抗回路のトランジスタのコレクタを高周波的に接地したことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路の直流電流経路を互いに並列に接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路間の電源側および接地側にそれぞれチョーク素子を設けたことを特徴とする。
【００１８】
あるいは、本発明の発振器は、前記複数の負性抵抗回路の直流電流経路をカスケードに接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路間の直流電流経路にチョーク素子を設けたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の発振器は、最終段の前記負性抵抗回路に接続してバッファ回路を設けるとともに、少なくとも最終段の前記負性抵抗回路と前記バッファ回路の直流電流経路を互いに並列に接続したことを特徴とする。
【００２０】
あるいは、本発明の発振器は、最終段の前記負性抵抗回路に接続してバッファ回路を設けるとともに、少なくとも最終段の前記負性抵抗回路と前記バッファ回路の直流電流経路をカスケードに接続したことを特徴とする。
【００２１】
また、本発明の発振器は、初段の前記負性抵抗回路に対して直流電流経路に関して上流側にカスケードに接続されたバッファ回路を設けたことを特徴とする。
【００２２】
そして、本発明の電子装置は、上記の発振器を用いたことを特徴とする。
【００２３】
このように構成することにより、本発明の発振器においては、価格上昇を招くことなく負性抵抗を大きくして発振余裕度を増大するとともに、電源投入後の発振開始時間を短くすることができる。
【００２４】
また、本発明の電子装置においても、本発明の発振器を用いることによって、性能の向上を図ることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（実施例１）図１に、本発明の発振器の一実施例の回路図を示す。図１において、図１３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２６】
図１に示した発振器１０は、図１３の発振器１の全ての構成に加えて、負性抵抗回路１１および１２、結合用のコンデンサＣ７およびＣ１１、チョーク素子である高周波チョークコイル（ＲＦＣ）Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３およびＬ４を備えている。
【００２７】
ここで、負性抵抗回路１１および１２は、負性抵抗回路２と実質的に同じ回路構成、すなわちコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路となっているので、各構成要素の符号およびそれらの間の詳細な接続関係については、図１を参照してもらうこととして説明を割愛する。また、以下の説明では、各負性抵抗回路のトランジスタのコレクタを「負性抵抗回路の直流電流流入点」、トランジスタのエミッタに一端が接続された抵抗の他端を「負性抵抗回路の直流電流流出点」と表現する。
【００２８】
発振器１０において、負性抵抗回路２の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ１を介して負性抵抗回路１１の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ３を介して負性抵抗回路１２の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１２の直流電流流入点は直流電源＋Ｖｃｃに接続されている。一方、負性抵抗回路２の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ２を介して負性抵抗回路１１の直流電流流出点に接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ４を介して負性抵抗回路１２の直流電流流出点に接続され、負性抵抗回路１２の直流電流流出点はグランドに接続されている。そして、負性抵抗回路２の直流電流流出点はコンデンサＣ７を介して負性抵抗回路１１のトランジスタＱ３のベースに接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流出点はコンデンサＣ１１を介して負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００２９】
負性抵抗回路２において、トランジスタＱ１には接地点が存在しない。直流電流流出点は、コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ１のコレクタ（直流電流流入点）に接続されているが、コンデンサＣ３は発振周波数におけるインピーダンスが小さいので、実質的にはトランジスタＱ１のコレクタそのものである。そのため、負性抵抗回路２の直流電流流出点には発振信号が乗っている。そして、直流電流流出点はＤＣカット用のコンデンサＣ７を介して負性抵抗回路１１のトランジスタＱ３のベースに接続されている。
【００３０】
負性抵抗回路１１においても、負性抵抗回路２の場合と同様に、トランジスタＱ３には接地点が存在しない。直流電流流出点は実質的にトランジスタＱ３のコレクタそのものであり、ベースから入力された発振信号が乗っている。そして、直流電流流出点はＤＣカット用のコンデンサＣ１１を介して負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００３１】
負性抵抗回路１２は、高周波的には発振器１における負性抵抗回路２と同じであり、直流電流流入点と直流電流流出点は高周波的には接地されているため、トランジスタＱ４はコレクタ接地で動作する。そのため、トランジスタＱ４のベースから入力された発振信号はエミッタから出力され、ＤＣカット用のコンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続される。
【００３２】
３つの負性抵抗回路２、１１、１２は、直流電流経路が直流電源＋Ｖｃｃに対して互いに並列に接続されている。ただし、負性抵抗回路２および１１の直流電流流入点と直流電流流出点には、いずれも発振信号が乗っている。一方、負性抵抗回路１２の直流電流流入点と直流電流流出点は高周波的に接地されている。そのために、負性抵抗回路２、１１、１２の直流電流流入点同士、直流電流流出点同士の間には高周波チョークコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４が必要となっている。
【００３３】
このように構成された発振器１０においては、負性抵抗回路２、１１、１２が３段に接続され、初段の負性抵抗回路２に共振回路として誘導性インピーダンス手段である水晶振動子Ｘ１が接続された構成となっている。この場合、負性抵抗回路が３段に接続されているため、発振器全体としての負性抵抗が１段のものに比べて大きくなる。そのため、各トランジスタとして相互コンダクタンスの大きいものを使用しなくても、発振器の発振開始時間を短くすることができる。また、負性抵抗が大きくなった分だけ等価直列抵抗の大きい水晶振動子を利用できるため、小型の水晶振動子を使用しても発振余裕度を減少させずに済む。
【００３４】
ところで、発振器の構成としては、増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける方式も良く知られている。この場合にも、増幅回路を多段にすることによって実質的に発振回路全体としての負性抵抗の値を実質的に大きくできることが、例えば特開２０００−３２３９２８号公報に開示されている。この場合は、各増幅回路がそれぞれ直流電源およびグランドに接続されている純粋な増幅回路であることからもわかるように、それらは互いに独立しても動作するものであり、文字通り多段に接続された増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける構成となっている。
【００３５】
それに対して、本発明の発振器１０の場合には、各負性抵抗回路が誘導性インピーダンス手段を除いたコルピッツ回路であって純粋な増幅回路ではない点と、負性抵抗回路２と１１が高周波的に接地されていないために単独ではコルピッツ回路としても機能しない点よりわかるように、負性抵抗回路２、１１、１２は３段に接続された状態ではじめて１つの負性抵抗回路として機能する。しかも、出力側から入力側への共振回路を介した帰還回路に相当するものも存在しない。すなわち、発振器１０の場合は、文字通り多段に接続された負性抵抗回路に共振回路が接続された構成であって、特開２０００−３２３９２８号公報に開示されたような多段に接続された増幅回路の出力側から入力側へ共振回路を介して正帰還をかける構成とは明らかに異なる構成となっている。
【００３６】
ここで、図２および図３に、本発明の発振器１０と従来の発振器３の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果をそれぞれ示す。図２は発振器１０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示し、図３は発振器３のトランジスタＱ２のコレクタの電圧の時間変化を示している。なお、両者は電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。
【００３７】
図２と図３を比較してわかるように、従来の発振器３においては約２．０ｍｓで発振の振幅がほぼ安定しているのに対して、本発明の発振器１０においては約１．２ｍｓで発振の振幅がほぼ安定しており、発振器１０の方が発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００３８】
なお、発振器１０においては、直流電流経路が互いに並列に接続された負性抵抗回路を３段に接続する構成を示したが、２段あるいは４段以上であっても発振器１０と同様の構成で実現可能であり、発振器１０と同様の作用効果を奏するものである。
【００３９】
（実施例２）図４に、本発明の発振器の別の実施例の回路図を示す。図４において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４０】
図４に示した発振器２０において、負性抵抗回路２、１１、１２の構成、負性抵抗回路２と水晶振動子Ｘ１の接続関係、３つの負性抵抗回路２、１１、１２および出力端子ＰｏのコンデンサＣ７、Ｃ１１、Ｃ４を介する高周波信号に関する接続関係は発振器１０と同じである。ただし、３つの負性抵抗回路２、１１、１２の直流電流経路は全てカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路２の直流電流流入点は高周波チョークコイルＬ５を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、負性抵抗回路２の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ６を介して負性抵抗回路１１の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１１の直流電流流出点は高周波チョークコイルＬ７を介して負性抵抗回路１２の直流電流流入点に接続され、負性抵抗回路１２の直流電流流出点はグランドに接続されている。
【００４１】
発振器２０においても、発振器１０と同様に、負性抵抗回路２のトランジスタＱ１と負性抵抗回路１１のトランジスタＱ３には接地点が存在せず、負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４はコレクタ接地で動作する。そのために、直流電源＋Ｖｃｃと負性抵抗回路２の直流電流流入点の間、負性抵抗回路２の直流電流流出点と負性抵抗回路１１の直流電流流入点の間、負性抵抗回路１１の直流電流流出点と負性抵抗回路１２の直流電流流入点の間には、それぞれ高周波チョークコイルＬ５、Ｌ６、Ｌ７が必要となっている。
【００４２】
このように構成された発振器２０においても、負性抵抗回路２、１１、１２が３段に接続され、初段の負性抵抗回路２に共振回路として水晶振動子Ｘ１が接続された構成は発振器１０と同じであるため、発振器１０と同様に負性抵抗を大きくして発振器の発振開始時間を短くすることができる。
【００４３】
図５に、発振器２０の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果を示す。図５は、発振器２０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示している。発振器３や発振器１０とは電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。図５より、発振器２０においては約１．６ｍｓで発振の振幅が安定しており、従来の発振器３より発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００４４】
また、発振器１０に比べて高周波チョークコイルを１つ少なくすることができる。また、発振器１０に比べて消費電流の低減を図ることができる。
【００４５】
そして、発振器１０の場合と同様に、直流電流経路が直流電源に対してカスケードに接続された負性抵抗回路を２段あるいは４段以上に接続する構成も実現可能である。
【００４６】
（実施例３）図６に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４７】
図６に示した発振器３０は、まず図１の発振器１０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ３およびＬ４と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路が互いに並列に接続されている点に変わりはない。そして、発振器３０においては、さらにバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路と負性抵抗回路２および１２の直流電流経路も互いに並列に接続されている。
【００４８】
バッファ回路３１は、トランジスタＱ５、コンデンサＣ１６、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５で構成されている。ここで、トランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ１２を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続されるとともに、コンデンサＣ４を介して出力端子Ｐｏに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは抵抗Ｒ１３およびコンデンサＣ１６を並列に介してグランドに接続されている。トランジスタＱ５のベースは、抵抗Ｒ１４を介して直流電源＋Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ１５を介してグランドに接続されるとともに、コンデンサＣ１５を介して負性抵抗回路１２のトランジスタＱ４のエミッタに接続されている。なお、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５はトランジスタＱ５のバイアス条件を決めるための抵抗であり、コンデンサＣ１６はトランジスタＱ５の高周波的な接地のためのコンデンサである。すなわち、トランジスタＱ５はエミッタ接地の増幅回路である。そして、コンデンサＣ１５はＤＣカット用のコンデンサである。
【００４９】
バッファ回路３１についても負性抵抗回路と同様に直流電源＋Ｖｃｃに接続されている点を直流電流流入点、一端がトランジスタＱ５のエミッタに接続された抵抗Ｒ１３の他端を直流電流流出点と表現すると、負性抵抗回路１２の直流電流流入点とバッファ回路３１の直流電流流入点は直接接続されており、間に高周波チョークコイルは存在しない。また、負性抵抗回路１２の直流電流流出点とバッファ回路３１の直流電流流出点も直接接続されており、間に高周波チョークコイルは存在しない。これは、負性抵抗回路１２とバッファ回路３１がいずれも直流電流流入点や直流電流流出点に発振信号が乗らない構成となっているからである。
【００５０】
このように構成された発振器３０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器１０と同じであり、発振器１０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５１】
（実施例４）図７に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図７において、図４および図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５２】
図７に示した発振器４０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器４０においては、さらに図６の発振器３０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路１２の直流電流経路と並列に接続されている。負性抵抗回路１２とバッファ回路３１との接続関係は発振器３０の場合と全く同じであり、両者の間には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５３】
このように構成された発振器４０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５４】
（実施例５）図８に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１および図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５５】
図８に示した発振器５０は、まず図１の発振器１０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ３およびＬ４と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路が互いに並列に接続されている点に変わりはない。そして、発振器５０においては、さらに図６の発振器３０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路２および１２の直流電流経路に対してカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路１２の直流電流流出点がバッファ回路３１の直流電流流入点に接続されており、バッファ回路３１の直流電流流出点はグランドに接続されている。さらに、負性抵抗回路１２の直流電流流出点は、バッファ回路３１がカスケードに接続されるために直接にはグランドに接続して接地できないので、コンデンサＣ１７を介して高周波的に接地されている。なお、負性抵抗回路１２とバッファ回路３１がいずれも直流電流流入点や直流電流流出点に発振信号が乗らない構成となっているため、両者の間の直流電流経路には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５６】
このように構成された発振器５０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器１０と同じであり、発振器１０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００５７】
（実施例６）図９に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図９において、図４および図８と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５８】
図９に示した発振器６０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。なお、負性抵抗回路２と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器６０においては、さらに図８の発振器５０と同様のバッファ回路３１が追加されており、バッファ回路３１の直流電流経路は負性抵抗回路１２の直流電流経路とカスケードに接続されている。すなわち、負性抵抗回路１２の直流電流流出点がバッファ回路３１の直流電流流入点に接続されており、バッファ回路３１の直流電流流出点はグランドに接続されている。さらに、負性抵抗回路１２の直流電流流出点は、バッファ回路３１がカスケードに接続されるために直接にはグランドに接続して接地できないので、コンデンサＣ１７を介して高周波的に接地されている。なお、負性抵抗回路１２とバッファ回路３１との接続関係は発振器５０の場合と全く同じであり、両者の間には高周波チョークコイルは存在しない。
【００５９】
このように構成された発振器６０においては、負性抵抗回路が２段になった点とバッファ回路が追加された点以外は発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００６０】
（実施例７）図１０に、本発明の発振器のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図４および図１４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００６１】
図１０に示した発振器７０は、まず図４の発振器２０から負性抵抗回路１１と高周波チョークコイルＬ７と、ＤＣカット用のコンデンサＣ１１を省くことによって、負性抵抗回路を２段にしている。また、負性抵抗回路２に相当する部分の直流電流流入点と直流電流流出点の間に設けられていたコンデンサＣ３は削除されていて、しかもトランジスタＱ１のベースが抵抗Ｒ２を介してコレクタに接続されていないので、結果的に従来の発振器３における負性抵抗回路４と同じ構成になっている。なお、負性抵抗回路４と１２の直流電流経路がカスケードに接続されている点に変わりはない。そして、発振器７０においては、図１４の発振器３と同様のバッファ回路５が設けられている。バッファ回路５と負性抵抗回路４の接続関係は発振器３の場合と同じであり、バッファ回路５のトランジスタＱ２のエミッタが負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタに接続されており、また、トランジスタＱ２のベースが抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００６２】
このように構成された発振器７０においては、負性抵抗回路とバッファ回路との関係が発振器３と同じであるために、発振器３と同様に擬似的にコルピッツ回路が構成されているとみなせる。この点以外は、負性抵抗回路が２段になった点やバッファ回路を備える点を除けば発振器２０と同じであり、発振器２０の場合と同様の作用効果を奏することができる。
【００６３】
図１１に、発振器７０の発振開始時間のＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果を示す。図１１は、発振器７０のトランジスタＱ１のベースの電圧の時間変化を示している。発振器３や発振器１０、２０とは電源電圧が異なるために、縦軸の目盛は異なっている。図１２より、発振器７０においては約１．４ｍｓで発振の振幅が安定しており、従来の発振器３より発振開始時間が短くなっていることがわかる。
【００６４】
また、発振器７０の場合は、高周波チョークコイルを１つしか必要としないこともあって、上記のいずれの発振器よりも部品点数が少なくなるため、小型化と低価格化の面で優れている。
【００６５】
なお、図１０に示した発振器７０のバリエーションとして図１２に示す発振器８０の構成が考えられる。発振器８０は、発振器７０におけるバッファ回路５と負性抵抗回路４におけるベース電流を規定する抵抗の構成を、２つの回路で分離しただけである。すなわち、発振器８０においては、バッファ回路５におけるトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１６を接続することによってバッファ回路８１とし、それに合わせて負性抵抗回路４のトランジスタＱ１のコレクタ・ベース間を抵抗Ｒ２で接続する構成にしている。
【００６６】
発振器８０においては、発振器７０に比べてトランジスタのベース電流用の抵抗が１つ増えることによってバイアス条件の設定の自由度が増える以外は発振器７０との違いはなく、発振器７０と同様の作用効果を奏することができる。
【００６７】
なお、発振器３０、４０、５０、６０、７０、８０においては、２段の負性抵抗回路とバッファ回路を備えた発振器について説明してきたが、バッファ回路付の発振器であっても負性抵抗回路が２段に限定されるものではなく、３段以上であっても構わないものである。また、負性抵抗回路やバッファ回路の直流電流経路の接続構造は、並列接続やカスケード接続をどのように組み合わせたものであっても構わないものである。
【００６８】
図１３に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図１３において、電子装置の１つである携帯電話１００は、筐体１０１と、その中に配置されたプリント基板１０２と、プリント基板１０２上に基準信号源として実装された本発明の発振器１０を備えている。
【００６９】
このように構成された携帯電話１００においては、本発明の発振器１０を用いているため、基準信号源の発振安定性が向上し、発振開始時間が短くなるために性能の向上を図ることができる。
【００７０】
なお、図１３においては電子装置として携帯電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るものではなく、本発明の発振器を用いたものであれば何でも構わないものである。
【００７１】
【発明の効果】
本発明の発振器によれば、多段に接続された複数の負性抵抗回路と、初段の負性抵抗回路に接続された共振回路とを備えることによって、各負性抵抗回路の負性抵抗を大きくしなくても全体としての負性抵抗を大きくすることができる。そのため、価格上昇を招くことなく発振器の発振開始時間を短くすることができる。また、負性抵抗が大きくなった分だけ等価直列抵抗の大きい水晶振動子を利用できるため、小型の水晶振動子を使用しても発振余裕度を減少させずに済む。
【００７２】
また、本発明の電子装置によれば、本発明の発振器を用いることによって、性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の発振器の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図３】従来の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図４】本発明の発振器の別の実施例を示す回路図である。
【図５】図４の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図６】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明の発振器のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１１】図１０の発振器の発振開始時間のシミュレーション結果を示す特性図である。
【図１２】図１０の発振器のバリエーションを示す回路図である。
【図１３】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【図１４】従来の発振器を示す回路図である。
【図１５】従来の別の発振器を示す回路図である。
【符号の説明】
１０、２０、３０、４０、５０、６０、７０、８０…発振器
２、４、１１、１２…負性抵抗回路
５、３１、８１…バッファ回路
Ｘ１…水晶振動子
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ
Ｃ１〜Ｃ１８…コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１５…抵抗
Ｌ１〜Ｌ７…高周波チョークコイル
＋Ｖｃｃ…直流電源
Ｐｏ…出力端子
１００…携帯電話
Claims (8)
- 多段に接続された複数の負性抵抗回路と、初段の前記負性抵抗回路に接続された共振回路とを備えたことを特徴とする発振器。
- 前記複数の負性抵抗回路がいずれもコルピッツ回路から誘導性インピーダンス手段を除いた回路であり、前段のトランジスタのコレクタから次段のトランジスタのベースに信号を伝える形で多段接続されており、
初段の前記負性抵抗回路のトランジスタのベースを前記共振回路を介して高周波的に接地し、最終段の前記負性抵抗回路のトランジスタのコレクタを高周波的に接地したことを特徴とする、請求項１に記載の発振器。 - 前記複数の負性抵抗回路の直流電流経路を互いに並列に接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路間の電源側および接地側にそれぞれチョーク素子を設けたことを特徴とする、請求項２に記載の発振器。
- 前記複数の負性抵抗回路の直流電流経路をカスケードに接続するとともに、前記複数の負性抵抗回路間の直流電流経路にチョーク素子を設けたことを特徴とする、請求項２に記載の発振器。
- 最終段の前記負性抵抗回路に接続してバッファ回路を設けるとともに、少なくとも最終段の前記負性抵抗回路と前記バッファ回路の直流電流経路を互いに並列に接続したことを特徴とする、請求項３または４に記載の発振器。
- 最終段の前記負性抵抗回路に接続してバッファ回路を設けるとともに、少なくとも最終段の前記負性抵抗回路と前記バッファ回路の直流電流経路をカスケードに接続したことを特徴とする、請求項３または４に記載の発振器。
- 初段の前記負性抵抗回路に対して直流電流経路に関して上流側にカスケードに接続されたバッファ回路を設けたことを特徴とする、請求項２に記載の発振器。
- 請求項１ないし７のいずれかに記載の発振器を用いたことを特徴とする電子装置。
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| CN103457550A (zh) * | 2012-05-30 | 2013-12-18 | 上海无线通信研究中心 | 射频功率放大器及其移动终端 |
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- 2002-08-20 JP JP2002239707A patent/JP4178874B2/ja not_active Expired - Lifetime
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