CN116094890B - 一种基于一体化信号的通信信号传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于一体化信号的通信信号传输方法，利用OFDM的子载波正交性和BOC的频谱特性，通过功率控制将OFDM信号与BOC信号结合，构造共享相同频谱的OFDM+BOC复合信号，由于复合信号共享相同频谱，因此，本发明能够借助BOC信号跟踪的高精度频率偏移对OFDM信号进行载波多普勒补偿。本发明提供的方法综合了BOC调制和OFDM调制的优势，一定程度上提升了频带利用率和数据传输速率；此外，利用BOC调制系统通过跟踪算法得到的高精度多普勒频率偏移辅助OFDM系统解调，降低多普勒对OFDM信号的影响，提高通信性能。

Description

一种基于一体化信号的通信信号传输方法

技术领域

本发明涉及信号传输，特别是涉及一种基于一体化信号的通信信号传输方法。

背景技术

目前，测控通信一体化方法的研究主要有以下几种：采用幅度和相位调制结合测控信号和通信信号；采用非平衡四相相移键控的I、Q支路信道分别传输测控信号和通信信号；采用多路复用调制。以上方法虽然能够传输测控信号和通信信号，但其仍有一部分缺点：数据传输速率低、频带利用率低。不仅如此，在愈加复杂的通信环境中，飞行器除了要面对敌人的干扰信号，本身的移动速度过快也可能会造成干扰，这使得接收信号往往会有较大的多普勒频率偏移，对通信信号的误码率造成极大影响。因此，提高信号的抗干扰能力、提高数据传输速率和频带利用率是我们迫切需要解决的问题。

为了提高测控通信一体化系统的抗干扰能力，往往采取扩频调制的方式拓宽带宽换取信噪比的提升，从而提高抗干扰能力。但其仍有一些缺点：带宽大且频带资源紧缺。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于一体化信号的通信信号传输方法，实现了测控信息和通信信息的一体化，并基于测控信息调制得到的BOC信号，进行码相位偏移和多普勒频率偏移的估计，基于估计结果进行OFDM解调，具有良好抗干扰能力，提高了通信性能。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种基于一体化信号的通信信号传输方法，包括以下步骤：

S1.发射机根据测控信息和通信数据，生成基带BOC信号S_BOC(t)和串行通信数据S_k；

S2.分别对基带BOC信号S_BOC(t)与串行通信数据S_k执行串并变换，得到并行BOC信号和并行通信数据，并进行预处理；

S3.将步骤S2得到的信号进行结合后，对结合后的信号执行逆快速傅里叶变换；最后，对其进行并串变换得到串行数据，并将串行数据进行载波调制得到发射信号S_{OFDM_BOC}，然后将发射信号进行发射；

S4.接收机在接收信号时，采用捕获算法粗略估计接收信号的码相位偏移和多普勒频率偏移；

S5.基于粗略估计的码相位偏移和多普勒频率偏移，采用跟踪算法对接收信号的码相位偏移和多普勒频率偏移进行高精度估计；

S6.利用步骤S5得到的高精度多普勒频率偏移辅助OFDM系统解调，实现通信号恢复。

本发明的有益效果是：

本发明利用OFDM的子载波正交性和BOC调制的频谱特性，通过功率控制结合OFDM信号和BOC信号，构造OFDM+BOC复合信号，并综合BOC调制和OFDM调制的优势，频带利用率以及数据传输速率在一定程度上有提升；利用BOC调制通过跟踪算法得到的高精度多普勒频率偏移辅助OFDM系统解调，降低多普勒对OFDM信号的影响，提高通信性能。

附图说明

图1为本发明的发射与接收流程图；

图2为本发明的复合信号发射流程图；

图3为BOC信号并行码相位捕获算法流程图；

图4为BOC信号三环跟踪算法的流程图；

图5为OFDM系统解调的流程图；

图6为梳状类型导频示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

BOC信号在扩频调制的基础上调制方波副载波，使信号的功率谱向中心频点两侧移动，将能量集中在频带边缘，充分利用频带资源。不仅如此，BOC调制还具有频谱隔离、高精度、抗多径干扰以及信号实现更灵活等优点。对于频带利用率和数据传输速率而言，正交频分复用(OFDM)调制在这两个方面具有很大优势。OFDM调制将信道分为若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制在每个子信道上进行传输，使其具有频带利用率高、数据传输速率快等优点。而由于OFDM调制子载波特性和高速移动特性，载波多普勒频率偏移可能会破坏OFDM系统子载波之间的正交性，导致载波间干扰，大大降低通信性能。本发明能够综合BOC调制与OFDM调制的优势，极大程度改善频带利用率和数据传输速率的局限性，提高通信性能，具体地：

如图1所示，本发明设计主要由两部分组成：BOC调制和OFDM调制，其中BOC调制信号由测控信号得到，用于辅助OFDM信号通信，OFDM调制信号用于通信。本发明利用了OFDM的子载波正交性和BOC的频谱特性，通过功率控制结合BOC调制和OFDM调制，将信号进行一体化。发射系统框图如图2所示；

首先，测控信息经扩频调制和方波副载波调制后生成基带BOC信号S_BOC(t)，如式2.1和式2.2所示；通信数据经编码交织、数字调制后插入导频得到串行数据S_k，其中，编码采用卷积编码，数字调制采用QPSK调制；

S_BOC(t)＝PRN(t)·S_sc(t)(2.1)

其中，PRN(t)表示对测控信息进行扩频调制得到的伪随机码信号，其中，测控信息采用伪随机码(如CA码)；S_sc(t)表示调制的方波副载波，sign(·)是符号函数，f_sc是方波副载波的频率。

其次，分别对基带BOC信号S_BOC(t)和串行数据S_k执行串并变换得到并行BOC信号和并行通信数据；随后，对并行BOC信号执行快速傅里叶变换(FFT)得到F_BOC(u)信号：

其中，S_b(u)表示BOC信号通过串并变换后，在第u个子载波上的第b个符号，b＝0,1,2,...,∞...，u＝0,1,2,...,U-1；这是为了确保BOC信号在发射端不会因为后续的逆快速傅里叶变换(IFFT)受到影响；同时，为了避免BOC信号主瓣所处的子载波对应的信号解调造成干扰，将BOC信号主瓣所处的子载波对应的子载波通信信号置零，即该子载波处无通信信号；

利用功率控制将并行通信数据和F_BOC(u)信号结合，并对结合后的信号执行逆快速傅里叶变换；最后，对其进行并串变换得到串行数据，并将串行数据进行载波调制得到发射信号S_{OFDM_BOC}：

其中，IFFT[α·S_k(m)]是OFDM信号，f_c(t)是载波调制信号：

其中，α和β是测控信号和通信信号的功率所占的比率，且α+β＝1；f_c是载波频率；

由频域采样定理可知，若频域采样点数大于等于信号序列长度，就能够由频域采样恢复原信号序列，即：

由此可推导出发射信号如下：

其中，S'_OFDM和S'_BOC是经载波调制后的高频OFDM信号和BOC信号；

由于BOC信号主瓣所处子载波对应的子载波无通信数据，因此，执行逆快速傅里叶变换后，BOC信号主瓣所处的子载波与OFDM信号正交；而BOC信号旁瓣功率很小，相当于噪声；且本文利用了功率控制能够进一步降低BOC信号的功率，因此，BOC信号不会对OFDM信号造成干扰；此外，BOC信号捕获跟踪主要依据是接收信号与本地BOC信号的自相关函数峰值高，而OFDM信号与BOC信号的互相关函数峰值很低；二者相比，BOC信号和OFDM信号的互相关可忽略不计，从而，BOC信号的捕获跟踪亦不受OFDM信号的影响；因此，OFDM信号与BOC信号相互不干扰，具有接收独立性；

接收端主要包括以下过程：

接收机在接收信号时，采用并行码相位捕获方法粗略估计接收信号的码相位偏移和多普勒频率偏移，并行码捕获的实现框图如图3所示，具体步骤如下：

(1)令搜索带宽为B，搜索步长为λ，则本地载波频率为

其中n为搜索次数，初始值为1；其中f_h为预设的频率信息，取值范围为/>

(2)根据本地载波频率产生本地正余弦载波信号，再将接收信号分别与本地正余弦载波混频，得到同相(I)、正交(Q)支路信号；

(3)对I+jQ信号执行傅里叶变换(FFT)；

同时，将接收端中预先保存有测控信息和方波副载波的频率f_sc，先按照

生成方波副载波S_sc(t)，然后将测控信息(与发射端一致)进行扩频调制后，得到伪随机码信号，然后方波副载波与伪随机码信号相乘得到本地BOC信号，其中方波副载波频率与发射机中的方波副载波频率一致(都是f_sc)，然后对本地BOC信号执行傅里叶变换(FFT)并进行复共轭处理；

(4)I+jQ信号执行傅里叶变换得到的信号，与复共轭处理的到的信号作乘积运算，并对相乘结果执行IFFT变换；

(5)对IFFI变换得到的信号取模并查找最大相关峰值，若最大相关峰值超过预设捕获门限，则视为捕获成功；反之，则改变本地载波频率，即搜索次数n+1返回步骤(1)，直到输出最大相关峰值超过预设捕获门限；

此时，最大相关峰值对应的本地载波频率和相位则是粗略估计的多普勒频率和码相位；将其与发射信号初始多普勒频率和码相位相减，则能够得到粗略估计的多普勒频率偏移f_d1和码相位偏移φ₁；

基于粗略估计的码相位偏移和多普勒频率偏移，采用三环跟踪算法对接收信号的码相位偏移和多普勒频率偏移进行高精度估计，如图4所示；跟踪环路主要由载波跟踪环路、子载波跟踪环路和码跟踪环路构成；其中，三个环路的数控振荡器(NCO)将根据各自的鉴别器的反馈信息生成本地信号。具体过程如下：

(1)根据捕获粗略估计的多普勒频率偏移和码相位偏移，能够得到跟踪的初始载波相位和初始子载波相位，公式如下：

φ₂＝(f_c+f_d1+f_back)·2π+φ_back

φ_{2_sc}＝f_sc·2π+φ_{back_sc}

其中，f_c是载波频率，f_back是载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；φ_back是载波跟踪环路NCO反馈的相位，初始值为φ₁；f_sc是BOC信号子载波频率，φ_{back_sc}是子载波跟踪环路NCO反馈的相位，初始值为φ₁；

(2)根据载波相位，生成本地载波正余弦信号carrsin，carrcos；

(3)根据子载波相位，生成本地子载波正余弦信号carrsin_sc，carrcos_sc；

(4)令码跟踪环路的NCO反馈的工作时钟t_nco初始值为0，根据工作时钟t_nco生成超前伪随机码PRN_E，即时伪随机码PRN_P和滞后伪随机码PRN_L；其中超前伪随机码与即时伪随机码相差0.5个码片，超前伪随机码与滞后伪随机码相差0.5个码片，滞后伪随机码与即时伪随机码相差0.5个码片；

(5)将接收信号与分别与本地载波正余弦信号相乘分别得到I路信号I_signal和Q路信号Q_signal；其中I_signal是接收信号与本地载波余弦信号相乘的结果，Q_signal是接收信号与本地载波正弦信号相乘的结果；

(6)将I路信号和Q路信号分别与本地子载波正余弦信号相乘得到4路信号，分别为I_I，Q_I，I_Q，Q_Q；其中，I_I是I路信号与本地子载波余弦信号相乘的结果，Q_I是Q路信号与本地子载波余弦信号相乘的结果，I_Q是I路信号与本地子载波正弦信号相乘的结果，Q_Q是Q路信号与本地子载波正弦信号相乘的结果；

(7)分别将4路信号与超前、即时、滞后伪随机码相乘，并将相乘结果累加，生成12路信号，分别为：W_IIP，W_QIP，W_IQP，W_QQP，W_IIE，W_IQE，W_QIE，W_QQE，W_IIL，W_IQL，W_QIL和W_QQL；

(8)载波跟踪环路采用二阶锁频环(FLL)辅助三阶锁相环(PLL)，充分发挥了锁频环快速实现跟踪，锁相环跟踪精度高的特点，在高动态条件下具有优异性能。FLL和PLL均采用科斯塔斯环，鉴别器分别如式2.9和2.10所示：

其中，cross和dot如式2.11和2.12所示：

cross＝W_IIP(i-1)·W_QIP-W_QIP(i-1)·W_IIP (2.11)

dot＝W_IIP(i-1)·W_IIP+W_QIP(i-1)·W_QIP (2.12)

其中，W_IIP表示I路同相即时支路积分累加结果；W_QIP表示Q路同相即时支路积分累加结果；W_IIP(i-1)，W_QIP(i-1)则分别表示为上一个积分时间内该支路积分累加结果；

随后，将载波跟踪环鉴别器结果输入二阶锁频环滤波器和三阶锁相环滤波器，得到载波跟踪环路NCO反馈的频率f_back和相位φ_back，具体如下：

二阶载波环路滤波器的离散传递函数如下：

其时域对应表达式为：

其中，T为滤波器输入采样时间间隔，ω_n为环路的自然频率，ω_n＝1.89B_LF1，B_LF1为二阶锁频环环路的带宽，K为环路滤波器的增益；f_back(i-1)表示为上一个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；f_back(i-2)表示为上两个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；

三阶载波锁相环的环路滤波器的离散传递函数如下：

其时域对应表达式为：

其中，T为滤波器输入采样时间间隔，ω_np为环路的自然频率，ω_np＝1.89B_LF2，B_LF2为三阶载波锁相环环路的带宽，K为环路滤波器的增益；φ_back(i-1)表示为上一个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；φ_back(i-2)表示为上两个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；

(9)子载波跟踪环路采用三阶锁相环，鉴相器如式2.13所示：

其中，W_IQP是I路正交即时支路积分累加结果；W_QQP是Q路正交即时支路积分累加结果；

同理能够计算子载波跟踪环路NCO反馈的相位φ_{back_sc}，公式如下：

其中，T为滤波器输入采样时间间隔，ω_np为环路的自然频率，ω_np＝1.89B_LF3，B_LF3为三阶子载波锁相环环路的带宽，K为环路滤波器的增益；φ_{back_sc}(i-1)表示为上一个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；φ_{back_sc}(i-2)表示为上两个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；

(10)码跟踪环路采用延迟锁定环(DLL)，其根据接收信号的伪码与本地伪码的相位差调节码数控振荡器(NCO)；再通过循环反馈使二者相位保持一致，以达到跟踪锁定的目的；码跟踪环路鉴相器采用归一化非相干超前减滞后幅值法，鉴相器如式2.14所示：

其中，d表示超前滞后相关间距；E表示超前支路幅值，如式2.15所示；L表示滞后支路幅值，如式2.16所示：

其中，W_IIE、W_IQE、W_QIE和W_QQE表示四路超前支路积分累加结果；W_IIL、W_IQL、W_QIL和W_QQL表示四路滞后支路积分累加结果；

将码跟踪环鉴别器结果输入二阶环路滤波器，得到码跟踪环路NCO反馈的工作时钟t_nco，具体如下：计算子载波跟踪环路NCO反馈的相位φ_{back_sc}，公式如下：

码跟踪环路采用二阶环路，其对应的一阶滤波器的离散传递函数为：

其时域对应表达式为：

其中，T为滤波器输入采样时间间隔，ω_np为环路的自然频率，ω_np＝1.89B_LF4，B_LF4为码跟踪环路的带宽，K为环路滤波器的增益；t_nco(i-1)表示为上一个积分时间载波跟踪环路NCO反馈的频率，初始值为0；

(11)得到f_back，φ_back，φ_{back_sc}，t_nco后，返回(1)，并重复执行步骤(1)～(11)，直到跟踪稳定；

(12)跟踪稳定时，码相位偏移为：φ_back；多普勒频率偏移为：

在本申请的实施例中，测控信号主要用于辅助获取估计的多普勒频率偏移和码相位偏移，从而辅助完成通信信号的解调；

通过精确估计的多普勒频率偏移辅助OFDM系统解调，如图5所示；OFDM系统解调具体步骤如下：

令经过信道接收的信号是r_{OFDM_BOC}(t)，且BOC信号与OFDM系统具有接收独立性，即BOC信号对OFDM信号解调影响不大，故接收信号可表示为：

其中，f_c是载波调制频率，f_d是信道多普勒频率；

随后，对接收信号进行载波多普勒补偿，补偿后如下：

其中，f_dopple是BOC调制系统通过跟踪算法得到的高精度多普勒频率偏移；令ξ＝f_doppler-f_d，当f_doppl的精度足够高(约等于f_d)时，ξ约等于0，则可以得到

载波多普勒补偿后，将信号串并变换，执行快速傅里叶变换，得到并行子数据流S'_k(m)；其中，S'_k(m)表示接收信号在第m个子载波上的第k个接收符号，k＝0,1,2,...,∞，m＝0,1,2,...,M-1；

接着，对并行子数据流进行信道估计；信道估计采用基于梳状类型导频的最小二乘(LS)信道估计；如图6所示，黑色的子载波中只含有BOC的主瓣信号，灰色子载波中是导频信息，白色的则是需要解调的接收信号；

令发射的导频信息为X_d＝[X_d(m)]，接收的导频信息为Y_d＝[Y_d(m)]。其中，m和d表示为第m个子载波上第d个符号。在具体实施过程中，令导频位置为第3，7，11个子载波。由此可以估计导频位置处每个子载波信号的信道传输函数

公式如下：

在估计完导频子载波处的信道传输函数后，通过线性插值法得到数据子载波处的信道传输函数

此后，再根据信道传输函数/>

对接收信号进行信道补偿，如式2.20所示：

最后，执行QPSK解调和维特比译码恢复接收信号。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的方法进行修改，例如所述方法名称的变化等。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于一体化信号的通信信号传输方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1.发射机根据测控信息和通信数据，生成基带BOC信号S_BOC(t)和串行通信数据S_k；

S2.分别对基带BOC信号S_BOC(t)与串行通信数据S_k执行串并变换，得到并行BOC信号和并行通信数据，并进行预处理；

S3.将步骤S2得到的信号进行结合后，对结合后的信号执行逆快速傅里叶变换；最后，对其进行并串变换得到串行数据，并将串行数据进行载波调制得到发射信号S_{OFDM_BOC}，然后将发射信号进行发射；

S301.利用功率控制将S_k(m)和F_BOC(u)信号结合，得到α·S_k(m)+β·F_BOC(u)，其中α和β是测控信号和通信信号的功率所占的比率，且α+β＝1；

S302.对结合后的信号执行逆快速傅里叶变换，得到：

IFFT[α·S_k(m)+β·F_BOC(u)]；

S303.对步骤S302得到的信息，进行并串变换得到串行数据，并将串行数据乘以载波调制信号，从而实现载波调制得到发射信号S_{OFDM_BOC}：

S_{OFDM_BOC}＝(IFFT[α·S_k(m)+β·F_BOC(u)])·f_c(t)

＝[α·(IFFT[S_k(m)])+β·(IFFT[F_BOC(u)])]·f_c(t)

发射信号S_{OFDM_BOC}中，

表示OFDM信号；

表示BOC信号；

表示载波调制信号；

其中，S_k(m)表示在第m个子载波上的第k个发送符号，k＝0,1,2,...,∞，m＝0,1,2,...,M-1；S_b(u)表示BOC信号通过串并变换后，在第u个子载波上的第b个符号，b＝0,1,2,...,∞，u＝0,1,2,...,U-1；且为了方便功率控制结合两个信号，b＝k，u＝m，U＝M；f_c(t)是载波调制信号，f_c是载波频率；

由频域采样定理，若频域采样点数大于等于信号序列长度，就能够由频域采样恢复原信号序列，即：

由此推导出发射信号如下：

其中，S'_OFDM和S'_BOC是经载波调制后的高频OFDM信号和BOC信号；

S4.接收机在接收信号时，采用捕获算法粗略估计接收信号的码相位偏移和多普勒频率偏移；

S5.基于粗略估计的码相位偏移和多普勒频率偏移，采用跟踪算法对接收信号的码相位偏移和多普勒频率偏移进行高精度估计；

S6.利用步骤S5得到的高精度多普勒频率偏移辅助OFDM解调，实现通信信号恢复。

2.根据权利要求1所述的一种基于一体化信号的通信信号传输方法，其特征在于：所述步骤S1包括：

将测控信息进行BOC调制后，生成基带BOC信号S_BOC(t)，其中，BOC调制是指二进制载波偏移调制，即在扩频调制的基础上调制方波副载波调制，使得信号的功率谱向中心频点两侧移动；

将通信数据进行编码交织、数字调制后插入导频得到的串行通信数据S_k。

3.根据权利要求1所述的一种基于一体化信号的通信信号传输方法，其特征在于：所述步骤S2包括：

S201.分别对S_BOC(t)与S_k执行串并变换得到并行BOC信号和并行通信数据；

S202.对并行BOC信号执行快速傅里叶变换得到F_BOC(u)信号；

S203.将BOC信号主瓣所处的子载波对应的子载波通信信号置零，使得该BOC信号主瓣所处的子载波处无通信信号。

4.根据权利要求1所述的一种基于一体化信号的通信信号传输方法，其特征在于：所述步骤S6包括：

S601.令接收机接收的信号是r_{OFDM_BOC}(t)，且BOC信号与OFDM信号具有接收独立性，将接收信号表示为：

其中，f_c是载波调制频率，f_d是信道多普勒频率；

S602.对接收信号进行载波多普勒补偿，补偿后如下：

其中，f_doppler是BOC调制系统通过跟踪算法得到的高精度多普勒频率偏移；

令ξ＝f_doppler-f_d，f_doppler约等于f_d时，ξ约等于0，则得到

S603.载波多普勒补偿后，将信号串并变换，执行快速傅里叶变换，得到并行子数据流S'_k(m)；其中，S'_k(m)表示接收信号在第m个子载波上的第k个接收符号，k＝0,1,2,...,∞，m＝0,1,2,...,M-1；

接着，对并行子数据流进行信道估计和信道补偿后，执行并串变换；

S604.对步骤S603得到的信号执行数字解调和译码解交织，从而恢复信号。

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