JP2004040665A

JP2004040665A - リピータ装置及びリピータ装置の制御プログラム

Info

Publication number: JP2004040665A
Application number: JP2002197830A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Maeyama; 前山　利幸; Takashi Inoue; 井上　隆
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 2002-07-05
Filing date: 2002-07-05
Publication date: 2004-02-05
Anticipated expiration: 2022-07-05
Also published as: JP3670254B2

Abstract

【課題】受信信号を変復調せずに送信信号として出力する場合に、回り込み干渉信号を低減可能なリピータ装置及びリピータ装置の制御プログラムを提供する。
【解決手段】受信アンテナ２０の受信信号を直接中継して送信アンテナ２１から送信信号として出力し、受信信号Ｒ（ｔ）に所定の遅延量τを付加する遅延量付加手段３０と、送信信号の受信アンテナへの回り込みによる干渉信号Ｉ（ｔ）を抑制するための抑圧信号Ｍ（ｔ）を生成する抑圧制御信号生成手段３２と、抑圧信号を受信信号にフィードバックさせるフィードバック手段３４とを備え、抑圧制御信号生成手段は、フィードバックされた受信信号Ｒ’（ｔ）と送信信号Ｌ（ｔ）とに基づく相関演算を行って残差成分を検出し、該残差成分に基づいて抑圧信号を生成するリピータ部２２（リピータ装置２）である。
【選択図】　　図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信に用いられ、同一周波数で、送信信号の受信アンテナへの回り込みによる干渉信号を抑制する機能を備えたリピータ装置及びリピータ装置の制御プログラムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線基地局の電波の届きにくいビル内やトンネル内若しくは山岳地域等の電波状況を改善するものとして、リピータ装置（中継装置や無線中継ブースタとも称される）が用いられている。このリピータ装置は、基本的には受信した電波を増幅して送信するだけなので、前進基地局のように専用回線を敷設する必要がなく、設備コストを低減できるという利点がある。
【０００３】
ところで、リピータ装置の受信電波と送信電波の周波数が同一であることから、送信信号が受信アンテナに回り込んで干渉信号となり、発振を生じる問題がある。この場合、送信アンテナと受信アンテナを物理的に離間させてアンテナ間の結合量を小さくするのは、設備規模が大きくなり物理的に置局できない場合があるので現実的ではない。
【０００４】
このようなことから、例えば特開平９−２８４１９５号公報には、上記干渉信号を除去（抑制）する技術が開示されている。同公報に添付の図４及び段落０００７〜００１４によると、上記回り込み干渉信号を抑制する抑圧信号を制御器１２で生成し、結合器３から受信信号にフィードバックさせる技術が例示されている。そして、抑圧信号自体は、次の２つの信号を複素相関器１４で複素相関して得られる残留干渉信号を、減衰器１０、移相器９で適宜処理して生成される。複素相関するための２つの信号は、フィードバックされた受信信号（キャンセラ出力信号）を直交検波器４で直交検波した信号と、この信号を復調器５でデジタルデータに復調した後波形生成器６で再生した再生直交信号とからなる。ここで、再生直交信号は上記残留干渉信号を検出するリファレンスであり、このリファレンスとキャンセラ出力信号の検波信号とを比較（複素相関）することで、残留干渉信号が抽出される。そして、信号復調器５で復調した後に波形生成器６を用いることでリファレンスが生成されることが特徴となっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術の場合、受信電波を復調器５で一旦データに変換した後、波形生成器６を経て直交変調器７で再度変調して送信電波を生成するため、変復調の演算時間の分だけ受信信号を送信する迄に遅延が生じ、特に遅延量の影響を受け易い動画配信等には適さないという問題がある。
【０００６】
このようなことから、本発明者らは、特開２００１−１９６９９４号公報において、受信信号を変復調せずに送信信号として出力するリピータ装置を提案したが、回り込み干渉信号を低減するための具体的制御手法については未検討であった。
【０００７】
本発明は、上記した問題点に鑑みてなされたもので、受信信号を変復調せずに送信信号として出力する場合に、送信信号の受信アンテナへの回り込みによる干渉信号を低減可能なリピータ装置及びリピータ装置の制御プログラムを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、本発明のリピータ装置は、受信アンテナから受信された受信信号を直接中継して送信アンテナから送信信号として出力し、前記受信信号に所定の遅延量を付加する遅延量付加手段と、前記遅延量が付加された信号が前記送信信号として出力される場合に、該送信信号の前記受信アンテナへの回り込みによる干渉信号を抑制するための抑圧信号を生成する抑圧制御信号生成手段と、前記抑圧信号を前記受信信号にフィードバックさせるフィードバック手段と
を備え、前記抑圧制御信号生成手段は、前記フィードバックされた受信信号と前記送信信号とに基づく相関演算を行って干渉信号の残差成分を検出し、該残差成分に基づいて前記抑圧信号を生成することを特徴とする。
このようにすると、フィードバックされた受信信号と送信信号とに基づく相関演算を行って残差成分を検出し、該残差成分に基づいて抑圧信号を生成する際、送信信号に遅延量が付加されている。従って、リファレンス信号と残差成分との相関以外の信号の相関が低くなり、残差成分を精度よく検出して抑圧信号を生成できる。その結果、受信信号を変復調せずに送信信号として出力するリピータ装置においても、回り込み干渉信号の低減を実現できる。
【０００９】
前記抑圧制御信号生成手段は、前記送信信号に前記受信アンテナと前記送信アンテナ間の伝搬遅延を付加した後、前記相関演算を行ってもよい。
このようにすると、リファレンス信号と残差成分の位相がほぼ完全に揃うので、残差成分をさらに精度よく検出して抑圧信号を生成できる。
【００１０】
前記リピータ装置が符号分割多元接続方式による無線通信に用いられる場合に、前記所定の遅延量を、前記符号分割多元接続方式における拡散変調速度の逆数以上の値としてもよい。
このようにすると、リファレンス信号と残差成分との相関以外の信号の相関がさらに低くなり、残差成分を極めて精度よく検出して抑圧信号を生成できる。
【００１１】
本発明において、前記抑圧制御信号生成手段は、前記干渉信号と振幅が略同一でかつ逆位相の信号となるよう、前記抑圧信号を生成してもよい。
このようにすると、振幅の大きな抑圧信号が残差成分に加算されるので、収束が速くなる利点がある。
【００１２】
前記抑圧制御信号生成手段は、前記残差成分より振幅が小さく、かつ逆位相の信号となるようなベクトル信号を生成し、前記抑圧信号にベクトル加算してもよい。
このようにすると、残差成分の変動や相関演算での計算誤差により誤った抑圧信号を加算しても、抑圧信号の振幅が小さいためにその影響が低減される。
【００１３】
前記抑圧制御信号生成手段は、前記残差成分と逆位相の信号となるよう、ベクトル信号を生成し、前記フィードバック数に応じて、該ベクトル信号の振幅と位相とを決定してもよい。
このようにすると、抑圧信号の誤差が少ない場合等には振幅の大きな抑圧信号を残差成分に加算して収束を速め、抑圧信号に誤差を含む場合等には抑圧信号の振幅を小さくして誤差の影響を低減させるので、より迅速かつ確実に収束できる。
【００１４】
本発明のリピータ装置の制御プログラムは、受信アンテナから受信された受信信号を直接中継して送信アンテナから送信信号として出力するリピータ装置に用いられ、前記受信信号に所定の遅延量が付加された信号が前記送信信号として出力される場合に、該送信信号の前記受信アンテナへの回り込みによる干渉信号を抑制するための抑圧信号を生成する過程と、前記抑圧信号を前記受信信号にフィードバックさせる過程とを前記リピータ装置に実行させ、前記抑圧信号生成過程において、前記フィードバックされた受信信号と前記送信信号とに基づく相関演算を行って干渉信号の残差成分を検出し、該残差成分に基づいて前記抑圧信号を生成することを特徴とする。
【００１５】
前記抑圧信号生成過程において、前記干渉信号と振幅が略同一でかつ逆位相の信号となるよう、前記抑圧信号を生成してもよい。
【００１６】
前記抑圧信号生成過程において、前記残差成分より振幅が小さくかつ逆位相の信号となるようなベクトル信号を生成し、前記抑圧信号にベクトル加算してもよい。
【００１７】
前記抑圧信号生成過程において、前記残差成分と逆位相の信号となるよう、ベクトル信号を生成し、前記フィードバック数に応じて、該ベクトル信号の振幅と位相とを決定してもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、各図を参照して説明する。図１は、本発明にかかるリピータ装置２の構成ブロック図の一例である。以下では、信号の流れを追って説明する。
【００１９】
この図において、リピータ装置２は、基地局向けアンテナ２０によって、基地局１から送信された下り回線周波数ｆＤ電波の信号を受信する。受信された信号は、アンテナ共用器（ＤＰＸ）又はサーキュレータによって分配され、リピータ部２２へ送信される。この信号は、リピータ部２２内で増幅され、増幅された信号は、アンテナ共用器又はサーキュレータを介して移動局向けアンテナ２１から移動局３へ下り回線周波数ｆＤの電波で再送信される。
【００２０】
逆に、リピータ装置２は、移動局向けアンテナ２１によって、移動局３から送信された上り回線周波数ｆＵ電波の信号を受信する。受信された信号は、アンテナ共用器（ＤＰＸ）又はサーキュレータによって分配され、リピータ部２２へ送信される。この信号は、リピータ部２２内で増幅され、増幅された信号は、アンテナ共用器を介して、基地局向けアンテナ２０から基地局１へ上り回線周波数ｆＵの電波で再送信される。
【００２１】
図２は、本発明によるリピータ部２２の回路構成図である。以下では、基地局向けアンテナ２０から受信した電波の信号を、移動局向けアンテナ２１から再送信する場合を想定するが、逆の場合も同様であり、送受信するアンテナが入れ替わるだけであるので説明を省略する。
【００２２】
この図において、リピータ部２２は、受信アンテナ（基地局向けアンテナ）２０の受信信号を直接中継、つまり、受信信号を変復調せずに送信アンテナ（移動局向けアンテナ）２１から送信信号として出力する。リピータ部２２は、遅延回路（遅延量付加手段）３０、抑圧信号生成回路（抑圧制御信号生成手段）３２、加算器（フィードバック手段）３４、低雑音増幅器３６、３７及び高出力増幅器３８、所定の分配器４０〜４２を備えている。また、抑圧信号生成回路３２は、入力された信号をアナログ／デジタル変換するＡＤ変換部３２ｂ、ＡＤ変換部３２ｂでデジタル変換された信号を処理するデジタル信号処理部３２ａ、遅延回路３３ｃ、信号の位相・振幅制御をする位相制御部３３ｄ及び振幅制御部３３ｅを備えている。
【００２３】
次に、上記リピータ部２２での信号の処理について説明する。まず、受信アンテナ２０は、送信アンテナの送信信号Ｓ（ｔ）（以下、各種信号を時間ｔの関数として表す）に対し、回り込み干渉波Ｉ（ｔ）が加算された受信信号Ｒ（ｔ）を受信する。そして受信信号Ｒ（ｔ）に対し、加算器３４から抑圧信号Ｍ（ｔ）が加算され、リピータ部２２内の信号はＲ’（ｔ）となる。さらに、Ｒ’（ｔ）は低雑音増幅器３６で増幅された後、分配器４０により２系統に分波される。分波された信号のうち主信号系を伝送する信号は、低雑音増幅器３７で増幅された後、遅延回路３０により遅延量τを与えられ、さらに高出力増幅器３８で増幅され、分配器４１により２系統に分波され、一方の信号が送信アンテナ２１から送信される。
【００２４】
また、分配器４１により分波された他の信号Ｌ（ｔ）（参照信号とする）は、さらに分配器４２により２系統に分波される。
【００２５】
そして、分配器４０で分波された他の信号Ｒ’（ｔ）と、分配器４２で分波された信号Ｌ（ｔ）の一部は、抑圧信号生成回路３２のＡＤ変換部３２ｂに入力されてデジタル変換された後、デジタル信号処理部３２ａで複素相関演算され、回り込み干渉波信号成分を抽出する。複素相関演算については後述する。
【００２６】
さらに、分配器４２で分波された他の信号Ｌ（ｔ）は、抑圧信号生成回路３２の遅延回路３３ｃで伝搬遅延ｄを付加された後、デジタル信号処理部３２ａの複素相関演算結果をゼロとする（回り込み干渉波成分が抑圧信号によりキャンセルされる）よう位相制御部３３ｄ及び振幅制御部３３ｅで位相振幅制御され、抑圧信号Ｍ（ｔ）となる。ここで、伝搬遅延ｄは、受信アンテナ２０と送信アンテナ２１間の伝搬距離等に起因する遅延である。また、位相制御部３３ｄ及び振幅制御部３３ｅは、デジタル信号処理部３２ａからの制御信号により制御を行う。以後、抑圧信号Ｍ（ｔ）が生成されて受信信号Ｒ（ｔ）に加算されるフィードバックが繰り返され、干渉波Ｉ（ｔ）が抑制されることになる。なお、ここでは、回り込み干渉波成分が抑圧信号によりキャンセルされ、相関がなくなるように位相と振幅をフィードバック制御するようになっている。
【００２７】
次に、デジタル信号処理部３２ａにおける複素相関演算について説明する。まず、受信信号Ｒ（ｔ）は、
Ｒ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）　　　　　　　　　　　　（１）
で表される。ここで、Ｉ（ｔ）は、遅延量τ及びｄ、並びに受信アンテナと送信アンテナ間のアイソレーション減衰ｋを受けるので、
Ｉ（ｔ）＝ｋ×Ｓ（ｔ−τ−ｄ）　　　　　　　　　　　（２）
で表される。そして、上記方向性結合器３４によりＲ（ｔ）すなわちＩ（ｔ）にＭ（ｔ）が加算されると、Ｉ（ｔ）は抑制されて残差成分εとなる。このεは、
ε（ｔ−τ−ｄ）＝Ｉ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）　　　　　　　　（３）
で表される。従って、Ｒ’（ｔ）は、
Ｒ’（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋ε（ｔ−τ−ｄ）　　　　　　　（４）
となり、これに基づいて複素相関演算される。
【００２８】
一方、同様に複素相関演算に用いられるＬ（ｔ）は、Ｒ’（ｔ）に遅延量τが付加されたものであるので、
Ｌ（ｔ）＝Ｓ（ｔ−τ）＋ε（ｔ−２τ−ｄ）　　　　　（５）
で表される。
【００２９】
以上のＲ’（ｔ）及びＬ（ｔ）に基づいて複素相関演算を行う。ここで、相関演算とは、２つの波形（関数）の類似性を求める演算であり、値がゼロであれば、相関がない、つまり波形の類似性がないことになる。そして、Ｓ（ｔ）とε（ｔ）の間の相関がゼロとなるようなＭ（ｔ）を計算すれば、干渉波を抑制することができる。ところが、式（４）、（５）から明らかなように、本発明においては直接中継を行っているためにε（ｔ）にリピータ部の信号経路上の遅延（τやｔ）が混じり、相関演算すべきＳ（ｔ）とε（ｔ）の位相が揃っていない。一方、前記した従来技術では、受信信号を復調する際に位相の揃った参照信号を得ることができるので、上記（４）、（５）式に相当する式をそのまま相関演算に用いることができる。
【００３０】
そこで、デジタル信号処理部３２ａ内でＬ（ｔ）に遅延ｄをデータ上与えると、
Ｌ’（ｔ）＝Ｓ（ｔ−τ−ｄ）＋ε（ｔ−２τ−２ｄ）　　　（６）
となる。
式（４）と（６）を比較すると、式（４）と（６）の第１項同士、式（４）と（６）の第２項同士、式（４）の第１項と式（６）の第２項同士は、いずれも互いの遅延時間（位相）がτ以上異なるので、τを十分大きく取れば相関が低くなる。一方、式（４）の第２項と式（６）の第１項同士は遅延時間（位相）が等しいので、相関演算することができ、相関値Ｅ（ｔ）として、
Ｅ（ｔ）＝Ｓ（ｔ−τ−ｄ）・ε（ｔ−τ−ｄ）　　　　（７）
を得ることができる。従って、この複素相関演算結果がゼロとなる（キャンセルする）ようなＭ（ｔ）を生成すべく、位相・振幅制御をすればよいことになる。
【００３１】
つまり、Ｍ（ｔ）は、Ｌ’（ｔ）に制御係数Ｄを乗じて、
Ｍ（ｔ）＝Ｄ×Ｌ’（ｔ）　　　　　　　　　　　　　（８）
となる。ここで、Ｄは、
【数１】

で表される（μは忘却係数）。そして、位相Φと振幅Ａの制御量は、
Φ（ｔ）＝ａｎｇｌｅ（Ｄ）　　　　　　　　　　　（１０）
Ａ（ｔ）＝ａｂｓ（Ｄ）　　　　　　　　　　　　　（１１）
で求められる。
【００３２】
遅延量τは、上記した式（４）と（６）の第１項同士、式（４）と（６）の第２項同士、式（４）の第１項と式（６）の第２項同士の相関が低くなるような値であればよい。特に、リピータ装置がＣＤＭＡ等の符号分割多元接続方式による無線通信に用いられる場合、拡散変調速度（いわゆるビットレート）の逆数以上の値とすると、より相関が低くなるので、Ｅ（ｔ）を精度よく抽出することができ好ましい。
【００３３】
なお、上記の代わりに、式（４）の第１項と式（５）の第２項同士の遅延時間（位相）が揃うようにしてもよい。つまり、式（４）に（２τ＋ｄ）分の遅延を付加し、これを式（５）と比較してもよい。
【００３４】
次に、抑圧信号生成回路３２で抑圧信号Ｍ（ｔ）を生成する場合の好ましい態様について説明する。上述のように、理想的にはデジタル信号処理部３２ａの複素相関演算結果がゼロとなる（残差成分をキャンセルする）抑圧信号Ｍ（ｔ）を生成すればよいが、実際には、演算上の誤差、あるいは送受信アンテナが風で揺れて上記ｄが変動する等の理由により、抑制すべき残差成分（干渉波）自体が変動することがある。このことを、図３を参照して説明する。
【００３５】
図３は、複素平面（Ｉ−Ｑ平面）上で各種信号をベクトル表示した図である。この図において、抑圧信号Ｍは、干渉波Ｉと振幅が略同一でかつ逆位相であるので、理想的にはＩが完全に抑制（キャンセル）される。しかし、例えば送受信アンテナが揺れてＩの位相が変動してＩ’になると、ＩとＭを加算した際に残差成分εが残る。この場合、Ｉが大きく変動するとεが生じ、Ｉ’をキャンセルするための抑圧信号Ｍ’やその残差成分ε’も存在領域が急に変化するので、収束点に近づくことが困難になる虞もある。
【００３６】
そこで、好ましくは本発明において、残差成分より振幅が小さく、かつ逆位相の信号をベクトル信号として生成し、抑圧信号にベクトル加算するとよい。このことを、図４を参照して説明する。
【００３７】
図４は、複素平面上で各種信号をベクトル表示した図である。ここで、干渉波Ｉは、残差成分と抑圧信号Ｍとから逆算して求められるものである。この図において、第１回目の抑圧信号Ｍは、前記図３と同様、干渉波Ｉと振幅が略同一でかつ逆位相である。これは、なるべく収束が速くなるよう、初期には振幅の大きな抑圧信号を生成させるためである。次のフィードバックでは、前記図３のＭ’でなく、εより振幅が小さく（この実施例では１／１０）かつ逆位相のベクトル信号Ｎ１を抑圧信号Ｍにべクトル加算して正味の抑圧信号とする。このようにすると、残差成分の変動や相関演算での計算誤差により誤ったベクトル信号を生成しても、そのベクトル信号の振幅が小さいためにその影響が低減される。
【００３８】
例えば、前述の特開平９−２８４１９５号公報記載の技術の場合、各フィードバック毎に、残留干渉信号が小さくなる（と思われる）方向にキャンセラ制御信号を生成するため、収束点に近づいたり離れたりを繰返し、なかなか収束しないことがある（同公報の明細書に添付の図３参照）。一方、本発明の好ましい態様によれば、抑圧信号（キャンセラ制御信号）のベクトル方向は、残差成分と逆向きであり、振幅だけが小さいので、各フィードバック毎に収束点にだんだん近づくことになり、また上述のように誤った抑圧信号を生成してもその影響が小さいので、結果として迅速かつ確実に収束させることができる。
【００３９】
以下、Ｎｎはεｎの１／１０の振幅で逆位相であり、Ｍ１にＮ１を加算して生じたＭ２に対しε２が生じ、ε２からベクトルＮ２が生成され、ベクトルＮ２を加算し、次にＭ２にＮ２を加算して生じたＭ３に対しε３が生じ、ε３からベクトルＮ３が生成され、ベクトルＮ３を加算するフィードバックを繰り返すと、ε４が生じ、いずれ収束する（ε＝０）ようになる。このように、残差成分より振幅の小さなベクトル信号を生成することにより、残差成分を少しずつキャンセルするので、残差成分の変動や計算誤差によって誤ったベクトル信号が抑圧信号に加算される影響が小さくなり、迅速かつ確実に収束させることができる。
【００４０】
ベクトル信号の振幅は上記実施例に限定されることはない。例えば、残差成分の変動や計算誤差が少ない場合は、残差成分と振幅が略同一でかつ逆位相の信号をベクトル信号として加算してもよい。又、ベクトル信号の振幅を小さくする方法としては、上記したようにフィードバック数（上記実施例では２回目のフィードバックから振幅を減らした）に応じてもよい。例えば、１回目から微小ベクトルを加算（フィードバック）する方法と、２回目から微小ベクトルを加算する方法の２通りがある。前者の場合は収束するまでの時間を要するが、後者の場合は、ある程度の信号抑圧を行った所からフィードバックが始まるので、収束が早くなるという利点がある。また、フィードバックの途中で振幅を残差成分と同一に戻してもよく、要は、いずれかのフィードバックでベクトル信号の振幅を小さくすればよい。
【００４１】
なお、本発明のリピータ装置が行う上記動作は、コンピューターによって実行されるソフトウェアプログラムによって実現することができ、上記リピータ装置（コンピューター）内で実行されるソフトウェアプログラムは、コンピューター読み取り可能な記憶媒体あるいは通信回線を介して配布することが可能である。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、フィードバックされた受信信号と送信信号とに基づく相関演算を行って残差成分を検出し、該残差成分に基づいて抑圧信号を生成する際、送信信号に遅延量が付加されている。従って、リファレンス信号と残差成分との相関以外の信号の相関が低くなり、残差成分を精度よく検出して抑圧信号を生成できる。その結果、受信信号を変復調せずに送信信号として出力するリピータ装置においても、送信信号の受信アンテナへの回り込みによる干渉信号の低減を実現できる。
【００４３】
本発明において、送信信号に受信アンテナと送信アンテナ間の伝搬遅延を付加した後、相関演算を行えば、リファレンス信号と残差成分の位相がほぼ完全に揃うので、残差成分をさらに精度よく検出して抑圧信号を生成できる。
【００４４】
本発明のリピータ装置が符号分割多元接続方式による無線通信に用いられる場合に、所定の遅延量を拡散変調速度以上とすれば、リファレンス信号と残差成分との相関以外の信号の相関がさらに低くなり、残差成分を極めて精度よく検出して抑圧信号を生成できる。
【００４５】
本発明において、残差成分と振幅が略同一でかつ逆位相の信号をベクトル信号として生成し、抑圧信号にベクトル加算すれば、振幅の大きな抑圧信号が干渉波信号に加算されるので、収束が速くなる利点がある。
【００４６】
本発明において、残差成分より振幅が小さく、かつ逆位相の信号をベクトル信号として生成し、抑圧信号にベクトル加算すれば、残差成分の変動や相関演算での計算誤差により誤ったベクトル信号を加算しても、ベクトル信号の振幅が小さいためにその影響が低減される。つまり、収束に時間がかかったり収束不能となる事態が防止される。
【００４７】
本発明において、残差成分と逆位相の信号をベクトル信号として生成し、残差成分の位相若しくは振幅、又はフィードバック数に応じて、該ベクトル信号の振幅を決定すれば、抑圧信号の誤差が少ない場合等には振幅の大きなベクトル信号を抑圧信号に加算して収束を速め、抑圧信号に誤差を含む場合等にはベクトル信号の振幅を小さくして誤差の影響を低減させるので、より迅速かつ確実に収束できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のリピータ装置の構成図である。
【図２】リピータ部の回路構成図である。
【図３】複素平面上で各種信号をベクトル表示した図である。
【図４】複素平面上で各種信号をベクトル表示した別の図である。
【符号の説明】
２　　　　　　　　　　　　　　リピータ装置
２０　　　　　　　　　　　　　受信アンテナ
２１　　　　　　　　　　　　　送信アンテナ
２２　　　　　　　　　　　　　リピータ部２２
３０　　　　　　　　　　　　　遅延量付加手段
３２　　　　　　　　　　　　　抑圧制御信号生成手段
３４　　　　　　　　　　　　　フィードバック手段
Ｒ（ｔ）　　　　　　　　　　　受信信号
Ｉ（ｔ）　　　　　　　　　　　干渉信号
Ｍ（ｔ）　　　　　　　　　　　抑圧信号
Ｒ’（ｔ）　　　　　　　　　　フィードバックされた受信信号
Ｌ（ｔ）　　　　　　　　　　　送信信号
τ　　　　　　　　　　　　　　所定の遅延量

Claims

受信アンテナから受信された受信信号を直接中継して送信アンテナから送信信号として出力するリピータ装置であって、
前記受信信号に所定の遅延量を付加する遅延量付加手段と、
前記遅延量が付加された信号が前記送信信号として出力される場合に、該送信信号の前記受信アンテナへの回り込みによる干渉信号を抑制するための抑圧信号を生成する抑圧制御信号生成手段と、
前記抑圧信号を前記受信信号にフィードバックさせるフィードバック手段と
を備え、
前記抑圧制御信号生成手段は、前記フィードバックされた受信信号と前記送信信号とに基づく相関演算を行って干渉信号の残差成分を検出し、該残差成分に基づいて前記抑圧信号を生成することを特徴とするリピータ装置。
前記抑圧制御信号生成手段は、前記送信信号に前記受信アンテナと前記送信アンテナ間の伝搬遅延を付加した後、前記相関演算を行うことを特徴とする請求項１に記載のリピータ装置。
前記リピータ装置が符号分割多元接続方式による無線通信に用いられる場合に、
前記所定の遅延量は、前記符号分割多元接続方式における拡散変調速度の逆数以上の値であることを特徴とする請求項１又は２に記載のリピータ装置。
前記抑圧制御信号生成手段は、前記干渉信号と振幅が略同一でかつ逆位相の信号となるよう、前記抑圧信号を生成することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のリピータ装置。
前記抑圧制御信号生成手段は、前記残差成分より振幅が小さくかつ逆位相の信号となるようなベクトル信号を生成し、前記抑圧信号にベクトル加算することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のリピータ装置。
前記抑圧制御信号生成手段は、前記残差成分と逆位相の信号となるようなベクトル信号を生成し、
前記フィードバック数に応じて、該ベクトル信号の振幅と位相とを決定することを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のリピータ装置。
受信アンテナから受信された受信信号を直接中継して送信アンテナから送信信号として出力するリピータ装置の制御プログラムであって、
前記受信信号に所定の遅延量が付加された信号が前記送信信号として出力される場合に、該送信信号の前記受信アンテナへの回り込みによる干渉信号を抑制するための抑圧信号を生成する過程と、
前記抑圧信号を前記受信信号にフィードバックさせる過程と
を前記リピータ装置に実行させ、
前記抑圧信号生成過程において、前記フィードバックされた受信信号と前記送信信号とに基づく相関演算を行って干渉信号の残差成分を検出し、該残差成分に基づいて前記抑圧信号を生成することを特徴とするリピータ装置の制御プログラム。
前記抑圧信号生成過程において、前記干渉信号と振幅が略同一でかつ逆位相の信号となるよう、前記抑圧信号を生成することを特徴とする請求項７に記載のリピータ装置の制御プログラム。
前記抑圧信号生成過程において、前記残差成分より振幅が小さくかつ逆位相の信号となるようなベクトル信号を生成し、前記抑圧信号にベクトル加算することを特徴とする請求項７に記載のリピータ装置の制御プログラム。
前記抑圧信号生成過程において、前記残差成分と逆位相の信号となるよう、ベクトル信号を生成し、
前記フィードバック数に応じて、該ベクトル信号の振幅と位相とを決定することを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載のリピータ装置の制御プログラム。