KR100719864B1 - 직교 변조식 디지털 통신 시스템을 위한 블라인드 검출방식의 반송파 오프셋 검출 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 직교 변조를 이용하는 통신 시스템에서 반송파와 국부 발진 주파수간에 생기는 주파수 오프셋을 추정하기 위한 시스템 및 방법을 제공한다. 본 발명은 직교 변조 성상의 기하학적 배열을 이용하고, 데이터의 추정을 필요로 함이 없이 미리 정해진 반송파 오프셋 값 이내에서 실제의 오프셋을 추정한다.

직교 변조, 국부 발진 주파수, 주파수 오프셋

Description

직교 변조식 디지털 통신 시스템을 위한 블라인드 검출 방식의 반송파 오프셋 검출 방법 및 장치{BLIND CARRIER OFFSET DETECTION FOR QUADRATURE MODULATED DIGITAL COMMUNICATION SYSTEMS}

도 1은 종래 기술의 디지털 통신 시스템의 간략한 시스템도이다.

도 2는 도 1에 도시한 종래 기술의 직교 송신 장치의 시스템도이다.

도 3은 도 1에 도시한 종래 기술의 직교 수신 장치의 시스템도이다.

도 4는 본 발명의 블라인드 검출 방식에 의한 반송파 오프셋 추정기의 시스템도이다.

도 5는 본 발명의 블라인드 검출 방식에 의한 디지털 반송파 오프셋 추정기의 상세한 시스템도이다.

본 발명은 일반적으로 직교 변조 기술을 이용하는 디지털 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 이러한 시스템에서 반송 주파수 오프셋을 블라인드 검출 방식으로 검출하기 위한 시스템과 방법에 관한 것이다.

디지털 통신 시스템은 전형적으로, 진폭, 주파수 또는 위상을 변화시키는 변 조 기술에 의한 연속 주파수 반송파를 이용하여 정보 또는 데이터를 전송한다. 변조 후, 신호는 통신 매체를 통해서 전송된다. 구리, 광섬유 또는 대기 공간으로 이루어지는 통신 매체는 유도성일 수도 있고 비유도성일 수도 있으며 통상, 통신 채널이라고 불린다.

전송될 정보는 변조 구조를 정의하는 미리 결정된 성상(constellation)에 사상(寫像)(또는 맵핑)되는 비트 스트림의 형태로 입력된다. 각 비트를 심볼로서 사상하는 것을 변조라고 부른다.

1 개의 심볼 기간에 전송되는 각 심볼은 고유한 파형을 나타낸다. 시스템의 심볼 속도 또는 간략히 시스템 속도는 심볼이 통신 채널 상에서 전송되는 속도이다. 도 1은 종래 기술의 디지털 통신 시스템을 도시하고 있다. 도 1에 도시하는 통신 채널은 1 개의 통신 링크를 도시하고 있지만, 이 기술의 숙련자는 복수 개의 다중 접속 프로토콜이 존재함을 인식하고 있다. 주파수 분할 다중 접속 방식(FDMA), 시분할 다중 접속 방식(TDMA), 반송파 감지 다중 접속 방식(CSMA), 코드 분할 다중 접속 방식(CDMA) 및 기타의 여러 접속 방식 등의 프로토콜은 동일한 통신 채널을 이용하여 1 명 이상의 사용자에게 접속할 수 있게 한다. 이들 기술을 하나로 혼합하여, 시분할 전이중 방식(TDD)과 같은 다중 접속 구조의 잡종 변형예들을 만들 수 있다. 선택된 접속 프로토콜의 종류는 변조 종류와는 무관하다.

변조 기술들의 하나의 패밀리는 직교 변조(quadrature modulation)라고 알려져 있고 서로 직교 상태에 있는 2 개의 별개의 파형을 기초로 한다. 2 개의 파형이 동시에 전송되고 서로 간섭하지 않으면 이 2 개의 파형은 직교 상태에 있다. 직교 변조에 일반적으로 이용되는 2 가지의 파형에는 동일한 주파수의 사인 파형과 코사인 파형이 있다. 이 두 파형은 다음의 수학식 1과 수학식 2로서 정의된다.

여기서 f_c는 변조된 신호의 반송 주파수이고 A는 양쪽 신호에 적용되는 진폭이다. A값은 시스템 동작과는 관계가 없으므로 후술하는 논의에서는 생략한다. 변조 알파벳의 각 심볼은 2 개의 기본 파형으로부터 생성된 선형의 조합이고

의 형태이다. 여기서 a₁과 a₂는 실수이다. 심볼은 복소수 a₁+ja₂로서 나타낼 수 있고, 여기서 j는 j=√-1로서 정의된다.

수학식 1과 수학식 2의 파형은 모든 통과 대역 전송 시스템이 아날로그 방식과 디지털 방식 중 어느 방식이든지 그 2 개의 파형을 본래의 기저 대역 데이터 신호와 함께 변조하기 때문에 가장 공통이다. 직교 변조의 구조는 다양한 펄스 진폭 변조(PAM) 구조(그 2 개의 기본 파형 중 1 개의 파형만을 이용함), 직교 진폭 변조(QAM) 구조, 위상 편이 키잉(PSK) 변조 구조 및 기타의 변조 구조 등으로 구성되어 있다.

도 2는 종래 기술의 직교 변조기를 도시하고 있다. 이 변조기는 입력 데이터 를 변조 알파벳에 의해서 형성된 집합에 속하는 한 쌍의 수 {a₁, a₂}로서 사상(맵핑)시킨다. a₁은 제1 파형의 진폭(스케일링)이고 a₂는 제2 파형의 진폭(스케일링)이다. 각 진폭은 직교 파형에 의해서 변조된다(즉, 곱해진다). 각 개개의 변조기는 2 개의 신호 입력을 받아들여서 출력 신호를 반송 주파수로 생성한다.

도 3은 종래 기술의 직교 복조기를 도시하고 있다. 이 복조기는 사인파와 코사인파를 반송 주파수 [f_c]f_LO로 발생시켜서 복조한다. 채널의 영향을 무시하면, 수신 신호는 다음의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

a₁(t)는 수학식 1에서 정의된 파형 s₁(t)로 변조된 복수 개의 진폭이고 a₂(t)는 수학식 2에서 정의된 파형 s₂(t)로 변조된 복수 개의 진폭이다. Φ는 전송 기간 중에 발생하는 임의의 위상 오프셋이다.

코사인 복조 신호 성분과 사인 복조 신호 성분은 다음의 수학식 4와 수학식 5로서 정의된다.

반송 주파수 성분 f_c+f_LO는 저역 통과 필터에 의해서 억제된다. 필터링 후의 신호는 다음의 수학식 6과 수학식 7이다.

수학식 6과 수학식 7의 국부 발진 주파수와 반송 주파수가 동일, 즉 f_LO=f_c이 고 위상 오프셋이 0, 즉 Φ₀=0이면 수학식 6과 수학식 7의 우변은 각각 ½a₁(t)와 ½a₂(t)가 된다. 따라서, 복조를 정밀하게 하기 위해서는, 국부 발진기는 반송파의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상을 가져야 한다. 그러나, 전송 기간 중에 일어나는 신호의 섭동과, 송신 장치의 국부 발진기와 수신 장치의 국부 발진기간의 주파수 정렬 오차는 반송 주파수와 국부 발진 주파수간의 차를 나타내며, 이 차를 반송파 오프셋이라고 한다. 반송파와 국부 발진 주파수간의 위상차도 마찬가지로 생긴다. 그러나, 주파수 차가 보정되면 위상 차는 간단하게 치유된다. 위상 보정은 본 공개의 범주를 벗어난다.

반송 주파수 오프셋은 다음의 수학식 8로서 정의된다.

어느 한 쪽의 파라미터를 동기시키기 위해서는 주파수 오프셋과 위상 오프셋을 추정하여야 한다. 종래 기술의 수신 장치에서는 상당한 량의 데이터를 처리한 후에 주파수 오프셋을 추정한다. 오프셋을 우선적으로 보정하지 않으면, 하향 스트림 신호 처리의 품질이 악영향을 받는다.

Cowley 등의 논문 "Estimation of Frequency Offset in Mobile Satellite Modems"에서는 이동형 위성 분야에서 주파수 오프셋을 결정하기 위한 회로를 개시하고 있다. 이 주파수 오프셋의 추정은 저역 통과 필터, M차 거듭제곱 블록, 자승의 고속 푸리에 변환 블록 및 최고값 검색 블록을 이용하고 있다.

Ahmed의 논문 "A Method for Course Frequency Acquisition for Nyquist Filtered MPSK"에서는 이동형 위성 통신에서의 주파수 오프셋 추정기를 개시하고 있다. 이 주파수 오프셋 추정기는 저역 통과 필터, 데시메이터, 고속 푸리에 변환 블록 및 검색 알고리즘을 이용하고 있다.

Franks의 논문 "Carrier and Bit Synchronization in Data Communication - A tutorial Review"에서는 최고 확률 추정 이론을 기초로 한 기본적 통계 성질과 타이밍 복구를 이용하는 반송파 위상 복구 회로를 개시하고 있다.

따라서, 데이터 신호를 처리하기 이전에 반송 주파수 오프셋을 검출하고 추정하는 시스템 및 방법이 필요하다.

본 발명은 직교 변조를 이용하는 통신 시스템에서 반송파와 국부 발진 주파수간에 생기는 주파수 오프셋을 추정하기 위한 시스템 및 방법을 제공한다. 본 발명은 직교 변조 성상의 기하학적 배열을 이용하고, 데이터의 추정을 필요로 함이 없이 미리 정해진 반송파 오프셋 값 이내에서 실제의 오프셋을 추정한다.

따라서, 본 발명의 목적은 반송 주파수 오프셋을 블라인드 검출 방식으로 추정하기 위한 보다 덜 복잡한 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 접속 프로토콜과 상관없이 직교 변조를 이용하는 통신 시스템에서 반송파 오프셋을 블라인드 검출 방식으로 추정하는 것이다.

본 발명의 시스템 및 방법의 다른 목적과 이점은 바람직한 실시예의 상세한 설명을 읽고 나면 당해 기술 분야의 숙련자에게 명백해질 것이다.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명한다. 도면의 전체에 걸쳐서 동일한 첨부 번호는 동일한 요소를 나타낸다.

도 4는 본 발명에 의한 아날로그 방식 또는 디지털 방식의 블라인드형 반송파 검출기(33)를 도시하고 있다. 직교 변조된 신호 r(t)는 통신 채널(도시하지 않음)로부터 수신되어 수신 장치(17)에 입력된다(19). 이 기술 분야의 숙련자는, 검출기의 입력단(19) 앞에 부가의 변환 수단을 두어 전송 매체에서 이용된 에너지를 호환 가능한 신호로 변환하여도 되지만 이는 본 공개의 범주를 벗어남을 인식하고 있다. 수신 신호 r(t)는 코사인 혼합기(21_c)와 사인 혼합기(21_s)에 공급된다. 각 혼합기(21_c, 21_s)는 수신 신호 r(t)를 공급받기 위한 제1 입력단(25_c, 25_s)과 국부 발진기(LO)의 출력을 공급받기 위한 제2 입력단(27_c, 27_s)을 갖고 있다. 국부 발진기(LO)는 코사인파와 사인파를 수신 신호 r(t)의 반송 주파수 f_c(수학식 4 및 수학식 5)로 발생하도록 프로그램된다.

각 혼합기(21_c, 21_s)의 반송 주파수 복조 출력 r_c(t)와 r_s(t)는 개개의 저역 통과 필터(29_c, 29_s)에 입력되고, 이들 저역 통과 필터(29_c, 29_s)는 전송 매체를 통한 전송 기간 중에 수신 신호 r(t)에 가해진 고주파수 잡음 성분과 혼합기의 합 주파수 f_c+f_LO를 억제한다(수학식 6 및 수학식 7). 종래 기술의 복조기에서와 같이, 저역 통과 필터(29_c, 29_s)의 응답 특성은 Δf_MAX 즉 최대 허용 가능한 반송파 오프셋 만큼 좁은 대역폭이어도 된다. 각 저역 통과 필터(29_c, 29_s)의 출력 y_c(t)와 y_s(t)는 반송파 오프셋 추정기(33)의 입력단(31_c, 31_s)에 공급된다.

복소 거듭제곱 처리기(37)와 푸리에 변환 처리기(39)를 함께 이용하여 데이터 신호의 처리를 시작하기 전에, 반송파 오프셋 추정기(33)는 반송파 오프셋의 추정값(35)을 생성한다. 직교 신호 y_c(t)와 y_s(t)의 필터링된 반송 주파수 복조 코사인파 성분과 사인파 성분은 복소 거듭제곱 처리기(37)에 공급되고, 이 복소 거듭제곱 처리기(37)는 각 직교 성분의 중간 거듭제곱 계산을 x^y의 형태로 수행한다. 여기서, 거듭제곱수 y는 4의 정수배, 즉 y=4,8,12,16 …이다. 바람직한 실시예에서는 거듭제곱수 y가 4이다.

복소 거듭제곱 처리기(37)는 입력되는 복잡한 신호를 4의 양의 정수배인 어떤 거듭제곱까지 높이도록 구성되어도 된다. 당해 기술 분야에서는, 2 또는 2의 양의 정수배로 거듭제곱하는 복소 거듭제곱 처리기를 이용하는 반송파 오프셋 검출 시스템이 알려져 있다. 그러나, 이들 종래 기술의 시스템은 직교 변조 디지털 통신 시스템에서는 작동하지 않는다. 반송파 오프셋을 직교 변조 디지털 통신 시스템의 복조기에서 적절하게 검출하기 위해서는 4 또는 4의 정수배의 복소 거듭제곱이 필요하다.

복소 거듭제곱 처리기(37)는 저역 통과 필터의 출력 y_c(t)와 y_s(t)를 다음의 수학식 9로서 정의되는 1 개의 복소값 신호 y(t)로 조합한다.

여기서 j는 j=√-1로서 정의된다. 복소 거듭제곱 처리기(37)는 2 개의 거듭제곱 출력 신호를 다음의 수학식 10과 수학식 11과 같이 생성한다.

여기서 Re{x}는 복소수 x의 실수부이고 Im{x}는 복소수 x의 허수부이다. 복소 거듭제곱 처리기(37)는 각 수신 심볼로부터 변조 성분을 제거하고 반송 주파수를 남긴다. 이어서, 실수 신호 성분 q_c(t)와 허수 신호 성분 q_s(t)이 출력되어 복소 푸리에 변환 처리기(39)에 공급된다.

복소 푸리에 변환 처리기(39) 실수 신호 성분 q_c(t)와 허수 신호 성분 q_s(t)를 1 개의 복소 입력 신호 q(t)=q_c(t)+jq_s(t)로서 취급한다. 복소 푸리에 변환 처리기(39)는 q(t)를 유한 기간 T_W 동안 관측하고 그 관측된 신호 q(t)의 복소 푸리에 변환을 이 기간에 걸쳐서 계산한다.

푸리에 변환 처리기(39)는 그 관측된 기간 T_W로부터 거듭제곱 처리된 신호를 푸리에 변환하고, 그 변환의 진폭이 그 기간 T_W 중에 최대의 Δf_MAX로 측정된 주파수를 출력한다. 출력(35)은 Δf의 정밀한 추정값을 나타내고, 변환 입력 신호가 복소수이므로 부호가 붙는다. 그 부호에 의해서, 국부 발진(LO) 주파수가 반송 주파수보다 작은지 큰지가 식별된다.

도 5는 복잡성이 낮은 본 발명의 상세한 디지털 구성예(53)를 도시하고 있다. 저역 통과 필터(29_c, 29_s)의 출력 신호 y_c(t)와 y_s(t)는 표본율 f_s로 표본화되어 이산 시간 신호 y_c[n]과 y_s[n]을 생성한다. 최대 Δf_MAX의 모든 가능한 반송 주파수 오프셋이 검출되는 것을 보증하기 위해서는 2Δf_MAX<f_s를 만족하여야 한다. 저역 통과 필터(29_c, 29_s)의 통과 대역은 반송파 오프셋 정보를 포함하고 있는 신호를 억제하지 못하도록 Δf_MAX보다 넓어야 한다.

표본화된 신호 y_c[n]과 y_s[n]은 복소 거듭제곱 처리기(57)에 입력되는 입력(51_c, 51_s)이고 1 개의 복소 신호 y[n]으로서 조합된다. 여기서 y[n]=y_c[n]+jy_s[n]이다. 거듭제곱 처리기(57)는 q[n]=(y[n])⁴로 정의되는 복소 출력을 생성한다. 그 출력 q[n]은 버퍼(59)에 공급되고, 버퍼(59)는 복소 거듭제곱 처리기(57)로부터의 N 개의 출력을 누적한다.

N 개의 복소수가 누적된 블록은 디지털 푸리에 변환(DFT) 처리기(61)에 공급되고, 이 디지털 푸리에 변환 처리기(61)는 그 N 개의 복소수를 시간 영역에서 주 파수 영역으로 변환한다. DFT 처리기(61)는 N 개의 입력에 대응하는 N 개의 복소수를 출력한다. 각 수는 -f_s/2∼(+f_s/2-f_s/N)의 범위에 걸쳐 있는 특정 주파수와 관련되어 있다. 각 주파수는 인접 주파수로부터 f_s/N 떨어져 있다. DFT(61)가 출력한 주파수 영역의 값들은 조립되어 다른 것과 비교된다. 크기가 최대인 값이 반송 주파수 오프셋 Δf의 최선의 추정값이다.

도 5에 도시하고 있는 실시예는 f_s/2보다 작은 모든 반송 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 이것은 전술한 제한 규정 2Δf_MAX<f_s를 따른다. DFT(61)의 출력 주파수는 간격이 f_s/N인 눈금의 형태로 양자화되기 때문에, 반송파 오프셋 Δf는 ±f_s/2N의 주파수 불확실성의 범위 이내에서 해결된다. 주파수는 서로가 f_s/N 떨어져 있으므로, 본 발명 53은 선택된 값의 ±½ 이내의 정밀도를 제공한다. 따라서, 푸리에 처리기(61)에 대해서 누적된 변환 예정의 표본수 N에 의해서, 반송파 오프셋 추정값 Δf의 분해능이 결정된다. 본 발명 53에 사용되는 DFT(61)의 효과적인 구성은 여러 개의 알고리즘으로 된 고속 푸리에 변환(FFT) 패밀리를 이용하여 달성될 수 있다.

본 발명 33과 53은 디지털 하드웨어로서 또는 소프트웨어로서 물리적으로 실현되어도 된다. 도 5에 도시하고 있는 저역 통과 필터는 f_s보다 고속의 표본화율로 동작하는 디지털 하드웨어 또는 소프트웨어로 실현되어도 된다. 몇 가지 통신 시스템, 예컨대 CDMA 프로토콜을 이용하는 통신 시스템에서는, 저역 통과 필터와 하향 표본화기(다운샘플러) f_s가 누산기와 통합 후 일괄 처리(integrate-and-dump process)로 대체되어도 된다.

본 발명을 바람직한 실시예를 통해서 설명하였지만, 당해 기술 분야의 숙련자에게는 특허 청구 범위에 나타낸 본 발명의 범주 이내에 있는 다른 변형예들이 명백해질 것이다.

반송 주파수 오프셋을 블라인드 검출 방식으로 추정하기 위한 보다 덜 복잡한 시스템 및 방법을 제공할 수 있고, 접속 프로토콜과 상관없이 직교 변조를 이용하는 통신 시스템에서 반송파 오프셋을 블라인드 검출 방식으로 추정할 수 있다.

Claims (16)

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13. 직교 변조된 통신 신호(r(t))의 반송 주파수(f_c)와 국부 발진기(LO) 주파수(f_LO) 간의 반송파 오프셋(carrier offset)(Δf)을 추정하도록 구성된 시스템에 있어서,

    직교 변조된 신호를 전송하도록 구성된 전송기와,

    수신기를 포함하며,

    상기 수신기는,

    상기 직교 변조된 신호를 수신하도록 구성된 입력과,

    상기 직교 변조된 신호의 반송 주파수(f_c)로 코싸인파 및 싸인파를 생성하도록 구성된 국부 발진기(LO)와,

    상기 입력 및 상기 LO에 연결되어 있으며, 반송 주파수 복조 출력을 발생하도록 구성된 적어도 하나의 코싸인 혼합기와,

    상기 입력 및 상기 LO에 연결되어 있으며, 반송 주파수 복조 출력을 발생하도록 구성된 적어도 하나의 싸인 혼합기와,

    상기 싸인 혼합기 및 상기 코싸인 혼합기에 연결되어 있으며, 필터링된 코싸인 신호 성분(y_c(t))과 싸인 신호 성분(y_s(t))을 생성하기 위해 상기 코싸인 혼합기 및 싸인 혼합기의 복조된 출력을 필터링하도록 구성된 복수의 저역 통과 필터들과,

    상기 저역 통과 필터들에 결합되어 있으며, 상기 저역 통과 필터들의 필터링된 출력에 기초하여 상기 반송 주파수(f_c)와 국부 발진기 주파수(f_LO) 간의 반송파 오프셋(Δf)을 추정하도록 구성된, 반송파 오프셋 검출 처리기를 포함하고,

    상기 반송파 오프셋 검출 처리기는,

    코싸인 신호 성분(y_c(t))과 싸인 신호 성분(y_s(t))의 각각에 대해 실수 거듭제곱 신호 성분(Re{y(t))^y})과 허수 거듭제곱 신호 성분(Im{y(t))^y})을 생성하기 위해 상기 저역 통과 필터의 출력들을 4의 정수배인 거듭제곱(^y)을 행하도록 구성된 복소 거듭제곱 처리기와,

    상기 실수 거듭제곱 신호 성분(Re{y(t))^y})과 허수 거듭제곱 신호 성분(Im{y(n))^y})을 복수의 주파수들을 표현하는 푸리에 주파수 영역 값들로 변환하도록 구성되는 푸리에 변환 처리기로서, 상기 복수의 주파수들로부터 최대 주파수가 선택되어 상기 오프셋 주파수(△f)로서 출력되는, 상기 푸리에 변환 처리기를 포함하며,

    상기 푸리에 변환 처리기는 수신된 상기 실수 거듭제곱 신호 성분(Re{y(t))^y})과 허수 거듭제곱 신호 성분(Im{y(t))^y})에 기초하여 상기 오프셋 주파수(△f)에 대한 기준 부호(reference sign)를 포함하고, 이 기준 부호는 상기 국부 발진기 주파수가 상기 반송 주파수보다 작은지 또는 큰 지를 나타내는 것인, 반송파 오프셋 추정 시스템.
14. 직교 변조된 통신 신호(r(t))의 반송 주파수(f_c)와 국부 발진기(LO) 주파수(f_LO) 간의 반송파 오프셋(carrier offset)(Δf)을 추정하도록 구성된 시스템에 있어서,

    직교 변조된 신호를 전송하도록 구성된 전송기와,

    수신기를 포함하며,

    상기 수신기는,

    상기 직교 변조된 신호를 수신하도록 구성된 입력과,

    상기 직교 변조된 신호의 반송 주파수(f_c)로 코싸인파 및 싸인파를 생성하도록 구성된 국부 발진기(LO)와,

    상기 입력 및 상기 LO에 연결되어 있으며, 반송 주파수 복조 출력을 발생하도록 구성된 적어도 하나의 코싸인 혼합기와,

    상기 입력 및 상기 LO에 연결되어 있으며, 반송 주파수 복조 출력을 발생하도록 구성된 적어도 하나의 싸인 혼합기와,

    상기 싸인 혼합기 및 상기 코싸인 혼합기에 연결되어 있으며, 필터링된 코싸인 신호 성분(y_c(t))과 싸인 신호 성분(y_s(t))을 생성하기 위해 상기 코싸인 혼합기 및 싸인 혼합기의 복조된 출력을 필터링하도록 구성된 복수의 저역 통과 필터들과,

    상기 필터링된 직교 복조된 통신 신호(r(t)) 성분들(y_c(t),y_s(t))을 이산 시간 신호 성분들(y_c([n])),(y_s[n])로 샘플링하도록 구성된 샘플러와,

    상기 저역 통과 필터들에 결합되어 있으며, 상기 저역 통과 필터들의 필터링된 출력에 기초하여 상기 반송 주파수(fc)와 국부 발진기 주파수(f_LO) 간의 반송파 오프셋(Δf)을 추정하도록 구성된, 반송파 오프셋 검출 처리기를 포함하고,

    상기 반송파 오프셋 검출 처리기는,

    상기 샘플러에 결합되어 있으며, 상기 이산 시간 신호 성분들(y_c([n])),(y_s[n])에 기초하여 복수의 복소 거듭제곱 처리기 출력들을 발생하도록 구성되어, 실수 거듭제곱 신호 성분(Re{y[n])^y}) 및 허수 거듭제곱 신호 성분(Im{y[n])^y})을 생성하는 것인, 복소 거듭제곱 처리기와,

    상기 복소 거듭제곱 처리기에 결합되어 있으며, 복수(N)의 복소 거듭제곱 처리기의 출력들(q[n])을 N개의 복소 수들의 누적 블록으로서 누적하도록 구성된 버퍼와,

    상기 버퍼에 결합되어 있으며, 상기 시간 영역을 상기 주파수 영역으로 상기 N개의 복수 수들의 블록을 변환하도록 구성된 이산 푸리에 변환 처리기로서, 상기 복소 수들의 블록에서 각각의 변환된 수는 특정 주파수와 연관되어 있는 것인, 이산 푸리에 변환 처리기와,

    상기 이산 푸리에 변환 처리기에 결합되어 있으며, 상기 주파수 영역 출력으로부터 최대 값을 갖는 주파수를 상기 추정된 반송파 오프셋(△f)으로 선택하도록 구성된 선택기를 포함하고,

    수신된 상기 실수 거듭제곱 신호 성분(Re{y[t])^y}) 및 허수 거듭제곱 신호 성분(Im{y[t])^y})에 기초하여 상기 오프셋 주파수(△f)에 기준 부호가 포함되고,

    상기 기준 부호는 상기 국부 발진기 주파수가 상기 반송파 주파수보다 큰지 또는 작은지를 나타내는 것인, 반송파 오프셋 추정 시스템.
15. 제14항에 있어서, 상기 샘플러는 수신된 직교 복조된 연속 시간 신호 성분들(y_c(t),y_s(t))을 미리 규정된 주파수(2△f_MAX<f_s)로 샘플링하는 것을 더 특징으로 하는, 반송파 오프셋 추정 시스템.
16. 제15항에 있어서, 상기 이산 푸리에 변환 처리기의 최대 주파수는 상기 반송파 오프셋(△f)이 상기 국부 발진기 주파수(f_LO)보다 큰지 또는 작은지를 나타내는 부호(±)를 갖는 것을 더 특징으로 하는, 반송파 오프셋 추정 시스템.

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