JP2003535494A - 直角変調ディジタル通信システム用の搬送波周波数オフセットのブラインド検出 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直角変調を用いたディジタル通信システムにおいてデータ信号処理の前に搬送波周波数オフセットを検出し推算するシステムおよび方法を提供する。 【解決方法】 直角変調を用いた通信システムにおいて、搬送波周波数と局部発振周波数との間に生じた周波数オフセットを推算するシステムおよび方法。この発明は直角変調コンステレーションの図形的配置を利用し、データ推算を要することなく所定搬送波周波数オフセット値以内の実際のオフセットを推算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の分野】

この発明は概括的には直角変調手法を用いたディジタル通信システムに関する
。より詳細にいうと、この発明はこの種の通信システムにおける搬送波周波数オ
フセットのブラインド検出のシステムおよび方法に関する。

【０００２】

【従来技術の説明】

ディジタル通信システムは、通常は連続搬送波にその搬送波の振幅、周波数ま
たは位相を変動させる変調をかけて情報またはデータを送信する。変調のあとそ
の信号を通信媒体経由で送信する。その通信媒体は銅線、光ファイバまたは空気
から成る導波型媒体または非導波型媒体で構成でき、通信チャネルと通常呼ばれ
る。

【０００３】 送信すべき情報をビットストリームの形で入力し、そのビットストリームを所
定のコンステレーション、すなわち変調方式を画定するコンステレーションにマ
ップする。各ビットをシンボルにマップすることを変調と呼ぶ。

【０００４】 シンボル継続期間中に送信されるシンボルの各々が特有の波形を表す。シンボ
ル周波数、すなわちシステムの速度は通信チャネル経由のシンボル送信の繰返し
周波数である。従来技術によるディジタル通信システムを図１に示す。図１の通
信システムは単一の通信リンクとして図示してあるが、当業者には明らかなとお
り、複数の多元接続プロトコルが存在する。周波数分割多元接続（FDMA）、時分
割多元接続（TDMA）、キャリアセンス多元接続（CSMA）、符号分割多元接続（CD
MA）などのプロトコル、およびそれら以外の多数のプロトコルによって、同一の
通信チャネルに二人以上のユーザを接続できる。これらの手法を組み合わせて、
時分割二重（TDD）などの多元接続方式の混成方式を構成することができる。こ
の場合に選択する接続プロトコルの種類は変調の形式とは別である。

【０００５】 変調手法の一つとして直角変調が知られており、この直角変調は互いに直角の
関係にある二つの別々の波形に基づいている。これら二つの波形を同時に送信し
、両者間に干渉がなければ、両者は互いに直角の関係にある。直角変調に一般に
用いられる上記二つの波形は同一周波数の正弦波形および余弦波形である。これ
ら波形は次式、すなわち

【式１】 ｓ１(t)＝Ａcos（２πｆｃｔ）

【式２】 ｓ１(t)＝Ａsin（２πｆｃｔ） で画定される。ここで、ｆｃは被変調信号の搬送波周波数、Ａは両波形の振幅で
ある。振幅Ａの値はこのシステムの動作に無関係であり、以後の説明では省略す
る。変調出力の中の各シンボルは二つの基本波形の線形合成で生じ、ａ１cos（
２πｆｃｔ）＋ａ２cos（２πｆｃｔ）の形で表される。ここでａ１およびａ２
は実数である。これらシンボルは複素数ａ１＋ｊａ２でも表すことができる。こ
こでｊはｊ＝√−１で表される。

【０００６】 式１および式２の波形は最も一般的である。アナログシステムでもディジタル
システムでも、あらゆる通過帯域伝送システムはこれら二つの波形をベースバン
ドデータ信号で変調するからである。直角変調方式には、多様なパルス振幅変調
（PAM）方式（上記二つの基本波形の一方だけを用いる）、直角振幅変調（QAM）
方式、位相偏移変調（PSK）方式などがある。

【０００７】 従来技術による直角変調器を図２に示す。この変調器は、入力データを変調出
力の画定する一つの組に属する一対の数｛ａ１，ａ２｝としてマップする。ここ
で、ａ１は第１の波形の大きさ（スケーリング）を表し、ａ２は第２の波形の大
きさ（スケーリング）を表す。これら大きさの各々を上記直角波形で変調する（
すなわち乗算する）。各変調器は二つの信号入力を受けて搬送波周波数で出力信
号を生ずる。

【０００８】 従来技術による直角復調器を図３に示す。この復調器は復調用に搬送波周波数
ｆｃの正弦波形および余弦波形を生ずる。チャネル効果を無視すると、受信信号
は次式、すなわち

【式３】 で表される。ここで、ａ１(t)は式１で画定される波形ｓ１(t)が受ける変調によ
る複数の振幅を表し、ａ２(t)は式２で画定される波形ｓ２(t)が受ける変調によ
る複数の振幅を表す。φ０は伝送中に生ずる任意の位相ずれである。

【０００９】 これらの余弦復調器出力信号成分および正弦復調器出力信号成分は次式、すな
わち

【式４】

【式５】 で与えられる。

【００１０】 搬送波成分ｆｃ＋ｆＬ０は低域フィルタで消去される。フィルタ処理のあとの
信号は次式、すなわち

【式６】

【式７】 で与えられる。

【００１１】 式６および式７の局部発振器周波数が搬送波周波数に等しく、すなわちｆＬ０
＝ｆｃであり、位相ずれが零、すなわちφ０＝０である場合は、式６および式７
の右辺はそれぞれ1/2ａ１(t)および1/2ａ２(t)となる。したがって、正確な復調
を行うには局部発振器の周波数および位相が搬送波波形の周波数および位相と一
致していなければならない。しかし、信号伝送中に生ずる信号摂動や送信機・受
信機の局部発振器の間の周波数差などのために搬送波周波数と局部発振周波数と
の間に搬送波周波数オフセットと呼ばれる誤差が生ずる。同様に、搬送波と局部
発振出力との間には位相差が生ずる。しかし、周波数差を補正できれば位相差の
補正は簡単に達成できる。なお、位相差の補正はこの発明の対象外である。

【００１２】 搬送波周波数オフセットは次式、すなわち

【式８】 Δｆ＝ｆｃ−ｆＬ０ で表される。

【００１３】 両パラメータの同期をとるには、周波数オフセットおよび位相オフセットを推
算しなければならない。従来技術による受信機では、周波数オフセット推算は多
量のデータ処理のあと行っていた。しかし、上記オフセットの補正を最初に行わ
なければそれ以降の信号処理の品質が劣化する。

【００１４】 したがって、データ信号処理の前に搬送波周波数オフセットを検出し推算する
システムおよび方法が必要である。

【００１５】

【発明の概要】

この発明は直角変調による通信システムにおいて搬送波周波数と局部発振周波
数との間に生ずる周波数オフセットを推算するシステムおよび方法を提供する。
この発明は直角変調コンステレーションの図形的配置を利用して、データ推算を
要することなく所定の搬送波周波数オフセット値の範囲内で実際のオフセット値
を推算する。

【００１６】 すなわち、この発明の目的は搬送波周波数オフセットのブラインド推算のため
のより単純なシステムおよび方法を提供することである。

【００１７】 この発明のもう一つの目的は、接続プロトコルとは無関係に直角変調を用いた
通信システムにおいて搬送波周波数オフセットのブラインド推算を行うことであ
る。

【００１８】 この発明のシステムおよび方法の上記以外の目的および利点は好ましい実施例
の詳細な説明から当業者には明らかになるであろう。

【００１９】

【好ましい実施の形態】

同じ構成要素には全図を通じて同じ参照数字を付けて示した図面を参照して、
この発明の実施例を次に述べる。

【００２０】 この発明によるアナログまたはディジタル搬送波周波数のブラインド検出装置
33を図４に示す。直角変調被変調信号ｒ(t)を通信チャネル（図示してない）か
ら入力端子19経由で受信機17に供給する。当業者には明らかなとおり、入力端子
19に至る前段には、通信媒体伝送のための信号をこのシステムに適合させるため
の信号変換手段が設けてある。受信信号ｒ(t)を余弦波波形ミキサ21ｃおよび正
弦波波形ミキサ21ｓに供給する。これらミキサ21ｃおよび21ｓの各々は、受信信
号ｒ(t)を導く第１の入力25ｃ、25ｓ、および局部発振器Ｌ０の出力を導く第２
の入力27ｃ、27ｓを備える。局部発振器Ｌ０は受信信号ｒ(t)の搬送波周波数ｆ
ｃで余弦波および正弦波を発生する（式４および式５）ようにプログラムされて
いる。

【００２１】 これらミキサ21ｃおよび21ｓからの搬送波周波数復調出力ｒｃ(t)およびｒｓ(
t)を低域フィルタ29ｃおよび29ｓにそれぞれ導き、通信媒体伝送中に受信信号ｒ
(t)に加わった高周波雑音成分およびミキサ出力の和周波数成分、すなわちｆｃ
＋ｆＬＯ成分（式６および式７）を除去する。従来技術の復調器の場合と同様に
、低域フィルタ29ｃおよび29ｓの応答特性はΔｆＭＡＸ−搬送波周波数オフセッ
トの許容最大値と等しい狭帯域にすることもできる。低域フィルタ29ｃおよび29
ｓの出力ｙｃ(t)およびｙｓ(t)を搬送波周波数オフセット推算器33の入力31ｃお
よび31ｓにそれぞれ加える。

【００２２】 搬送波周波数オフセット推算器33は、複素冪プロセッサ37と複素フーリエ変換
プロセッサとにより、データ信号処理の開始の前に搬送波周波数オフセットの推
算値を生ずる。上記フィルタ処理した余弦波成分ｙｃ(t)および正弦波成分ｙｓ(
t)を複素冪プロセッサ37に供給して、このプロセッサ37により、各直角成分のｘ
ｙの形の中間冪計算を行う。ここで冪ｙは４の整数倍の数、すなわちｙ＝４，８
，12，16，・・・である。好ましい実施例ではこの冪は４である。

【００２３】 複素冪プロセッサ37は、入力複素信号を４の任意の正の整数倍乗するように実
働化できる。冪が２または２の正の整数倍である複素冪プロセッサを用いた搬送
波周波数オフセット検出システムは周知である。しかし、それら従来技術による
システムは直角変調ディジタル通信システムでは動作しない。直角変調ディジタ
ル通信システム用の復調器において搬送波周波数オフセットを正しく検出するに
は、４または４の整数倍の複素冪が必要である。

【００２４】 この複素冪プロセッサ37は、低域フィルタ出力ｙｃ(t)およびｙｓ(t)を次式、
すなわち

【式９】 ｙ(t)＝ｙｃ(t)＋ｊｙｓ(t) で画定される単一の複素数信号ｙ(t)の形に合成する。ここでｊはｊ＝√−１で
ある。複素冪プロセッサ37は二つの冪出力信号、すなわち

【式１０】 ｑｃ(t)＝Re｛(ｙ(t))４｝

【式１１】 ｑｓ(t)＝Im｛(ｙ(t))４｝ を生ずる。ここで、Re｛ｘ｝は複素数ｘの実数部を表し、Im｛ｘ｝は複素数ｘの
虚数部を表す。この複素冪プロセッサ37は、搬送波周波数以外の変調成分を各受
信シンボルから除去する。実数部信号成分ｑｃ(t)および虚数部信号成分ｑｓ(t)
を出力して複素フーリエ変換プロセッサ39に供給する。

【００２５】 複素フーリエ変換プロセッサ39は実数部信号成分ｑｃ(t)および虚数部信号成
分ｑｓ(t)を単一の複素入力信号ｑ(t)＝ｑｃ(t)＋ｊｑｓ(t)として取り扱う。こ
のプロセッサはｑ(t)を有限時間長Ｔｗにわたって観察し、この時間長にわたっ
て被観察信号ｑ(t)の複素フーリエ変換を計算する。

【００２６】 フーリエ変換プロセッサ39は、上記観察期間Ｔｗの冪処理ずみ信号のフーリエ
変換を行い、期間Ｔｗ内で変換出力振幅最大値を示した周波数ΔｆＭＡＸを出力
する。この出力35はΔｆの正確な推算値を表しており、符号を有する。すなわち
、フーリエ変換入力信号が複素数表示信号であるからである。この符号は、局部
発振器Ｌ０の周波数が搬送波周波数よりも大きいか小さいかを示す。

【００２７】 複雑さの軽微なこの発明のディジタル式実働化例53を図５に示す。低域フィル
タ29ｃおよび29ｓの出力信号ｙｃ(t)およびｙｓ(t)をサンプリング周波数ｆｓで
それぞれサンプリングして時間離散的信号ｙｃ[n]およびｙｓ[n]を生ずる。最大
値ΔｆＭＡＸに至る搬送波周波数オフセットの全部の値を確実に検出するには２
ΔｆＭＡＸ＜ｆｓでなければならない。低域フィルタ29ｃおよび29ｓの通過帯域
は、搬送波周波数オフセット情報を含む信号の消去を避けるためにΔｆＭＡＸよ
りも広くしなければならない。

【００２８】 サンプリング出力信号ｙｃ[n]およびｙｓ[n]を入力51ｃおよび51ｓ経由で複素
冪プロセッサ57にそれぞれ導き、単一の複素数信号ｙ[n]の形に合成する。ここ
でｙ[n]＝ｙｃ[n]＋ｊｙｓ[n]である。冪プロセッサ57は式ｑ[n]＝(ｙ[n])４で
与えられる複素出力を生ずる。出力ｑ[n]をバッファ59に加え、複素冪プロセッ
サ57からのＮ個の出力を累算する。

【００２９】 累算されたＮ個の複素数のブロックをディジタルフーリエ変換（DFT）プロセ
ッサ61に供給し、これによって、Ｎ個の複素数についての時間領域から周波数領
域への変換を行う。DFTプロセッサ61は上記入力対応のＮ個の複素数を出力する
。それら複素数の各々は−ｆｓ/２から（＋ｆｓ/２−ｆｓ/Ｎ）の範囲の特定の
周波数と関連づけられている。各周波数は相隣る周波数からｆｓ/Ｎだけ隔たっ
ている。DFT61から出力される周波数領域の値をアセンブルして相互に比較する
。最大の大きさを有する値が搬送波周波数オフセットΔｆの最良の推算値を表す
。

【００３０】 図５に示す実施例はｆｓ/２以下の搬送波周波数オフセットすべてを推算でき
る。これは、上述の条件２ΔｆＭＡＸ＜ｆｓを課した結果である。搬送波周波数
オフセットΔｆの分解能は周波数不確定性±ｆｓ/２Ｎの範囲内までである。す
なわち、DFT61の出力の周波数を間隔ｆｓ/Ｎのグリッドに量子化するからである
。周波数相互間の間隔はｆｓ/Ｎであるので、この発明のディジタル式実働化例5
3は選択値の±1/2以内の精度を有する。したがって。フーリエ変換プロセッサ61
による変換のために累算するサンプル数Ｎが搬送波周波数オフセットの分解能Δ
ｆを定める。この発明の実働化例53に用いたDFT61の高効率具体例は高速フーリ
エ変換（FFT)アルゴリズムを用いて実現できる。

【００３１】 この発明による実働化例33および53はディジタル回路ハードウェアでもソフト
ウェアでも実現できる。図５の低域フィルタは、ｆｓ以上のサンプリング周波数
で動作するディジタル回路ハードウェアでもソフトウェアでも実現できる。CDMA
プロトコルを用いた通信システムなどある種の通信システムでは、上記低域フィ
ルタおよびサンプリング回路を累算器および積分−ダンププロセスに置換できる
。

【００３２】 この発明を好ましい実施例について上に述べてきたが、特許請求の範囲の各請
求項に記載した発明の範囲内で上記以外の多様な変形が当業者には容易に可能で
あろう。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術によるディジタル通信システムの単純化したシステム図。

【図２】図１に示した従来技術の直角変調送信機のシステム図。

【図３】図１に示した従来技術の直角変調受信機のシステム図。

【図４】この発明による搬送波周波数オフセットのブラインド推算器のシス
テム図。

【図５】この発明によるディジタル搬送波周波数オフセットのブラインド推
算器の詳細なシステム構成図。

【符号の説明】

１７ 受信機 １９ 入力端子 ２１ ミキサ ２９ 低域フィルタ ３３，５３ 搬送波周波数オフセット検出プロセッサ ３７，５７ 複素冪プロセッサ ３９ フーリエ変換器 ５９ バッファメモリ ６１ ディジタルフーリエ変換器 ６３ 最大値選択器

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１４年７月１５日（２００２．７．１５）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００８

【補正方法】変更

【補正の内容】

【０００８】 従来技術による直角復調器を図３に示す。この復調器は復調用に搬送波周波数
ｆＬ０の正弦波形および余弦波形を生ずる。チャネル効果を無視すると、受信信
号は次式、すなわち

【式３】 で表される。ここで、ａ１(t)は式１で画定される波形ｓ１(t)が受ける変調によ
る複数の振幅を表し、ａ２(t)は式２で画定される波形ｓ２(t)が受ける変調によ
る複数の振幅を表す。φは伝送中に生ずる任意の位相ずれである。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１３

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００１３】 両パラメータの同期をとるには、周波数オフセットおよび位相オフセットを推
算しなければならない。従来技術による受信機では、周波数オフセット推算は多
量のデータ処理のあと行っていた。しかし、上記オフセットの補正を最初に行わ
なければそれ以降の信号処理の品質が劣化する。 Cowleyほか著の論文「移動サテライトモデムにおける周波数オフセットの推算
」は移動サテライト分野における周波数オフセットの算定回路を記載している。
この周波数オフセット推算は、低域フィルタ、ｍ乗ブロック、平方高速フーリエ
変換およびピーク値サーチブロックを用いている。 Ahmed著の論文「Nyquistフィルタ処理MPSK用の粗周波数捕捉方法」は移動サテ
ライト通信用の周波数オフセット推算器を記載している。この推算器は低域フィ
ルタ、デシメータ、高速フーリエ変換ブロックおよびサーチアルゴリズムを用い
ている。 Franks著の論文「データ通信における搬送波同期およびビット同期−講習用の
概説」は要素の統計的特性および最尤値推算法に基づくタイミング回復を用いた
搬送波位相再生回路を記載している。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 オズルターク，ファティ アメリカ合衆国 ニューヨーク州 11050 ポート ワシントン，ウィロウデイル アヴェニュー 70 (72)発明者 レズニーク，アレグザンダー アメリカ合衆国 ニューヨーク州 11756 レヴィットタウン，ストーンカッター ロード 94 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FG02 FJ03 JG01 JJ05

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信した直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の搬送波周波
   数（ｆｃ）と復調用局部発振（Ｌ０）周波数との間の差周波数（Δｆ）を推算す
   る受信機（１７）用の検出器（３３）であって、 前記直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の余弦波成分（ｙｃ(t)）および正
   弦波成分（ｙｓ(t)）を受けて、複素フーリエ変換手段（３９）への冪信号実数
   成分（Re｛(ｙ(t))ｙ｝）および冪信号虚数成分（Im｛(ｙ(t))ｙ｝）を発生する
   複素冪プロセッサ（３７）を含み、 前記複素フーリエ変換手段（３９）が所定の時間長にわたって前記冪信号成分
   につき複素フーリエ変換を行って上記所定の時間長に生じた複数の周波数を含む
   変換結果を出力し、 前記複数の周波数が前記搬送波周波数（ｆｃ）と前記局部発振（Ｌ０）周波数
   との間の前記差周波数（Δｆ）に対応する最大値周波数を含む ことを特徴とする検出器（３３）。
2. 【請求項２】前記複素フーリエ変換手段（３９）の最大値周波数が、前記差
   周波数（Δｆ）が前記局部発振（Ｌ０）周波数よりも大きいか小さいかを表す符
   号（±）を備えることをさらに特徴とする請求項１記載の検出器（３３）。
3. 【請求項３】前記複素冪プロセッサ（３７）が４の整数倍の冪（ｙ）を受け
   る請求項２記載の検出器（３３）。
4. 【請求項４】受信した直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の搬送波周波
   数（ｆｃ）と復調用局部発振（Ｌ０）周波数との間の差周波数（Δｆ）を推算す
   る方法であって、 （ａ）受信した前記直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の余弦波成分（ｙ
   ｃ(t)）および正弦波成分（ｙｓ(t)）に対し複素冪計算を行って、冪信号実数成
   分（Re｛(ｙ(t))ｙ｝）および冪信号虚数成分（Im｛(ｙ(t))ｙ｝）を発生する過
   程と、 （ｂ）前記冪信号実数成分（Re｛(ｙ(t))ｙ｝）および冪信号虚数成分（Im｛(
   ｙ(t))ｙ｝）を表すフーリエ周波数領域値に変換する過程と、 （ｃ）前記複数の周波数から最大値周波数を選択する過程と、 （ｄ）前記選択した周波数を差周波数（Δｆ）として出力する過程と を含むことを特徴とする方法（３３）。
5. 【請求項５】前記過程（ｄ）が前記差周波数（Δｆ）が前記局部発振（Ｌ０
   ）周波数よりも大きいか小さいかを表す符号（±）を前記最大値周波数に付ける
   過程を含むことをさらに特徴とする請求項４記載の方法（３３）。
6. 【請求項６】前記過程（ａ）が４の整数倍の冪（ｙ）を得る過程を含むこと
   をさらに特徴とする請求項５記載の方法（３３）。
7. 【請求項７】受信した直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の搬送波周波
   数（ｆｃ）と復調用局部発振（Ｌ０）周波数との間の差周波数（Δｆ）を推算す
   る受信機（１７）用の検出器（５３）であって、 前記受信した直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の信号成分（ｙｃ(t)，ｙ
   ｓ(t)）を複素冪プロセッサ（５７）への時間離散的信号成分（ｙｃ[n]，ｙｓ[n
   ]）の形にサンプリングするサンプリング手段（ｆｓ）を含み、 前記複素冪プロセッサ（５７）が前記時間離散的信号成分（ｙｃ[n]，ｙｓ[n]
   ）に対して複素冪計算を行って、冪信号の実数成分（Re｛(ｙ[n])ｙ｝）および
   冪信号の虚数成分（Im｛(ｙ[n])ｙ｝）を生じバッファ（５９）に出力し（ｑ[n]
   ）、 前記バッファ（５９）が所定の時間長にわたり複数（Ｎ）個の複素冪プロセッ
   サ（５７）出力（ｑ[n]）をデータブロック（Ｔｗ）として累算し、そのデータ
   ブロック（Ｔｗ）を複素フーリエ変換プロセッサ（６１）に供給し、 前記複素フーリエ変換プロセッサ（６１）が前記データブロック（Ｔｗ）につ
   いて複素フーリエ変換を行って、前記所定の時間長の中で生じた複数の周波数（
   −ｆｓ／２乃至（＋ｆｓ／２−ｆｓ／Ｎ)）を含む変換出力を生じ、その出力（
   −ｆｓ／２乃至（＋ｆｓ／２−ｆｓ／Ｎ)）を選択手段（６３）に送り、 その選択手段（６３）が前記複数の周波数の中から最大値周波数、すなわち前
   記搬送波周波数（ｆｃ）と局部発振（Ｌ０）周波数との間の差周波数（Δｆ）に
   対応する最大値周波数を選択する ことを特徴とする検出器（５３）。
8. 【請求項８】前記サンプリング手段（ｆｓ）が前記受信した直角変調波復調
   ずみ通信信号（ｙｃ(t)，ｙｓ(t)）の連続時間成分を所定の周波数（２ΔＭＡＸ
   ＜２ｆｓ）でサンプリングすることをさらに特徴とする請求項７記載の検出器（
   ５３）。
9. 【請求項９】前記複素フーリエ変換手段（３９）の最大値周波数が、前記差
   周波数（Δｆ）が前記局部発振（Ｌ０）周波数よりも大きいか小さいかを表す符
   号（±）を備えることをさらに特徴とする請求項８記載の検出器（５３）。
10. 【請求項１０】前記複素冪プロセッサ（５７）が４の整数倍の冪（ｙ）を受
    ける請求項９記載の検出器（５３）。
11. 【請求項１１】前記複素フーリエ変換プロセッサ（３９）が高速フーリエ変
    換手段であることをさらに特徴とする請求項１０記載の検出器（５３）。
12. 【請求項１２】受信した（１７）直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の
    搬送波周波数（ｆｃ）と復調用局部発振（Ｌ０）周波数との間の差周波数（Δｆ
    ）を推算する方法（５３）であって、 （ａ）前記受信した直角変調波復調ずみ通信信号（ｒ(t)）の信号成分（ｙｃ(
    t)，ｙｓ(t)）を時間離散的信号成分（ｙｃ[n]，ｙｓ[n]）の形にサンプリング
    する過程と、 （ｂ）前記時間離散的信号成分（ｙｃ[n]，ｙｓ[n]）に対して複素冪計算（５
    ７）を行う過程と、 （ｃ）前記複素冪計算（５７）の複数（Ｎ）個の出力にあたる前記複素冪計算
    出力（ｙ[n])ｙ）を所定の時間長にわたりデータブロック（Ｔｗ）としてバッフ
    ァする過程（５９）と、 （ｄ）前記データブロック（Ｔｗ）を複数の周波数（−ｆｓ／２乃至（＋ｆｓ
    ／２−ｆｓ／Ｎ)）を含む変換出力を表すフーリエ周波数領域値に変換する過程
    （６１）と、 （ｅ）前記複数の周波数（−ｆｓ／２乃至（＋ｆｓ／２−ｆｓ／Ｎ)）から最
    大値周波数を選択する過程と、 （ｆ）前記選択した周波数を前記差周波数（Δｆ）として出力する過程と を含むことを特徴とする方法（５３）。
13. 【請求項１３】前記過程（ａ）が前記受信した直角変調波復調ずみ通信信号
    （ｙｃ(t)，ｙｓ(t)）の連続時間成分を所定の周波数（２ΔＭＡＸ＜２ｆｓ）で
    サンプリングする過程を含むことをさらに特徴とする請求項１２記載の方法（５
    ３）。
14. 【請求項１４】前記過程（ｄ）が、前記差周波数（Δｆ）が前記局部発振（
    Ｌ０）周波数よりも大きいか小さいかを表す符号（±）を前記最大値周波数に付
    ける過程を含むことをさらに特徴とする請求項１３記載の方法（５３）。
15. 【請求項１５】前記過程（ｂ）が４の整数倍の冪（ｙ）を受ける過程を含む
    ことをさらに特徴とする請求項１４記載の方法（５３）。
16. 【請求項１６】前記過程（ｄ）が高速フーリエ変換手段であることをさらに
    特徴とする請求項１５記載の方法（５３）。