CN1197316C - 用于正交调制数字通信系统的盲载波偏移检测 - Google Patents

Abstract

一种使用正交调制来估算发生在载波和本机振荡频率之间的频率偏移的系统和方法。本发明采用正交调制构像的几何图形并且不需数据估算就能估算在一个预定的载波偏移值内的实际偏移。

Description

用于正交调制数字通信系统的盲载波偏移检测

发明背景

发明领域

一般而言，本发明涉及使用正交调制技术的数字通信系统。更具体地说，本发明涉及一种在这样的系统中用于载波频率偏移的盲检测的系统和方法。

背景技术

一个数字通信系统通常以调制技术而使用连续频率载波传送信息或数据，该调制技术改变它的振幅、频率或相位。调制后，通过一个通信媒介传送信号。通信媒介可以是引导型的或非引导型的，包括铜、光导纤维或大气，并且通常被称为通信信道。

被传送的信息以比特流的形式输入，比特流映射到定义调制模式的一个预定构像(constellation)中。将每一个比特映射成符号称为调制。

在一个符号持续时间里，每一个被传送的符号代表一个独特的波形。符号率或仅仅是系统率就是符号通过通信信道传送的速率。一个现有技术数字通信系统如图1所示。尽管如图1所示的通信系统显示了一单个通信链接，但是所属技术领域的技术人员认识到大多数多路访问协议存在。诸如频分多址联接方式，时分多址联接方式，载波检测多重存取和码分多址联接方式的协议和许多其他协议允许不止一个用户进入同一个通信信道。可以将这些技术混合在一起，生成混合网路的不同种诸如时分双工(TDD)的多重存取模式。这类被选择的存取协议独立于调制类型。

调制技术的一个系列称为正交调制并且基于相互正交的两个截然不同的波形。如果同时传送两个波形并且互不干扰，它们就是正交的。通常用于正交调制的两个波形是同一频率的正弦或余弦波形。波形定义为：

            s₁(t)＝Acos(2πf_ct)        公式1

            s₂(t)＝Asin(2πf_ct)        公式2

在这里fc是调制信号的载波频率，A是应用于两个信号的振幅。A值和本系统的操作不相干，所以在下面讨论中省略不计。在调制字母表里的每一个符号都是由两个基本波形推导出的线性组合，并且满足形式a₁cos(2πf_ct)+a₂sin(2πf_ct)，在此式中，a₁和a₂是实数。这些符号可以代表为复数：a₁+ja₂，在这里j定义为 $j=\sqrt{-1}$

公式1和公式2的波形是最为普通的，因为所有的通带传送系统，无论是模拟的还是数字的，调制带有原始基带数据信号的两个波形。正交调制模式包括不同的脉冲调幅(PAM)模式，在这里仅使用两个基本波形其中一种)，正交调幅(QAM)模式，相位偏移电信(PSK)调制模式和其它种类的调制模式。

现有技术正交调制器如图2所示。调制器将输入数据映射为一组数字{a₁，a₂}，其属于由调制字母表定义的一个集合。a₁代表第一个波形的缩放(定标)，a₂代表第二个波形的缩放(定标)。正交波形调制每一个缩放(如放大)。每个调制器在载波频率处接收两个信号输入并且形成一个输出信号。

现有技术正交解调器如图3所示。解调器在载波频率「f_c」f_LO生成正弦波和余弦波。忽视信道效应，接受的信号可表示为：

    r(t)＝a₁(t)cos(2πf_ct+φ₀)+a₂(t)sin(2πf_ct+φ₀)    公式3

在这里，a₁(t)代表由公式1定义的在波形s₁(t)上解调的多重调幅。a₁(t)代表由公式2定义的在波形s₂(t)上解调的多重调幅。φ₀是在传送过程中发生的任意相位偏移。

余弦和正弦解调信号成分可定义为：

$r_c\left(t\right)=r\left(t\right)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{LO}}t\right)$

$=\frac{1}{2}{a}_1\cos ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{1}{2}{a}_2\sin ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$

$+\frac{1}{2}{a}_1\cos ((f_c+f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{1}{2}{a}_2\sin ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$ 公式4

$r_s\left(t\right)=r\left(t\right)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{LO}}t\right)$

$=\frac{1}{2}{a}_2\cos ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)-\frac{1}{2}{a}_1\sin ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$

$-\frac{1}{2}{a}_2\cos ((f_c+f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{1}{2}{a}_1\sin ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$ 公式5

载波频率成分f_c+f_LO被低通滤波器所抑制。过滤后的信号为：

$y_c\left(t\right)=\frac{1}{2}{a}_1\cos ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)+\frac{1}{2}{a}_2\sin ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$ 公式6

及

$y_s\left(t\right)=\frac{1}{2}{a}_2\cos ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)-\frac{1}{2}{a}_1\sin ((f_c-f_{\mathrm{LO}})t+{\mathrm{\φ}}_0)$ 公式7

如果公式6和公式7中的本机振荡频率与载波频率相等，即f_LO＝f_c相位偏移等于零，φ₀＝0，式6和7的右半边各自变为

和 因此，要实现精确的解调，本机振荡器的频率和相位必须与载波波形的频率和相位相一致。但是，发生在传送过程中的信号干扰以及发生在发射器的本机振荡器和接收器之间的频率定位误差清楚地表明了载波与称之为载波偏移的本机振荡频率之间的差值。同样会产生载波与本机振荡频率之间相位的差值。但是，如果校正了频率上的的差值，则易于校正相位上的差值。相位校正不在本发明发布的内容之内。

载波频率偏移可定义为：

            Δf＝f_c-f_LO                            公式8

为使每个参数同步化，需要估计频率和相位偏移。在现有技术的接收器中，处理完一组重要的数据之后，进行频率偏移估计。如果不首先校正偏移，下游信号处理的质量将会受到影响。

由Cowley等所著的“在移动卫星调制解调器中的频率偏移估计(Estimation of Frequency Offset in Mobile Satellite Modems)”揭示了一种在移动卫星应用中决定频率偏移的电路。该频率偏移估计使用了低通滤波器、M阶乘方块、平方快速傅里叶变换块和峰值检测块。

由Ahmed所著的“一种对应于航海探测过滤MPSK的航向频率探测的方法(A method for Course Frequency Acquisition for NyquistFiltered MPSK)”揭示了一种用于移动卫星通信的频率偏移估计器，该估计器使用了低通滤波器、抽选器、快速傅里叶变换块和检测算法。

由Franks所著的“在数据通信中载波与比特同步化——指导综述(Carrier and Bit Synchronization in Data Communication-A tutorialReview)”揭示了载波相位复原电路，该载波相位复原电路基于最大似然估计理论而利用基本统计特性和定时复原。

在处理任何数据信号之前，所需的是一种检测和估计载波频率偏移的系统和方法。

发明内容

本发明提供一种估计发生在使用正交调制的通信系统中的载波和本机振荡频率之间的频率偏移的系统和方法。本发明采用正交调制星座图的几何图形并且不需数据估算就能在一个预定的载波偏移值内估算实际偏移。

因此，本发明的目标之一是，提供一种用于盲目地估计载波频率偏移的并不复杂的系统和方法。

本发明的另一目标是，不管访问协议，在使用正交调制的通信系统中，盲目地估计载波偏移。

在阅读完本发明的较佳实例的详细说明后，所属技术领域的技术人员对本发明系统和方法的其他目标及优点将更加清楚明了。

附图简要说明

图1为一个现有技术的数字通信系统的一个简化系统框图。

图2为一个如图1所示的现有技术正交发射器的系统框图。

图3为一个如图1所示的现有技术正交接收器的系统框图。

图4为一个本发明中的盲载波偏移估计量的系统框图。

图5为一个本发明中的盲数字载波偏移估计量的详细系统框图。

本发明具体实施方式

实例通过图示予以说明，图中的数字代表实例的不同部分。

图4所示为本发明中一个模拟或数字盲载波检测器33。从一个通信信道(没有图示)中接收一个正交调制信号r(t)并且被输入19到一个接收器17中。所属技术领域的技术人员认识到，在检测器输入19以转换用于传送媒介中的能源成兼容的信号之前，附加转换装置可以存在，该附加转换装置不在本发明公布的范围内。接收信号r(t)与一个余弦混频器21_c和一个正弦混频器21_s相耦合。每个混频器21_c、21_s都有第一个与接收信号r(t)相耦合的输入21_c、21_s，以及与本机振荡器LO的输出端相耦合的第二输入21_c、21_s。对本机振荡器LO进行编程，使其在接收信号r(t)的载波频率f_c处(公式4和5)生成余弦和正弦波。

来自每个混频器21_c、21_s的载波频率解调输出r_c(t)，r_s(t)被输入到各自的低通滤波器29_c、29_s中，该低通滤波器消除高频噪音成分，该高频噪音成分在传送过程中通过传送媒介和混频器频率之和f_c+f_LO(公式6和7)而施加在接收信号r(t)上。正如现有技术的解调器一样，低通滤波器29_c、29_s的响应特征可以是和Δf_max一样窄的宽带，Δf_max为最大允许载波偏移。来自每个低通滤波器29_c、29_s的输出y_s(t)、y_s(t)与一个载波偏移估计器33的输入31_c、31_s相耦合。

在使用一个与复数傅里叶变换处理器39相连同的复乘方处理器37进行数据信号处理之前，载波偏移估计量33产生一个载波偏移35的估计。正交信号y_s(t)、y_s(t)中滤过的载波频率解调余弦和正弦成分与复乘方处理器37相耦合，该复数乘方处理器37以x^y的形式进行每个正交成分的中间乘方计算，在这里乘方y包括4的整数倍，即y＝4，8，12，16…。在较佳实施例中，乘方y为4。

可实施复数乘方处理器37，以将输入的复数信号的乘方阶数提高到4的任何正整数倍。在现有技术中我们已知载波偏移检测系统，该系统使用一个带有2或2的正整数倍乘方的复数乘方处理器。但是，这些现有技术系统在正交调制的数字通信系统中并不奏效。在一个正交调制的数字通信系统解调器中适当地检测一个载波偏移，必须要有4或4的整数倍的复数乘方。

复数乘方处理器37将低通滤波器输出y_c(t)和y_s(t)组合成一个简单复值信号y(t)，其定义为：

                y(t)＝y_c(t)+jy_s(t)                             公式9

在式中，j定义为 $j=\sqrt{-1}.$ 复数乘方处理器37生成两个乘方输出信号

                q_c(t)＝Re{(y(t))⁴}                             公式10

和

                q_s(t)＝Im{(y(t))⁴}                             公式11

在式中，Re{x}表示一个复数x的实数部分，Im{x}表示复数x的虚数部分。复乘方处理器37从每个接收的符号中移去调制成分而留下载波频率。实数q_c(t)和虚数q_s(t)信号成分是输出，并且耦和到复数傅里叶变换处理器39。

复数傅里叶变换处理器39将实数q_c(t)和虚数q_s(t)信号成分当成一个简单的复数输入信号q(t)＝q_c(t)+jq_s(t)。处理器观测q(t)一特定时间T_w，并且经过这一时间计算出被观测信号q(t)的一个复数傅里叶变换。

傅里叶处理器39从观测时间T_w中执行乘方处理信号的傅里叶变换，并且在时间T_w内输出一个频率，在该频率中变换调幅被测量为最大值Δf_max。输出35代表Δf的精确估计，并且由于变换输入信号是复数而加有符号。该符号识别本机振荡器LO频率是大于还是小于载波频率。

本发明53的一个详细的、低复杂性的数字实施方案如图5所示。低通滤波器29_c、29_s的输出信号y_c(t)、y_s(t)以取样速度f_s进行取样，以此产生离散时间信号y_c[n]、y_s[n]。为确保检测所有达到Δf_max的可能的载波频率偏移，必须满足2Δf_max＜f_s。低通滤波器29_c、29_s的带通必需宽于Δf_max，以此避免抑制含有载波偏移信息的信号。

取样信号y_c[n]、y_s[n]是一个复数乘方处理器57的输入51_c、51_s，并且这两个取样信号合并成一单个复数信号y[n]，在这里y[n]＝y_c[n]+jy_s[n]，乘方处理器57产生复数输出，其定义为(q[n])＝(y[n]⁴)。输出(q[n])与一个缓冲器59相耦合，以累计来自复乘方处理器57的N个输出。

复数N的累计块与数字傅里叶变换(DFT)处理器61相耦合，数字傅里叶变换处理器61从时域到频域对N个复数进行转换。傅里叶变换处理器61输出N个与输入N相对应的N个复数。每个数字与频幅-f_s/2到(+f_s/2-f_s/N)中一个特定的频率相联系。每一频率距离邻近频率f_s/N。将由数字傅里叶变换61输出的频域值组合并相互比较。最大值代表载波频率偏移Δf的最佳估计。

图5所示的实例能够估计所有小于f_s/2的载波频率偏移。这是从上面规定的限制2Δf_max＜f_s中得出的。因为在数字傅里叶变换61的输出端频率被量化成具有间距f_s/N的一个栅极，所以将载波偏移解析到频率不稳定范围±f_s/2N内。由于频率之间间隔f_s/N，所以发明53提供了在选择值的

范围内的精确值。因此，用于傅里叶处理器61变换而累计的样值N的数量决定了载波偏移估计Δf的解析度。使用演算法中快速傅里叶变换系列可以实现用于本发明53中的DFT61的有效实施。

可以从物理上取得作为数字硬件或软体存在的本发明33和53。在以快于f_s的取样速率操作的数字硬件或软体中可以实现如图5所示的低通滤波器。在一些通信系统中，例如那些使用CDMA协议的系统，可以用累加器和综合转储的处理过程代替低通滤波器和采样器f_s。

尽管本发明是作为较佳实例来说明的，但是所属技术领域中的技术人员也清楚下述权利要求书中概述的本发明范围中的其他变化。

Claims (12)

1.一种在接收器(17)中使用的检测器(33)，接收器(17)估计接收正交解调通信信号(r(t))载波频率(f_c)和用于解调的本机振荡器(LO)频率之间的差值(Δf)，检测器(33)的特征为：

用于接收所述正交解调通信信号(r(t))的正弦(y_s(t))和余弦(y_c(t))成分的复数乘方处理器(37)，其通过对于每一个所述的余弦(y_c(t))和正弦(y_s(t))成分达成是4的整数倍的乘方(^y)而产生实数(Re{y(t)^y})和虚数(Im{y(t)^y})的乘方信号成分，该乘方信号成分与一个复数傅里叶变换(39)相耦合；

该复数傅里叶变换(39)在一个预定的时间阶段内对该乘方信号成分执行复数傅里叶变换，输出在该预定时间阶段内观测到的含有多个频率的频率变换；

该多个频率含有一个与所述的载波(f_c)和本机振荡器频率(LO)之间的差值(Δf)相对应的最大频率。

2.根据权利要求1的检测器(33)，其中该复数傅里叶变换(39)最大频率的进一步特征在于一个符号(±)，该符号(±)指示所述差值频率(Δf)是大于还是小于所述本机振荡(LO)频率。

3.一种估计接收(17)正交解调通信信号(r(t))载波频率(f_c)和用于解调的本机振荡器(LO)频率之间的差值(Δf)的方法(33)，该方法的特征在于以下步骤：

a)对接收正交解调通信信号(r(t))的正弦(y_s(t))和余弦(y_c(t))成分执行复数乘方计算，通过对于每一个所述的余弦(y_c(t))和正弦(y_s(t))成分达成是4的整数倍的乘方(^y)而产生实数(Re{y(t)^y})和虚数(Im{y(t)^y})的乘方信号成分；

b)将该实数(Re{y(t)^y})和虚数(Im{y(t)^y})乘方信号成分变换成代表多个频率的傅里叶频率域值；

c)从该多个频率中选择一个最大频率；

d)输出该选择的频率作为差值频率(Δf)。

4.根据权利要求3的方法(33)，其中步骤d)的进一步特征在于将符号(±)分配给该最大频率的步骤，该符号(±)指示偏移频率(Δf)是大于还是小于所述本机振荡(LO)频率。

5.一种在接收器(17)中使用的检测器(53)，接收器(17)估计接收正交解调通信信号(r(t))载波频率(f_c)和用于解调的本机振荡器(LO)频率之间的差值(Δf)，检测器(53)的特征为：

将接收正交解调通信信号(r(t))成分(y_s(t))、(y_c(t))抽样到离散时间(y_c[n])、(y_s[n])信号成分的取样器(f_s)，该离散时间(y_c[n])、(y_s[n])信号成分与一个复数乘方处理器(57)相耦合；

该复数乘方处理器(57)对该离散时间(y_c[n]、y_s[n])信号成分执行复数乘方计算，通过对于每一个所述的余弦(y_c(t))和正弦(y_s(t))成分达成是4的整数倍的乘方(^y)而产生实数(Re{y(t)^y})和虚数(Im{y(t)^y}乘方信号成分，该乘方信号成分是对缓冲器(59)的输出(q[n])；

该缓冲器(59)在一个预定时间阶段内累计多个(N)复数乘方处理器(57)输出(q[n])作为数据块(T_w)，该数据块(T_w)是对复数傅里叶处理器(61)的输出；

该复数傅里叶处理器(61)对该数据块(T_w)执行复数傅里叶变换，在该预定时间内输出含有多个受观测频率(-f_s/2到(+f_s/2-f_s/N))的频率变换，该输出(-f_s/2到(+f_s/2-f_s/N))与一个选择器相耦合；

该选择器(63)从该多个频率中挑选一个与所述的载波(f_c)和本机振荡(LO)频率之间差值(Δf)相对应的最大频率。

6.根据权利要求5的检测器(53)，其中该取样器(f_s)的进一步特征在于，在一个预定的(2Δf_max＜f_s)频率上取样接收到的所述正交解调连续时间信号(y_c(t)、y_s(t))成分。

7.根据权利要求6的检测器(53)，其中该复数傅里叶变换(39)最大频率的进一步特征在于符号(±)，该符号(±)指示差值频率(Δf)是大于还是小于所述本机振荡(LO)频率。

8.根据权利要求5的检测器(53)，其中该复数傅里叶变换(39)的进一步特征在于快速傅里叶变换。

9.一种估计接收正交解调通信信号(r(t))载波频率(f_c)和用于解调的本机振荡器(LO)频率之间的差值(Δf)的方法(53)，该方法(53)的特征在于以下步骤：

a)将接收(r(t))正交解调通信信号(r(t))成分(y_s(t))、(y_c(t))抽样(f_s)到离散时间(y_c[n])、(y_s[n])信号成分；

b)对该离散时间(y_c[n])、(y_s[n])信号成分执行复数乘方计算(57)，通过对于每一个所述的余弦(y_c(t))和正弦(y_s(t))成分达成是4的整数倍的乘方(^y)，该离散时间(y_c[n])、(y_s[n])信号成分包括所述的余弦(y_c[n])和正弦(y_s[n])成分；

c)在作为一个数据块(T_w)的预定时间内，将对应于多个(N)复数乘方处理器(57)输出的该复数乘方计算「输出((y[n])^y)」的输出((y[n])^y)加以缓冲(59)；

d)将该数据块(T_w)变换(61)成代表多个频率(-f_s/2到(+f_s/2-f_s/N))的傅里叶频率域值；

e)从该多个频率(-f_s/2到(+f_s/2-f_s/N))中选择(63)最大频率：

f)输出该选择频率作为差值频率(Δf)。

10.根据权利要求9的方法(53)，其中步骤a)进一步特征在于以下步骤：在预定频率(2Δf_max＜f_s)上取样接收到的所述正交解调连续时间(y_c(t))、(y_s(t))信号成分。

11.根据权利要求9的方法(53)，其中步骤d)进一步特征在于将符号(±)分配给该最大频率的步骤，该符号(±)指示偏移频率(Δf)是大于还是小于所述本机振荡(LO)频率。

12.根据权利要求9的方法(53)，其中步骤d)进一步特征在于快速傅里叶变换。

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