JP2003032216A - Ｏｆｄｍ受信方法および装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信方法および装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣオフセットを推定し補償する。
【解決手段】 全期間に亘って時間積分するとゼロとな
るよう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤＭ信号
を受信し直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号を得、
該ＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換しデマッピ
ングすることによりＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ受信方
法において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プ
リアンブル信号を全体に亘り時間積分し、該積分値から
時間平均値を得てこれをＤＣオフセット値とし、該ＤＣ
オフセット値をその後に続く前記ＯＦＤＭベースバンド
信号から減算する。
るよう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤＭ信号
を受信し直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号を得、
該ＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換しデマッピ
ングすることによりＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ受信方
法において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プ
リアンブル信号を全体に亘り時間積分し、該積分値から
時間平均値を得てこれをＤＣオフセット値とし、該ＤＣ
オフセット値をその後に続く前記ＯＦＤＭベースバンド
信号から減算する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交復調部で発生
する位相偏差に基づくＤＣオフセットを軽減するＯＦＤ
Ｍ復調方法および装置に関するものである。
する位相偏差に基づくＤＣオフセットを軽減するＯＦＤ
Ｍ復調方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的なＯＦＤＭ受信装置は、図４に示
すように、アンテナ１で受信した信号をバンドパスフィ
ルタ２を通してから低雑音増幅器（ＬＮＡ）３で増幅
し、ミキサ４、ローカル発振器５およびバンドパスフィ
ルタ６からなるダウンコンバータによりＩＦ帯の信号に
周波数変換し、そのＩＦ信号を増幅器７で増幅してか
ら、ミキサ８Ａ，８Ｂ、ローカル発振器９および９０度
移相器１０からなる直交復調部により直交復調してＯＦ
ＤＭベースバンド信号のＩ（同相）成分とＱ（直交）成
分を取り出し、これらをローパスフィルタ１１Ａ，１１
Ｂに通過させることにより高周波成分を取り除き、再度
増幅器１２Ａ，１２Ｂで増幅してから、Ａ／Ｄ変換器１
３Ａ，１３Ｂでディジタル信号に変換し、送信装置と受
信装置間のローカル周波数誤差を周波数誤差推定部１４
で推定し、得られた誤差成分を乗算部１５Ａ，１５Ｂで
Ｉ成分とＱ成分に乗算してその周波数誤差を補正し、そ
の後にＤＳＰ等からなるＯＦＤＭ復調部１６でＤＦＴ
（離散フーリエ変換）処理やデマッピング処理を行って
いる。
すように、アンテナ１で受信した信号をバンドパスフィ
ルタ２を通してから低雑音増幅器（ＬＮＡ）３で増幅
し、ミキサ４、ローカル発振器５およびバンドパスフィ
ルタ６からなるダウンコンバータによりＩＦ帯の信号に
周波数変換し、そのＩＦ信号を増幅器７で増幅してか
ら、ミキサ８Ａ，８Ｂ、ローカル発振器９および９０度
移相器１０からなる直交復調部により直交復調してＯＦ
ＤＭベースバンド信号のＩ（同相）成分とＱ（直交）成
分を取り出し、これらをローパスフィルタ１１Ａ，１１
Ｂに通過させることにより高周波成分を取り除き、再度
増幅器１２Ａ，１２Ｂで増幅してから、Ａ／Ｄ変換器１
３Ａ，１３Ｂでディジタル信号に変換し、送信装置と受
信装置間のローカル周波数誤差を周波数誤差推定部１４
で推定し、得られた誤差成分を乗算部１５Ａ，１５Ｂで
Ｉ成分とＱ成分に乗算してその周波数誤差を補正し、そ
の後にＤＳＰ等からなるＯＦＤＭ復調部１６でＤＦＴ
（離散フーリエ変換）処理やデマッピング処理を行って
いる。
【０００３】ところが、最近では、図５に示すように、
バンドパスフィルタ２で取り出したＲＦ信号を増幅器７
で増幅した後に直接的に、ミキサ８Ａ，８Ｂ、ローカル
発振器９および９０度移相器１０からなる直交復調部に
より直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号のＩ成分と
Ｑ成分を取り出し、その後は図４と同様に処理するＯＦ
ＤＭ受信装置が提案されている。この復調方式はダイレ
クトコンバージョン方式と呼ばれ、ＩＦ帯を処理する回
路が必要ないために、部品点数の削減が図られる利点が
ある。
バンドパスフィルタ２で取り出したＲＦ信号を増幅器７
で増幅した後に直接的に、ミキサ８Ａ，８Ｂ、ローカル
発振器９および９０度移相器１０からなる直交復調部に
より直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号のＩ成分と
Ｑ成分を取り出し、その後は図４と同様に処理するＯＦ
ＤＭ受信装置が提案されている。この復調方式はダイレ
クトコンバージョン方式と呼ばれ、ＩＦ帯を処理する回
路が必要ないために、部品点数の削減が図られる利点が
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このダ
イレクトコンバージョン方式では、ミキサ８Ａ，８Ｂに
入力するＲＦ信号とローカル発振器９の信号の周波数が
同じであるが、ローカル発振器９の周波数信号に比べて
ＲＦ信号のレベルが充分でなくＳ／Ｎが良好でないた
め、ローカル周波数成分のＲＦ信号への回り込みによ
り、ＤＣオフセットが生じる。ただ、ＯＦＤＭ方式で
は、全てのサブキャリアの周波数間隔が直交性を満たす
ように設定され、この性質はＤＣをも含むために、上記
ＤＣオフセットは本来ならば、復調処理に特に影響を及
ぼすことはない。
イレクトコンバージョン方式では、ミキサ８Ａ，８Ｂに
入力するＲＦ信号とローカル発振器９の信号の周波数が
同じであるが、ローカル発振器９の周波数信号に比べて
ＲＦ信号のレベルが充分でなくＳ／Ｎが良好でないた
め、ローカル周波数成分のＲＦ信号への回り込みによ
り、ＤＣオフセットが生じる。ただ、ＯＦＤＭ方式で
は、全てのサブキャリアの周波数間隔が直交性を満たす
ように設定され、この性質はＤＣをも含むために、上記
ＤＣオフセットは本来ならば、復調処理に特に影響を及
ぼすことはない。
【０００５】ところが、ローカル発振器９の発振周波数
はＲＦ信号の周波数と完全には一致せずに僅かにずれて
いる（Δω）場合が一般的であり、この周波数ずれ自体
は後段の周波数補正処理部分（１４，１５Ａ，１５Ｂ）
によって補正されるものの、上記したＤＣオフセットが
ある場合は、その周波数誤差推定が実際より大きく推定
されたり、少なく推定されたりする。とくにＩ成分とＱ
成分においてＤＣオフセットが異なるときは、それぞれ
において異なった影響が発生する。
はＲＦ信号の周波数と完全には一致せずに僅かにずれて
いる（Δω）場合が一般的であり、この周波数ずれ自体
は後段の周波数補正処理部分（１４，１５Ａ，１５Ｂ）
によって補正されるものの、上記したＤＣオフセットが
ある場合は、その周波数誤差推定が実際より大きく推定
されたり、少なく推定されたりする。とくにＩ成分とＱ
成分においてＤＣオフセットが異なるときは、それぞれ
において異なった影響が発生する。
【０００６】ここで、オフセットの生じる理由について
詳しく説明する。図６は前記した図５におけるミキサ８
Ａの部分を表した図である。８１はＲＦ信号入力ポー
ト、８２はローカル信号入力ポート、８３は出力ポート
である。いま、ＯＦＤＭの受信ＲＦ信号ｓ１、ローカル
信号ｓ２を、 ｓ１＝ｓ(t)sin（ωt） (1) ｓ２＝Ａsin[(ω＋Δω)t＋φ] (2) とする。ωはＲＦ信号ｓ１のキャリア周波数をｆとする
と２πｆ、ΔωはＲＦ信号ｓ１のキャリア周波数とロー
カル信号ｓ２の周波数の偏差、φはｓ１，ｓ２の位相
差、ｓ(t)、Ａは振幅である。
詳しく説明する。図６は前記した図５におけるミキサ８
Ａの部分を表した図である。８１はＲＦ信号入力ポー
ト、８２はローカル信号入力ポート、８３は出力ポート
である。いま、ＯＦＤＭの受信ＲＦ信号ｓ１、ローカル
信号ｓ２を、 ｓ１＝ｓ(t)sin（ωt） (1) ｓ２＝Ａsin[(ω＋Δω)t＋φ] (2) とする。ωはＲＦ信号ｓ１のキャリア周波数をｆとする
と２πｆ、ΔωはＲＦ信号ｓ１のキャリア周波数とロー
カル信号ｓ２の周波数の偏差、φはｓ１，ｓ２の位相
差、ｓ(t)、Ａは振幅である。
【０００７】このとき、ローカル信号ｓ２の一部がｓ２
ａとしてポート８１に回り込むと、そのポート８１の入
力信号ｓ１ｏは、ｓ１とｓ２ａが加算されるので、 ｓ１ｏ＝ｓ(t)・sin（ωt）＋Ｂsin[(ω＋Δω)t＋ψ] (3) となる。Ｂは回り込み成分ｓ２ａの振幅、ψは回り込み
により生じる位相差である。よって、ミキサ８Ａのポー
ト８３から出力する信号ｓ３は、 ｓ３＝ｓ１ｏ×ｓ２ (4) ＝Ａ/２・[s(t)cos(Δωt＋ψ)＋Ｂ{cosψcosφ+sinψsinφ}] (5) となる。ただし、この式(5)ではミキサ８Ａの後段のロ
ーパスフィルタ１１Ａで高周波成分（２ω成分）を除去
した値として表している。
ａとしてポート８１に回り込むと、そのポート８１の入
力信号ｓ１ｏは、ｓ１とｓ２ａが加算されるので、 ｓ１ｏ＝ｓ(t)・sin（ωt）＋Ｂsin[(ω＋Δω)t＋ψ] (3) となる。Ｂは回り込み成分ｓ２ａの振幅、ψは回り込み
により生じる位相差である。よって、ミキサ８Ａのポー
ト８３から出力する信号ｓ３は、 ｓ３＝ｓ１ｏ×ｓ２ (4) ＝Ａ/２・[s(t)cos(Δωt＋ψ)＋Ｂ{cosψcosφ+sinψsinφ}] (5) となる。ただし、この式(5)ではミキサ８Ａの後段のロ
ーパスフィルタ１１Ａで高周波成分（２ω成分）を除去
した値として表している。
【０００８】式(5)の１項目はＯＦＤＭ変調信号ｓ(t)に
依存する信号成分、２項目はローカル信号のポート８２
からポート８１への回り込みによる信号成分であり、こ
の２項目の信号は時間成分（ω）を含まない定常的なオ
フセット（ＤＣオフセット）成分となる。
依存する信号成分、２項目はローカル信号のポート８２
からポート８１への回り込みによる信号成分であり、こ
の２項目の信号は時間成分（ω）を含まない定常的なオ
フセット（ＤＣオフセット）成分となる。
【０００９】図７はＯＦＤＭ信号のサブキャリアの説明
図である。ＯＦＤＭ変調信号の復調部においては、Δω
＝０のときは、図７(a)に示すように、オフセット成分
はサブキャリアのＤＣ部分に現れ、Ａ／Ｄ変換における
ダイナミックレンジの減少となるが、その影響は僅かで
あり、充分なダイナミックレンジをとっておけば、問題
は生じない。
図である。ＯＦＤＭ変調信号の復調部においては、Δω
＝０のときは、図７(a)に示すように、オフセット成分
はサブキャリアのＤＣ部分に現れ、Ａ／Ｄ変換における
ダイナミックレンジの減少となるが、その影響は僅かで
あり、充分なダイナミックレンジをとっておけば、問題
は生じない。
【００１０】ところが、Δω≠０のときは、図７(b)に
示すように、全てのサブキャリアがΔωだけシフトして
ベースバンド帯に周波数変換され、同時にオフセットを
生じる。よって、この後、そのΔωを推定して周波数補
正処理を行うとき、オフセットはΔωの周波数をもって
しまうのである。
示すように、全てのサブキャリアがΔωだけシフトして
ベースバンド帯に周波数変換され、同時にオフセットを
生じる。よって、この後、そのΔωを推定して周波数補
正処理を行うとき、オフセットはΔωの周波数をもって
しまうのである。
【００１１】ＯＦＤＭ復調では、１シンボル期間だけの
信号を取り出して離散フーリエ変換を行う。このとき、
「１／１シンボル時間＝最も低い（ＤＣに近い）周波数
＝キャリア周波数間隔」であり、通常Δωは、そのキャ
リア周波数間隔よりも狭い。フーリエ変換では、積分期
間の逆数（キャリア周波数間隔）の周波数分解能となる
ため、無限の積分期間であるなら、Δωは線スペクトル
（δ関数）となるが、１シンボル期間の積分にかぎられ
ているため、スペクトルは広がってしまう。
信号を取り出して離散フーリエ変換を行う。このとき、
「１／１シンボル時間＝最も低い（ＤＣに近い）周波数
＝キャリア周波数間隔」であり、通常Δωは、そのキャ
リア周波数間隔よりも狭い。フーリエ変換では、積分期
間の逆数（キャリア周波数間隔）の周波数分解能となる
ため、無限の積分期間であるなら、Δωは線スペクトル
（δ関数）となるが、１シンボル期間の積分にかぎられ
ているため、スペクトルは広がってしまう。
【００１２】以上のように、ミキサ８Ａ，８Ｂで発生す
るオフセット成分は、純粋なＤＣ成分のオフセットでは
なく、わずかにずれた周波数成分によるオフセットとな
り、各サブキャリアはこのオフセット周波数とは直交関
係を持たないために、干渉を受けることになる。実際に
はオフセット周波数に最も近いサブキャリアが大きな影
響をうけることなる。
るオフセット成分は、純粋なＤＣ成分のオフセットでは
なく、わずかにずれた周波数成分によるオフセットとな
り、各サブキャリアはこのオフセット周波数とは直交関
係を持たないために、干渉を受けることになる。実際に
はオフセット周波数に最も近いサブキャリアが大きな影
響をうけることなる。
【００１３】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
もので、その目的は、ＤＣオフセットを推定し補償し
て、前記したようなＤＣオフセットによる影響を軽減さ
せたＯＦＤＭ受信方法および装置を提供することであ
る。
もので、その目的は、ＤＣオフセットを推定し補償し
て、前記したようなＤＣオフセットによる影響を軽減さ
せたＯＦＤＭ受信方法および装置を提供することであ
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の請求項１の発明は、全期間に亘って時間積分するとゼ
ロとなるよう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤ
Ｍ信号を受信し直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号
を得、該ＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換しデ
マッピングすることによりＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ
受信方法において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の
前記プリアンブル信号を全体に亘り時間積分し、該積分
値から時間平均値を得てこれをＤＣオフセット値とし、
該ＤＣオフセット値をその後に続く前記ＯＦＤＭベース
バンド信号から減算することを特徴とするＯＦＤＭ受信
方法とした。
の請求項１の発明は、全期間に亘って時間積分するとゼ
ロとなるよう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤ
Ｍ信号を受信し直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号
を得、該ＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換しデ
マッピングすることによりＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ
受信方法において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の
前記プリアンブル信号を全体に亘り時間積分し、該積分
値から時間平均値を得てこれをＤＣオフセット値とし、
該ＤＣオフセット値をその後に続く前記ＯＦＤＭベース
バンド信号から減算することを特徴とするＯＦＤＭ受信
方法とした。
【００１５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＯＦＤＭベースバンド信号をＡ／Ｄ変換により
時系列のサンプル信号とし、前記ＯＦＤＭベースバンド
信号中の前記プリアンブル信号をその全サンプル期間に
亘って積分し、得られた積分値を前記プリアンブル信号
の全サンプル数で除算し、該除算した値を１サンプル当
りのＤＣオフセット値として、その後に続くＯＦＤＭベ
ースバンド信号のサンプル信号から減算することを特徴
とするＯＦＤＭ受信方法とした。
て、前記ＯＦＤＭベースバンド信号をＡ／Ｄ変換により
時系列のサンプル信号とし、前記ＯＦＤＭベースバンド
信号中の前記プリアンブル信号をその全サンプル期間に
亘って積分し、得られた積分値を前記プリアンブル信号
の全サンプル数で除算し、該除算した値を１サンプル当
りのＤＣオフセット値として、その後に続くＯＦＤＭベ
ースバンド信号のサンプル信号から減算することを特徴
とするＯＦＤＭ受信方法とした。
【００１６】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、前記ＤＣオフセット値を減算した前記ＯＦＤ
Ｍベースバンド信号について、送受信ローカル周波数誤
差の補正を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法とし
た。
において、前記ＤＣオフセット値を減算した前記ＯＦＤ
Ｍベースバンド信号について、送受信ローカル周波数誤
差の補正を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法とし
た。
【００１７】請求項４の発明は、全期間に亘って時間積
分するとゼロとなるよう規定されたプリアンブル信号を
含むＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、該受信部で受信
されたＯＦＤＭ信号を直交復調してＯＦＤＭベースバン
ド信号を得る直交復調部と、該直交復調部で得られたＯ
ＦＤＭベースバンド信号を入力してフーリエ変換しデマ
ッピングするＯＦＤＭ復調部を有するＯＦＤＭ受信装置
において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プリ
アンブル信号を全体に亘り時間積分する積分手段と、該
積分手段で得られた積分値の時間平均値を得る平均化手
段と、該平均化手段で得られた値をＤＣオフセット値と
してその後に続く前記ＯＦＤＭベースバンド信号から減
算する減算手段とを設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受
信装置とした。
分するとゼロとなるよう規定されたプリアンブル信号を
含むＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、該受信部で受信
されたＯＦＤＭ信号を直交復調してＯＦＤＭベースバン
ド信号を得る直交復調部と、該直交復調部で得られたＯ
ＦＤＭベースバンド信号を入力してフーリエ変換しデマ
ッピングするＯＦＤＭ復調部を有するＯＦＤＭ受信装置
において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プリ
アンブル信号を全体に亘り時間積分する積分手段と、該
積分手段で得られた積分値の時間平均値を得る平均化手
段と、該平均化手段で得られた値をＤＣオフセット値と
してその後に続く前記ＯＦＤＭベースバンド信号から減
算する減算手段とを設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受
信装置とした。
【００１８】請求項５の発明は、全期間に亘って時間積
分するとゼロとなるよう規定されたプリアンブル信号を
含むＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、該受信部で受信
されたＯＦＤＭ信号を直交復調してＯＦＤＭベースバン
ド信号を得る直交復調部と、該直交復調部で得られたＯ
ＦＤＭベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段でディジタル化され
たＯＦＤＭベースバンド信号を入力してフーリエ変換し
デマッピングするＯＦＤＭ復調部を有するＯＦＤＭ受信
装置において、前記Ａ／Ｄ変換手段により時系列のサン
プル信号に変換された前記ＯＦＤＭベースバンド信号中
の前記プリアンブル信号をその全サンプル期間に亘って
積分する積分手段と、該積分手段で得られた積分値を前
記全サンプルの数で除算する平均化手段と、該平均化手
段で得られた前記プリアンブル信号の最後の平均結果が
ＤＣオフセット値としてセットされる記憶手段と、該記
憶手段にセットされたＤＣオフセット値をその後に続く
ＯＦＤＭベースバンド信号から減算する減算手段とを具
備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置とした。
分するとゼロとなるよう規定されたプリアンブル信号を
含むＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、該受信部で受信
されたＯＦＤＭ信号を直交復調してＯＦＤＭベースバン
ド信号を得る直交復調部と、該直交復調部で得られたＯ
ＦＤＭベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段でディジタル化され
たＯＦＤＭベースバンド信号を入力してフーリエ変換し
デマッピングするＯＦＤＭ復調部を有するＯＦＤＭ受信
装置において、前記Ａ／Ｄ変換手段により時系列のサン
プル信号に変換された前記ＯＦＤＭベースバンド信号中
の前記プリアンブル信号をその全サンプル期間に亘って
積分する積分手段と、該積分手段で得られた積分値を前
記全サンプルの数で除算する平均化手段と、該平均化手
段で得られた前記プリアンブル信号の最後の平均結果が
ＤＣオフセット値としてセットされる記憶手段と、該記
憶手段にセットされたＤＣオフセット値をその後に続く
ＯＦＤＭベースバンド信号から減算する減算手段とを具
備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置とした。
【００１９】請求項６の発明は、請求項４又は５の発明
において、前記減算手段の後段に、送受信ローカル周波
数誤差を推定しその補償を行う送受信ローカル周波数誤
差補償手段を設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置
とした。
において、前記減算手段の後段に、送受信ローカル周波
数誤差を推定しその補償を行う送受信ローカル周波数誤
差補償手段を設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置
とした。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の１つの実施の形態
のダイレクトコンバージョン方式のＯＦＤＭ受信装置の
ブロック図である。１はアンテナ、２はＯＦＤＭ信号を
選択するバンドパスフィルタ、７は低雑音増幅器、８
Ａ，８Ｂはミキサ、９は直交復調用のローカル発振器、
１０は９０度移相器、１１Ａ，１１Ｂはミキサ８Ａ，８
Ｂでの直交復調で得られたＯＦＤＭベースバンド信号の
Ｉ成分、Ｑ成分から高周波成分を除去するローパスフィ
ルタ、１２Ａ，１２Ｂは低雑音増幅器、１３Ａ，１３Ｂ
はＡ／Ｄ変換器、１４は送受信間のローカル周波数誤差
を推定する周波数誤差推定部、１５Ａ，１５Ｂはその周
波数誤差推定部１４で推定された周波数誤差成分に基づ
きＩ成分、Ｑ成分の周波数補正を行う乗算器、１６は離
散フーリエ変換やデマッピンブを行うＤＳＰ等からなる
ＯＦＤＭ復調部であり、以上は図５で説明した構成と同
じである。
のダイレクトコンバージョン方式のＯＦＤＭ受信装置の
ブロック図である。１はアンテナ、２はＯＦＤＭ信号を
選択するバンドパスフィルタ、７は低雑音増幅器、８
Ａ，８Ｂはミキサ、９は直交復調用のローカル発振器、
１０は９０度移相器、１１Ａ，１１Ｂはミキサ８Ａ，８
Ｂでの直交復調で得られたＯＦＤＭベースバンド信号の
Ｉ成分、Ｑ成分から高周波成分を除去するローパスフィ
ルタ、１２Ａ，１２Ｂは低雑音増幅器、１３Ａ，１３Ｂ
はＡ／Ｄ変換器、１４は送受信間のローカル周波数誤差
を推定する周波数誤差推定部、１５Ａ，１５Ｂはその周
波数誤差推定部１４で推定された周波数誤差成分に基づ
きＩ成分、Ｑ成分の周波数補正を行う乗算器、１６は離
散フーリエ変換やデマッピンブを行うＤＳＰ等からなる
ＯＦＤＭ復調部であり、以上は図５で説明した構成と同
じである。
【００２１】本実施形態では、このような構成に加え
て、ＯＦＤＭベース信号のＩ成分およびＱ成分のＤＣオ
フセットを推定するＤＣオフセット推定部２１、ＤＣオ
フセット処理時間分の遅延時間を得るためのＦＩＦＯ部
２２Ａ，２２Ｂ、得られたＤＣオフセット推定値を遅延
されたＩ成分およびＱ成分から減算する減算器（減算手
段）２３Ａ，２３Ｂ、タイミング同期信号を得るタイミ
ング同期部２４を設けた。なお、これらは、Ａ／Ｄ変換
器１３Ａ，１３Ｂと乗算器１５Ａ，１５Ｂの間に設け
た。
て、ＯＦＤＭベース信号のＩ成分およびＱ成分のＤＣオ
フセットを推定するＤＣオフセット推定部２１、ＤＣオ
フセット処理時間分の遅延時間を得るためのＦＩＦＯ部
２２Ａ，２２Ｂ、得られたＤＣオフセット推定値を遅延
されたＩ成分およびＱ成分から減算する減算器（減算手
段）２３Ａ，２３Ｂ、タイミング同期信号を得るタイミ
ング同期部２４を設けた。なお、これらは、Ａ／Ｄ変換
器１３Ａ，１３Ｂと乗算器１５Ａ，１５Ｂの間に設け
た。
【００２２】図２はＯＦＤＭ信号のフレームフォーマッ
トの一例を示す図である。まず0.8μsのショートプリア
ンブルが１０個（Ｓ０〜Ｓ９）続き、その後に1.6μsの
ガードインターバル（ＧＴ２）が続き、次に3.2μsのロ
ングプリアンブルが２個（Ｌ１，Ｌ２）続き、次に0.8
μsのガードインターバル(ＧＴ)と3.2μsのデータ(Ｄａ
ｔａ）が交互に続く。ロングプリアンブルＬ１，Ｌ２は
時間軸において正負均等な波形となっているので、その
期間を積分すると各々ゼロになる。
トの一例を示す図である。まず0.8μsのショートプリア
ンブルが１０個（Ｓ０〜Ｓ９）続き、その後に1.6μsの
ガードインターバル（ＧＴ２）が続き、次に3.2μsのロ
ングプリアンブルが２個（Ｌ１，Ｌ２）続き、次に0.8
μsのガードインターバル(ＧＴ)と3.2μsのデータ(Ｄａ
ｔａ）が交互に続く。ロングプリアンブルＬ１，Ｌ２は
時間軸において正負均等な波形となっているので、その
期間を積分すると各々ゼロになる。
【００２３】そこで本実施形態では、ショートプリアン
ブルによってその後に続くロングプリアンブルの先頭の
開始時刻を推定し、その開始時刻からＩ成分およびＱ成
分のロングプリアンブルＬ１，Ｌ２をそれぞれ時間積分
し、その各積分結果からＩ成分およびＱ成分についてＤ
Ｃオフセットを推定する。すなわち、積分結果で得られ
る値はＤＣオフセットを２個のロングプリアンブル期間
分だけ時間積分した値であるので、その２個のロングプ
リアンブル期間の時間平均を得ると、１単位時間当りの
ＤＣオフセット値（正又は負）を推定できる。そして、
得られたＩ成分およびＱ成分についての１単位時間当り
のＤＣオフセット値を、その後に続くＩ成分、Ｑ成分そ
れぞれから減算することにより、ＤＣオフセットを補償
する。
ブルによってその後に続くロングプリアンブルの先頭の
開始時刻を推定し、その開始時刻からＩ成分およびＱ成
分のロングプリアンブルＬ１，Ｌ２をそれぞれ時間積分
し、その各積分結果からＩ成分およびＱ成分についてＤ
Ｃオフセットを推定する。すなわち、積分結果で得られ
る値はＤＣオフセットを２個のロングプリアンブル期間
分だけ時間積分した値であるので、その２個のロングプ
リアンブル期間の時間平均を得ると、１単位時間当りの
ＤＣオフセット値（正又は負）を推定できる。そして、
得られたＩ成分およびＱ成分についての１単位時間当り
のＤＣオフセット値を、その後に続くＩ成分、Ｑ成分そ
れぞれから減算することにより、ＤＣオフセットを補償
する。
【００２４】前記したタイミング同期部２３は、連続す
る受信した２個のショートプリアンブルを比較する自己
相関処理により、あるいは予めメモリ（図示せず）に正
規のショートプリアンブルを格納しておいてこれと受信
ショートプリアンブルとを比較する相互相関処理によ
り、同期信号（クロック信号）を生成する。この同期信
号はＤＣオフセット推定部２１や復調部１６の同期信号
として使用される。
る受信した２個のショートプリアンブルを比較する自己
相関処理により、あるいは予めメモリ（図示せず）に正
規のショートプリアンブルを格納しておいてこれと受信
ショートプリアンブルとを比較する相互相関処理によ
り、同期信号（クロック信号）を生成する。この同期信
号はＤＣオフセット推定部２１や復調部１６の同期信号
として使用される。
【００２５】図３は前記したＤＣオフセット推定部２１
の内部構成を示すブロック図である。２１１Ａ，２１１
Ｂはロングプリアンブル期間を積分する１２８ポイント
積分器（積分手段）、２１２Ａ，２１２Ｂはそれらの積
分結果を１２８で除算する１／１２８除算器（平均化手
段）、２１３Ａ，２１３Ｂは得られたＤＣオフセット値
を格納するレジスタ（記憶手段）である。
の内部構成を示すブロック図である。２１１Ａ，２１１
Ｂはロングプリアンブル期間を積分する１２８ポイント
積分器（積分手段）、２１２Ａ，２１２Ｂはそれらの積
分結果を１２８で除算する１／１２８除算器（平均化手
段）、２１３Ａ，２１３Ｂは得られたＤＣオフセット値
を格納するレジスタ（記憶手段）である。
【００２６】ロングプリアンブルＬ１，Ｌ２はＡ／Ｄ変
換器１３Ａ，１３Ｂによって各々６４サンプルデータと
してディジタル化されるので、１２８ポイント積分器２
１１Ａ，２１１Ｂで連続して１２８サンプル分を積分す
ると、その両ロングプリアンブルＬ１，Ｌ２の全期間に
わたるＩ成分、Ｑ成分の積分結果が得られる。１２８ポ
イント積分器２１１Ａ，２１１Ｂでの積分結果は１／１
２８除算器２１２Ａ，２１２Ｂで常時１／１２８の割算
が行われる。したがって、２番目のロングプリアンブル
Ｌ２の終了時点での１／１２８除算器２１２Ａ，２１２
Ｂの除算結果が、当該フレームでの１サンプル当りのＩ
成分、Ｑ成分のＤＣオフセット値を表すものと推定でき
る。
換器１３Ａ，１３Ｂによって各々６４サンプルデータと
してディジタル化されるので、１２８ポイント積分器２
１１Ａ，２１１Ｂで連続して１２８サンプル分を積分す
ると、その両ロングプリアンブルＬ１，Ｌ２の全期間に
わたるＩ成分、Ｑ成分の積分結果が得られる。１２８ポ
イント積分器２１１Ａ，２１１Ｂでの積分結果は１／１
２８除算器２１２Ａ，２１２Ｂで常時１／１２８の割算
が行われる。したがって、２番目のロングプリアンブル
Ｌ２の終了時点での１／１２８除算器２１２Ａ，２１２
Ｂの除算結果が、当該フレームでの１サンプル当りのＩ
成分、Ｑ成分のＤＣオフセット値を表すものと推定でき
る。
【００２７】よって、タイミング同期部２４で得られた
同期信号により、ロングプリアンブルＬ２の終了時点の
次（次のガードインターバルＧＴのスタート）のタイミ
ングで、前記ＤＣオフセット推定結果をレジスタ２１３
Ａ，２１３Ｂに格納し、このＤＣオフセット値を、当該
フレームのその後に続くＩ成分、Ｑ成分の信号から加算
器２３Ａ，２３Ｂで減算すれば、当該フレームでのＤＣ
オフセットを補償することができる。
同期信号により、ロングプリアンブルＬ２の終了時点の
次（次のガードインターバルＧＴのスタート）のタイミ
ングで、前記ＤＣオフセット推定結果をレジスタ２１３
Ａ，２１３Ｂに格納し、このＤＣオフセット値を、当該
フレームのその後に続くＩ成分、Ｑ成分の信号から加算
器２３Ａ，２３Ｂで減算すれば、当該フレームでのＤＣ
オフセットを補償することができる。
【００２８】以上のように本実施形態では、フレーム毎
にＤＣオフセットを推定し、当該のフレームのＯＦＤＭ
ベースバンド信号のＤＣオフセットを補償する。このと
き、このＤＣオフセット補償は、送受信ローカル周波数
誤差を推定し補償する処理部分よりも上流部分で行うの
で、その周波数誤差推定補償はＤＣオフセット補償済み
のＯＦＤＭベースバンド信号について行うことになり、
その周波数誤差推定補償処理がＤＣオフセットの影響を
受けることを防止できる。
にＤＣオフセットを推定し、当該のフレームのＯＦＤＭ
ベースバンド信号のＤＣオフセットを補償する。このと
き、このＤＣオフセット補償は、送受信ローカル周波数
誤差を推定し補償する処理部分よりも上流部分で行うの
で、その周波数誤差推定補償はＤＣオフセット補償済み
のＯＦＤＭベースバンド信号について行うことになり、
その周波数誤差推定補償処理がＤＣオフセットの影響を
受けることを防止できる。
【００２９】なお、上記実施形態ではロングプリアンブ
ルＬ１，Ｌ２の両方に跨って時間積分してＤＣオフセッ
ト推定を行ったが、１個のロングプリアンブルのみを使
用してＤＣオフセット推定を行っても良い。また、本実
施形態のＤＣオフセット補償は特にダイレクトコンバー
ジョン方式のＯＦＤＭ受信装置に適用すると大きな効果
を発揮するが、その他のＯＦＤＭ受信装置に適用するこ
とを妨げるものではない。
ルＬ１，Ｌ２の両方に跨って時間積分してＤＣオフセッ
ト推定を行ったが、１個のロングプリアンブルのみを使
用してＤＣオフセット推定を行っても良い。また、本実
施形態のＤＣオフセット補償は特にダイレクトコンバー
ジョン方式のＯＦＤＭ受信装置に適用すると大きな効果
を発揮するが、その他のＯＦＤＭ受信装置に適用するこ
とを妨げるものではない。
【００３０】
【発明の効果】以上から本発明によれば、ＤＣオフセッ
トを補償することができ、特にダイレクトコンバージョ
ン方式のＯＦＤＭ受信装置に好適である。
トを補償することができ、特にダイレクトコンバージョ
ン方式のＯＦＤＭ受信装置に好適である。
【図１】 本発明の実施形態のＯＦＤＭ受信装置のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ信号のフレームフォーマットの説明
図である。
図である。
【図３】 ＤＣオフセット推定部の詳細な回路図であ
る。
る。
【図４】 従来の一般的なＯＦＤＭ受信装置のブロック
図である。
図である。
【図５】 従来のダイレクトコンバージョン方式のＯＦ
ＤＭ受信装置のブロック図である。
ＤＭ受信装置のブロック図である。
【図６】 直交復調部の１つのミキサ部の回路図であ
る。
る。
【図７】 ＤＣオフセットの説明図である。
１：アンテナ、２：バンドパスフィルタ、３：低雑音増
幅器、４：ミキサ、５：ローカル発振器、６：バンドパ
スフィルタ、７：増幅器、８Ａ，８Ｂ：ミキサ、９：ロ
ーカル発振器、１０：９０度移相器、１１Ａ，１１Ｂ：
ローパスフィルタ、１２Ａ，１２Ｂ：増幅器、１３Ａ，
１３Ｂ：Ａ／Ｄ変換器、１４：周波数誤差推定部、１５
Ａ，１５Ｂ：乗算器、１６：ＯＦＤＭ復調部 ２１：ＤＣオフセット推定部、２２Ａ，２２Ｂ：ＦＩＦ
Ｏ部、２３Ａ，２３Ｂ：加算器（減算手段） ２１１Ａ，２１１Ｂ：１２８ポイント積分器（積分手
段）、２１２Ａ，１２１Ｂ：１／１２８除算器（平均化
手段）、２１３Ａ，２１３Ｂ：レジスタ（記憶手段）
幅器、４：ミキサ、５：ローカル発振器、６：バンドパ
スフィルタ、７：増幅器、８Ａ，８Ｂ：ミキサ、９：ロ
ーカル発振器、１０：９０度移相器、１１Ａ，１１Ｂ：
ローパスフィルタ、１２Ａ，１２Ｂ：増幅器、１３Ａ，
１３Ｂ：Ａ／Ｄ変換器、１４：周波数誤差推定部、１５
Ａ，１５Ｂ：乗算器、１６：ＯＦＤＭ復調部 ２１：ＤＣオフセット推定部、２２Ａ，２２Ｂ：ＦＩＦ
Ｏ部、２３Ａ，２３Ｂ：加算器（減算手段） ２１１Ａ，２１１Ｂ：１２８ポイント積分器（積分手
段）、２１２Ａ，１２１Ｂ：１／１２８除算器（平均化
手段）、２１３Ａ，２１３Ｂ：レジスタ（記憶手段）
Claims (6)
- 【請求項１】全期間に亘って時間積分するとゼロとなる
よう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤＭ信号を
受信し直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号を得、該
ＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換しデマッピン
グすることによりＯＦＤＭ復調を行うＯＦＤＭ受信方法
において、 前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プリアンブル信
号を全体に亘り時間積分し、該積分値から時間平均値を
得てこれをＤＣオフセット値とし、該ＤＣオフセット値
をその後に続く前記ＯＦＤＭベースバンド信号から減算
することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。 - 【請求項２】請求項１において、 前記ＯＦＤＭベースバンド信号をＡ／Ｄ変換により時系
列のサンプル信号とし、前記ＯＦＤＭベースバンド信号
中の前記プリアンブル信号をその全サンプル期間に亘っ
て積分し、得られた積分値を前記プリアンブル信号の全
サンプル数で除算し、該除算した値を１サンプル当りの
ＤＣオフセット値として、その後に続くＯＦＤＭベース
バンド信号のサンプル信号から減算することを特徴とす
るＯＦＤＭ受信方法。 - 【請求項３】請求項１又は２において、 前記ＤＣオフセット値を減算した前記ＯＦＤＭベースバ
ンド信号について、送受信ローカル周波数誤差の補正を
行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。 - 【請求項４】全期間に亘って時間積分するとゼロとなる
よう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤＭ信号を
受信する受信部と、該受信部で受信されたＯＦＤＭ信号
を直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号を得る直交復
調部と、該直交復調部で得られたＯＦＤＭベースバンド
信号を入力してフーリエ変換しデマッピングするＯＦＤ
Ｍ復調部を有するＯＦＤＭ受信装置において、 前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プリアンブル信
号を全体に亘り時間積分する積分手段と、該積分手段で
得られた積分値の時間平均値を得る平均化手段と、該平
均化手段で得られた値をＤＣオフセット値としてその後
に続く前記ＯＦＤＭベースバンド信号から減算する減算
手段とを設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項５】全期間に亘って時間積分するとゼロとなる
よう規定されたプリアンブル信号を含むＯＦＤＭ信号を
受信する受信部と、該受信部で受信されたＯＦＤＭ信号
を直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号を得る直交復
調部と、該直交復調部で得られたＯＦＤＭベースバンド
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、該
Ａ／Ｄ変換手段でディジタル化されたＯＦＤＭベースバ
ンド信号を入力してフーリエ変換しデマッピングするＯ
ＦＤＭ復調部を有するＯＦＤＭ受信装置において、 前記Ａ／Ｄ変換手段により時系列のサンプル信号に変換
された前記ＯＦＤＭベースバンド信号中の前記プリアン
ブル信号をその全サンプル期間に亘って積分する積分手
段と、該積分手段で得られた積分値を前記全サンプルの
数で除算する平均化手段と、該平均化手段で得られた前
記プリアンブル信号の最後の平均結果がＤＣオフセット
値としてセットされる記憶手段と、該記憶手段にセット
されたＤＣオフセット値をその後に続くＯＦＤＭベース
バンド信号から減算する減算手段とを具備することを特
徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項６】請求項４又は５において、 前記減算手段の後段に、送受信ローカル周波数誤差を推
定しその補償を行う送受信ローカル周波数誤差補償手段
を設けたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001220075A JP2003032216A (ja) | 2001-07-19 | 2001-07-19 | Ｏｆｄｍ受信方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001220075A JP2003032216A (ja) | 2001-07-19 | 2001-07-19 | Ｏｆｄｍ受信方法および装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003032216A true JP2003032216A (ja) | 2003-01-31 |
Family
ID=19053956
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001220075A Pending JP2003032216A (ja) | 2001-07-19 | 2001-07-19 | Ｏｆｄｍ受信方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003032216A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007088983A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ方式の受信回路および通信機器、放送受信機 |
| US7302022B2 (en) | 2003-04-10 | 2007-11-27 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Automatic gain control device and method in orthogonal frequency division multiplexing system with DC offset compensation function, and recording medium storing program containing the method |
| JP2008236704A (ja) * | 2006-05-16 | 2008-10-02 | Sony Corp | 無線通信装置 |
| WO2009060874A1 (ja) * | 2007-11-05 | 2009-05-14 | Osaka Prefecture University Public Corporation | Ｃｆｏ、ｄｃｏのひずみ量推定方法およびこれを用いた受信信号補正方法、受信装置 |
| US7920660B2 (en) | 2003-05-26 | 2011-04-05 | Infineon Technologies Wireless Solutions Sweden Ab | Method and arrangement for removing DC offset from data symbols |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001060933A (ja) * | 1999-08-19 | 2001-03-06 | Sony Corp | 直流成分除去回路及びそれを用いたｏｆｄｍ受信装置 |
-
2001
- 2001-07-19 JP JP2001220075A patent/JP2003032216A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001060933A (ja) * | 1999-08-19 | 2001-03-06 | Sony Corp | 直流成分除去回路及びそれを用いたｏｆｄｍ受信装置 |
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| WO2009060874A1 (ja) * | 2007-11-05 | 2009-05-14 | Osaka Prefecture University Public Corporation | Ｃｆｏ、ｄｃｏのひずみ量推定方法およびこれを用いた受信信号補正方法、受信装置 |
| US8180004B2 (en) | 2007-11-05 | 2012-05-15 | Osaka Prefecture University Public Corporation | Method for estimating amount of distortion in CFO and DCO, method for compensating received signals using the same, and receiver |
| JP5342449B2 (ja) * | 2007-11-05 | 2013-11-13 | 公立大学法人大阪府立大学 | Ｃｆｏ、ｄｃｏのひずみ量推定方法およびこれを用いた受信信号補正方法、受信装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080530 |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110426 |