CN1845487A - 准正交时分复用传输方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种准正交时分复用传输方法及系统，解决多个连续信号以样点交织时分复用方式在无线信道中可靠传输问题。采用一种准正交时分复用传输方法，用于构成通信系统，将N个带宽都为B赫兹的连续信号或其采样样点序列，复接为一个连续信号，通过连续信道传输；收端收到发端传输来的QOTDM连续信号后，通过正交下变频和采样数字化变为一个“零中频”复数字信号，并用载波锁相环纠正“零中频”复数字信号的频偏，利用帧同步环自适应信道均衡器分别实现高精度样点同步和矫正信道畸变，最后进行时分分接，恢复所传输的N个信号。该方法具有样点同步精度高，信道均衡特性好之优点，可用于基于星上FDMA－CWTDM转换的卫星通信系统和无线信道中高速数据传输。

Description

准正交时分复用传输方法及系统

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及数据传输，具体的说是一种准时分复用传输方法及采用这种方法构成的通信系统，应用于数字通信。

背景技术

正交时分复用，Orthogonal Time Division Multiplexing，简称OTDM是与正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM，参见2003年人民邮电出版社出版的《OFDM移动通信技术与应用》佟学俭、罗涛编)相对偶的一种信息传输技术。根据傅立叶变换时域-频域对偶性原理，一个在时域为方波的信号，在频域的频谱函数是一个Sinc函数；反过来，一个在频域为理想特性的低通滤波器，其时域冲激响应就是一个Sinc函数。因此将OFDM中的时间变量与频率变量颠倒过来原理上就可得到OTDM。

容易证明Sinc函数具有平移正交性，即

OFDM本质上就是利用Sinc函数的这种平移正交性，使多个在频域相互重叠的子带信号能够相互分离的，从而使其频带效率能达到理想的程度。尽管实际实现OFDM是采用FFT进行频域抽样而不是频域内积运算分离各路信号的，但能这样实现分离的前提是频移正交性，是通过增加循环前缀的办法来确保信号经过信道传输后仍能保持这种正交性的。

不难理解，如果我们能够实现具有理想特性的低通或带通滤波器，那么它在时域的冲激响应为Sinc函数，我们同样可以利用时域Sinc函数的平移正交性，来分离在时域相互重叠的并具有理想低通或带通特性的多个信号，这就是OTDM。遗憾的是，实现理想低通滤波不像实现时域矩形窗函数截取那么容易，因此这种OTDM实际上无法真正实现，因此本专利提出一种准正交的时分复用方法，即QOTDM。

近几年来有发明专利，参见V.Diaz，“Method，Transmitter and Receiver，for Digital SpreadSpectrum Communications Using Golay Sequences”，PCT Patent PCT/ES0100160，Aug.16，2000和参考文献Company Profile，“Building the Global Link”，GCM Communication Technology，Version2.0，Jan.2005；Vicente Diaz，et.al.，“An emerging Technology：Orthogonal Time DivisionMultiplexing(OTDM)”，Proceeding Emerging Technology and FactoryAutomation(ETFA’2003)，PP133-136中提出了一种OTDM方法，它是基于Golay互补序列的正交性实现的，既不同于上面所述利用Sinc函数平移正交性实现的OTDM，也不同于本专利的QOTDM。

关于QOTDM中“准正交”的含义可以这样来理解：虽然我们不能采用平移正交的Sinc函数作为成形波，使多个离散信号样点序列进行样点交织时分复用在一条波形信道中传输，但是我们可以根据奈奎斯特第一准则设计频域响应为升余弦特性，时域为“类Sinc函数”的成形波构成波形信道，使多个离散信号样点序列能够以样点交织的时分复接方式在这条波形信道中传输。尽管这种成形波与Sinc函数非常相似，但它只具有近似的平移正交性，这一点容易从其表达形式

$h\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\πt}/T_s)}{\mathrm{\πt}/T_s}\·\frac{\cos (\mathrm{\α\πt}/T_s)}{1-4{\mathrm{\α}}^2{t}^2/{T_s}^2}$

通过仿真得到验证。我们称这种近似正交为“准正交”，因而称这种时分复用传输方式为QOTDM。实际上，在QOTDM中我们也不是利用这种准正交性进行内积运算来分离各路信号的，而是利用其无码间，即无样点间干扰的特性，在准确的位置上抽样来使各路信号不失真地相互分离的。

采用上述QOTDM进行传输的N个离散信号样点序列，可以是N个频带有限的任意连续信号的采样样点序列，因此也可以是N个数字调制信号的等效低通信号，即复包络基带信号，也称“零中频”数字调制信号的样点序列，我们在将它们进行样点交织时分复接为一个离散样点序列之后，采用D/A变换和正交幅度调制QAM或脉冲幅度调制PAM技术将它变成一个连续信号，再通过相应的连续信道传输。

这里由离散样点序列转化为连续窄带信号的过程中，除了D/A变换之后的低通平滑滤波和上变频器中的带通滤波器之外，我们还可以在D/A变换之前插入一个波形成形有限冲激响应FIR滤波器，我们将这个滤波器的频率响应设计为平方根升余弦特性，在接收端也用同样的FIR滤波器做信道匹配滤波器。假定整个信道的特性主要决定于这两个滤波器的总特性，并将它设计为符合奈奎斯特第一准则的频域升余弦特性，那么，在接收端信道匹配滤波器之后以正确的采样速率和位置进行采样，就可以无失真地恢复各路信号，不会发生子信道间相互泄漏串扰。如果我们将发送端离散样点序列输出的位置起，到接收端进行时分分接之前的位置止，看作是一条离散信道，当这条信道的总特性不符合奈奎斯特第一准则时，我们可以采用信道均衡器进行补偿，使之符合奈奎斯特第一准则，再进行时分分接，就可以避免子信道间的相互串扰。

这种传输多个连续信号或其离散样点序列的QOTDM系统，与传输多个一般数据流的TDM系统相比，其指标要求是大不相同的，因为它的性能的好坏应该用恢复出来的各路信号的失真大小和信噪比高低来衡量，而不是象数字通信那样用误比特率来衡量。例如：它允许各路信号按比例放大或缩小，它恢复的信号的样点值允许存在很高比例的比特误码，例如10～20％，允许引入一定量的加性噪声，只要各个离散样点序列的失真度和信噪比能达到一定的要求就行。因此，虽然我们采用PAM或QAM数字调制的基本技术实现这个传输过程，但是它的解调过程所采用的做法与常规数字解调很不相同。这主要表现在：第一，它不必为了降低比特误码而采用高精度的幅度值检测技术，但却必须采用精度非常高的帧同步和样点同步技术，以便使码间即信道间干扰降低到非常低的程度，例如-40dB；第二，为了使码间，即信道间干扰降低到非常低的程度，它还必须采用很好的信道均衡技术来确保信道的总特性精确地满足奈奎斯特第一准则。

此外，采用常规TDM和常规数字调制技术也可以传输多个数字信号样点序列，但是其频带利用率低得多，例如采用QPSK调制以TDM方式传输30路话音信号占用带宽需要1.5MHz左右，频带利用率仅为7％，而我们采用QOTDM方法传输的频带利用率可以接近100％，至少可以高于50％。

从上述分析和介绍可以看出，这种QOTDM传输方式也可称为多路连续信号的样点交织时分复用传输，或简称为连续波时分复用，英文表达为Continuous Wave Time-DivisionMultiplexing，简称CWTDM。值得注意的是，QOTDM或样点交织CWTDM的基本原理可以这样描述：如果要将N路带宽都为B赫兹的连续信号进行时分复接为一个连续信号在一条连续信道中传输，发射端先以大于2NB赫兹的采样速率对这N路信号轮流地采样，得到一个样点序列，该样点序列可以量化，也可以不量化，将此样点序列用一个符合奈奎斯特第一准则的平方根升余弦低通数字滤波器滤波之后，再做D/A变换，就得到一个连续波时分复接信号。将此信号通过连续信道传输该信道可以是有线信道基带传输，也可以将其频谱搬移到射频由窄带无线信道传输，传输到接收端后，只要采样速率和采样位置与发射端完全相同，并识别了各帧的起点，就可以无失真地恢复各路信号的样点序列以及相应的连续信号波形。当然，如果信道引入了噪声，所恢复的信号的信噪比将相应地降低。

关于QOTDM或CWTDM的上述基本原理，实际上在参考文献J.R.Porter，“Design andAnalysis of a Multiplexing Data Acquisition System for Using in Magnetic Resonance Imaging”，Ph.D Thesis，TexasA & M University，1993中已经阐述过，并已在核磁共振CT成像仪中得到成功应用。但是在无线信道中实现这种传输方式，存在两个难题是一直没有解决的，而本发明找到了有效的解决办法。这两个难题就是：1)如果要求有较高的频带效率，它要求总的信道特性准确地服从奈奎斯特第一准则，稍有偏差都会引入信道之间的相互串扰和信号波形失真，因此需要采用非常好的信道均衡器对信道进行补偿才能达到这个目的；2)将N个连续信号的采样样点序列采用样点交织CWTDM方式传输到接收端后，要求接收端采用精度非常高的帧同步和样点同步技术，才能使各路信号完好地分离，稍有偏差都会引起子信道间相互泄漏。甚至只要采样点的位置存在1％个采样间隔的偏差，子信道之间就可能产生将近-40dB的泄漏。

发明的内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提出了一种准正交的时分复用传输方法和基于此方法的通信系统，以解决多个连续信号或其采样样点序列以样点交织时分复用方式在无线信道中传输时实现高精度帧同步和信道均衡。

本发明的目的是这样实现的：

本发明提出的一种准正交时分复用传输方法，用于构成通信系统，将N个带宽都为B赫兹的连续信号或其采样样点序列，复接为一个连续信号，通过连续信道传输；收端收到发端传输来的QOTDM连续信号后，通过正交下变频和采样数字化变为一个“零中频”复数字信号，采用载波锁相环纠正“零中频”复数字信号的频偏，利用帧同步环实现高精度样点同步，采用自适应信道均衡器矫正信道畸变，进之后行时分分接，恢复所传输的N个信号。本发明传输方法的具体过程如下：

发端步骤：

1)输入端先以N·F_s样点/秒的采样速率对这N个连续信号的解析信号轮流地采样，实现样点交织时分复接，其中2B＜F_s＜3B；

2)在上述样点交织时分复接信号的每帧N个复数样点的中间插入M个样点的同步和导频序列，得到一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列；

3)采用正交幅度调制QAM法，将上述复数样点序列调制为一个带宽为(1+α)(N+M)·F_s赫兹连续信号，其中波形成形滤波器按照奈奎斯特第一准则设计为零相移FIR滤波器，其频率响应近似为平方根升余弦特性，α为其滚降系数，0＜α＜1；

收端步骤：

1)用一个幅-频特性与发端波形成形滤波器相同的信道匹配滤波器对所述“零中频”复数字信号进行滤波；

2)采用一种基于多相滤波器的帧同步环，实现帧同步和采样点同步的精确定时；

3)进行样点交织时分分接，输出样点速率都为F_s样点/秒的N个复数样点序列。

基于上述正交时分复用传输方法构成的发送系统，包括：

样点交织时分复接单元，用于将输入的N个连续的复信号的采样样点序列进行样点交织时分复接，得到一个样点速率为N·F_s样点/秒的复数样点序列，其中2B＜F_s＜3B；

同步与导频序列产生单元，用于产生同步与导频序列，并将其插入到上述复数样点序列中，得到一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列；

1∶2采样速率提升单元，用于将上一步输出的复数样点序列中在每两个相邻样点之间插入一个0值样点，得到一个样点速率为2(N+M)·F_s复数样点序列；

QAM调制器，用于将所述复数样点序列调制为一个带宽为(1+α)(N+M)·F_s赫兹的窄带连续信号，其中0＜α＜1。

上述准正交时分复用传输方法的接收系统，包括正交下变频器、频偏纠正单元、信道匹配滤波器、自适应横向滤波器、同步与导频序列匹配滤波器、频偏相偏幅度估计单元、系数修改量计算单元、同步定时及其剩余误差估计单元、2∶1下采样单元和时分分接单元；该正交下变频器将接收信号转换为“零中频”复数字信号，送到频偏纠正单元实现频偏纠正，再经信道匹配滤波器后，通过自适应横向滤波器滤波，所得信号分为两路送出：一路送到同步与导频序列匹配滤波器处理后，再分三路同时送到同步定时及其剩余误差估计单元、频偏相偏幅度估计单元和系数修改量计算单元，分别进行帧同步定时及其剩余误差估计、频偏估计和信道估计，另一路送到2∶1下采样单元降低一倍采样率后，送到时分分接单元进行样点交织时分分接。

所述的接收系统，进一步包括目标信道响应产生单元、多相滤波器组系数存储器、失步判断与捕获/跟踪切换单元和环路滤波器；该目标信道响应产生单元与所述的自适应横向滤波器、系数修改量计算单元、导频序列匹配滤波器滤波构成了自适应信道均衡器，以实现总信道特性能够满足奈奎斯特第一准则；该多相滤波器组系数存储器、失步判断与捕获/跟踪切换单元和环路滤波器1与所述的系数可变的信道匹配滤波器、自适应横向滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、同步定时及其剩余误差估计单元构成帧同步环，用于实现高精度的样点同步；该环路滤波器2与所述的频偏纠正单元、自适应横向滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、频偏和相偏估计单元、系数可变的信道匹配滤波器构成了载波同步环，用于实现载波同步。

所述的中同步和导频序列匹配滤波器是长度为4K·(N+M)的FIR滤波器，1＜K＜50，该滤波器在频域上表现为一种梳状滤波器，梳齿的宽度决定于同步和导频序列匹配滤波器系数长度所包含的周期个数K，其输出与目标信道响应单元的输出相减结果送入系数修改量计算单元，对自适应横向滤波器的系数进行修改，实现系统的自适应均衡。

所述的多相滤波器系数存储器中存有R组FIR滤波器系数，10＜R＜50，每一组系数所构成的滤波器都是发端成形滤波器的匹配滤波器，而其群延迟值都互不相同，其中第r个的群延迟值为G_r＝(r/R-0.5)·T，r＝1，2，...，R。

所述的自适应信道均衡器实现总信道特性能够满足奈奎斯特第一准则是通过所述同步和导频序列匹配滤波器滤波，对所述自适应横向滤波器输出的信号进行处理，得到信道响应的估计，并将该信道响应的估计与目标信道响应产生单元产生的目标信道响应相减后送到系数修改量计算单元，更新自适应横向滤波器中各系数，如此循环实现信道均衡。

所述的帧同步环实现高精度的样点同步是通过所述的同步定时及其剩余误差估计单元将所估计的同步剩余偏差输入到多相滤波器系数存储器，找出一组最能使同步剩余偏差减小的滤波器系数，不断地更新信道匹配滤波器的系数，使信号的群延迟相应改变而使同步偏差逐步减小，实现同步跟踪。

所述的载波环实现载波同步是通过所述的偏纠正单元与所述帧同步环相配合，在时间-频偏二维域中进行相关峰搜索实现同步捕获，并将捕获过程确定的频偏和帧同步点作为初始参数，以启动偏纠正单元和帧同步环转向跟踪。

所述的自适应横向滤波器和信道匹配滤波器还可采用同一个该可变系数FIR滤波器，该可变系数FIR滤波器在系统完成同步捕获转向同步跟踪状态后，用作信道均衡器中的自适应横向滤波器。

所述的帧同步环由可变系数FIR滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、同步定时及其剩余误差估计单元、环路滤波器1、目标函数存储单元和目标信道响应产生单元构成，该同步定时及其剩余误差估计单元将所求得的同步剩余误差经环路滤波器1滤波后，送到目标信道响应产生单元，从目标函数存储单元中挑选一组能使同步定时剩余误差减小的目标函数，以产生下一时刻的目标信道响应序列，实现帧同步环的跟踪。

所述的准正交时分复用传输方法，其中所述的同步和导频序列采用一个周期为2M、其频谱只有奇次谐波分量的周期性复数伪随机序列，该序列均匀间隔地穿插在样点交织时分复接的样点序列之内，即每隔N/M个样点插进一个，得到一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列，然后在各相邻的两个样点之间再插入一个0值样点，得到采样速率为2(N+M)·F_s复数样点序列。

本发明具有如下的积极效果：

1.解决了高精度帧定时同步和样点同步问题。

由于本发明采用不同群延迟的滤波器对信号进行滤波，等价于对信号进行内插重新采样，因此同步精度可以比一个样点间隔还可以小得多，并采用帧同步环确保其顽健性。这种基于多相滤波器组的同步环的基本原理虽然已有论文“一种高精度符号定时同步方法”在西安电子科技大学学报，2005年第6期发表，但是本发明的具体结构和做法是过去没有的。理论分析和仿真验证表明，这种方法确实可使帧同步和样点同步的精度在一定条件下达到1％，即0.5/R个采样间隔。

2.解决了信道均衡问题。

本发明中用于信道均衡的信道估计是非常巧妙的，其导频序列就是同步码，它是一种周期为复接帧周期的两倍的周期性伪随机码序列，其频谱只有奇次谐波分量，偶次谐波分量都等于零。这种训练序列穿插在复接信号之中，经信道传输后其时域波形与复接信号的波形相互重叠，但在频域二者却是相互分离的，因为复接信号的频谱是一种准周期性频谱，而且正好在训练序列的奇次谐波谱线附近没有能量。同步与导频序列匹配滤波器是一种梳状滤波器，其梳齿的宽度决定于同步码匹配滤波器系数长度所包含的周期个数K。只要K选得合适，采用同步码匹配滤波器就能够很好地消除其它复接信号的影响，准确提取训练序列通过实际信道所产生的响应。当然，为了能够较好地估计快速时变的信道，K值应尽可能小，这时只要适当设计复接信号的频谱宽度，仍然可保证二者很好地分离，得到很好的信道响应估计。另一方面本发明的同步与导频序列匹配滤波器的输出可以提供精确的幅度信息，再加上高精度的帧同步和样点同步信息，就保证了目标信道响应的精确产生，而且可以快速跟随接收信号参数的变化。在这样的条件下以均方误差最小为准则不断修改自适应滤波器系数，就能实现快速跟随信道变化的高质量信道均衡。

本发明所具有的高精度的帧同步和很好的信道均衡特性，保证了采用QAM调制/解调方法传输的QOTDM信号在收端很好地分离，使信号失真和子信道间的相互泄漏串扰减小到可以忽略的程度。

附图说明

图1本发明QOTDM系统发送部分原理框图

图2本发明QOTDM系统接收部分原理框图

图3本发明简化的QOTDM系统接收部分原理框图

图4基于本发明QOTDM的高速数据传输系统图

图5星上FDMA-CWTDM转换转发器

具体实施方式：

参照图1，本发明的准正交时分复用传输方法以及采用这种方法构成的通信系统，将N个带宽都为B赫兹的连续信号或其采样样点序列，复接为一个连续信号通过连续信道传输。

该系统的发送部分由一个样点交织时分复接单元、一个同步与导频序列产生单元、两个1∶2的采样速率提升单元、两个成形滤波器、两个D/A变换器、两个低通滤波器和一个正交上变频器构成，其发送部分各单元的关系以及发送处理步骤如下：

1)在入端先以N·F_s样点/秒的采样速率对N路离散信号输入的连续解析信号轮流地采样，实现样点交织时分复接，得到样点交织与时分复接信号，其中2B＜F_s＜3B；

2)样点交织与时分复接单元将同步与导频序列产生单元输出的同步与导频序列插入到样点交织与时分复接信号中，插入方式可以有两种，一个是在每帧N个复数样点的前面或后面连续插入，也可以穿插在其中。本专利设计了一种特殊的同步和导频序列，并且采用均匀间隔地穿插在复接信号中间。所设计地同步与导频序列是一个周期为2M的只有奇次谐波分量、没有偶次谐波分量的伪随机复数样点序列，这里M能整除N。它可以由一个周期为M的伪随机码序列{p₀(n)，n＝-∞，...，-1，0，1，...∞}乘以频移因子ce^-jπn/M得到，即p(n)＝cp₀(n)·e^-jπn/M，n＝-∞，...，-1，0，1，...∞，其中c为幅度因子。插入同步和导频序列后所得信号是一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列。

3)1∶2采样速率提升单元将上一步所得到的已插入同步与导频序列插入到样点交织与时分复接信号中每两个相邻样点之间插一个零值样点，以提升一倍采样率之后，随后进行QAM调制，也就是实部、虚部两路分别经过成形滤波器、DAC、低通滤波的器、正交上变频器，从而将输入的N路离散信号转换为一个带宽为(1+α)(N+M)·F_s赫兹连续信号，其中波形成形滤波器按照奈奎斯特第一准则设计为零相移FIR滤波器，其频率响应近似为平方根升余弦特性，α为其滚降系数，0＜α＜1。

本发明的发送可在有线信道、无线信道、光信道或水声信道中任一连续信道中发送。

参见图2，接收部分的结构：所述接收部分由一个正交下变频器、一个系数可变的信道匹配滤波器、同步与导频序列匹配滤波器、载波锁相环、帧同步环、自适应信道均衡器、两个2∶1下采样单元和时分分接单元构成。其中载波锁相环由环路滤波器2与、频偏纠正单元、自适应横向滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、频偏和相偏估计单元、系数可变的信道匹配滤波器构成；自适应信道均衡器由目标信道响应产生单元与所述的自适应横向滤波器、系数修改量计算单元、导频序列匹配滤波器滤波构成；帧同步环由多相滤波器组系数存储器、失步判断与捕获/跟踪切换单元和环路滤波器1、系数可变的信道匹配滤波器、自适应横向滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、同步定时及其剩余误差估计单元构成。

该接收部分各单元的关系和接收处理步骤如下：

1)收端收到发端传输来的带宽为(1+α)(N+M)·F_s赫兹连续信号后，通过正交下变频和采样数字化变为一个采样速率为2(N+M)·F_s的“零中频”复数字信号：

，m＝-∞，...，-1，0，1，...，∞这里采样时间间隔 $T=\frac{1}{2(N+M)F_s}$ ，v(mT)为信道噪声v(t)的采样，Δf和分别为因接收机和发射机时钟的相对偏差而在信号中引入的频偏和相偏；

2)用一个幅-频特性与发端波形成形滤波器相同的信道匹配滤波器进行滤波。如果信道传输过程中没有频偏和相偏，又没有因为多径效应等引起的信道畸变，这时整个信道的总特性就符合奈奎斯特第一准则，也就不存在符号间的干扰，因此可以实现无失真的样点交织时分分接，所引入的信道噪声只是加性噪声。

3)采用载波锁相环消除接收信号{r(m)}中频偏、相偏的影响。载波锁相环中的频偏估计单元利用同步和导频序列匹配滤波器的输出估计频偏，并采用一个环路滤波器处理此频偏估值，设为

，送到频偏纠正单元，用于纠正接收端收到的“零中频”复数字信号中所存在的频偏，即 $r\left(m\right)\·e^{-j2\mathrm{\π\Δ}\widehat{\mathrm{tm}}}$ 。如果接收机采用的是基于数控振荡器NCO的数字正交下变频器提取基带复包络信号的，则上述频偏纠正单元可省去，而将频偏估值直接反馈到NCO，改变其振荡频率，使输出信号的频偏逐步减小。

4)采用自适应信道均衡器矫正信道畸变。接收信号经过频偏纠正、信道匹配滤波器和自适应横向滤波器相继处理后，送到同步和导频序列匹配滤波器进行滤波，其输出即为信道响应的估计；将此信道估计与目标信道响应产生单元所产生的目标信道响应相减后，送到系数修改量计算单元计算自适应横向滤波器中各系数的修改量，各系数相应地修改后自适应横向滤波器继续进行滤波，如此循环实现信道均衡；目标信道响应的产生，是利用所述的同步与导频序列通过无畸变信道所产生的输出，结合帧同步环所提供的定时和幅度估计信息来实现的。信道均衡的最终目标是使信道总特性趋近奈奎斯特第一准则的要求。

5)用一种基于多相滤波器的帧同步环，实现帧同步和采样点同步的精确定时。所述同步和导频序列匹配滤波器设计为一个长度为4K·(N+M)的FIR滤波器，其脉冲响应由穿插以后的同步和导频序列中截取K个周期，将非同步和导频序列的样点置0，然后倒转、取复数共轭而得到，其中1＜K＜50。该接收信号经过频偏纠正、信道匹配滤波器和自适应信道均衡滤波相继处理后，送到同步和导频序列匹配滤波器进行滤波；滤波后的信号送到同步定时及其剩余误差估计单元，计算各复数样点的能量，并根据这样得到的能量-时间曲线找到相关峰位置，实现帧同步定时，同时根据相关峰的对称性求出同步定时后的剩余偏差；将同步定时剩余偏差经过环路滤波器处理后，送到信道匹配滤波器的系数更换单元，根据剩余偏差的大小从多相滤波器系数存储器中找出一组最能使同步剩余偏差减小的滤波器系数，用于更换信道匹配滤波器的系数，使之运用新的滤波系数继续进行滤波。该帧同步环和载波锁相环在进入同步跟踪之前进行如下的同步捕获：频偏纠正单元采用多种可能的频偏猜值对接收信号进行频偏纠正处理，产生多路频偏各不相同的零中频复信号；并分别送到信道匹配滤波器和自适应信道均衡滤波相继处理后，又送到同步和导频序列匹配滤波器进行滤波，再分别送到同步定时及其剩余误差估计单元，各求出一条能量-时间曲线，找出这多条曲线在一个帧同步码周期内的最高相关峰的位置，从而确定频偏和帧同步点的粗估值，将这两个估值作为初始参数启动载波锁相环和帧同步环，同时进行跟踪运行。

6)进行样点交织时分分接。在采用帧同步环实现帧同步和样点同步的准确定时后，再对信号进行2∶1下采样，使其样点速率变为(N+M)·F_s，再进行时分分接，提取其中的N路信号的样点序列{x_i(n)，i＝1，2，...，N}。所得到的这N个离散信号的样点速率都为F_s样点/秒；如果有必要，可通过D/A转换和低通平滑滤波，将它们恢复为连续信号{x_i(t)，i＝1，2，...，N}，便实现了N路连续信号的时分分接，也就完成了N路连续信号的准正交时分复用传输。

参见图3，本发明给出了一种基于QOTDM传输方法的通信系统收端简化方案实施方式。该方案与图2方案不同之处在于：

1)收部分的信道匹配滤波器和用于信道均衡的自适应横向滤波器由同一个可变系数FIR滤波器承担。在帧同步捕获过程中可变系数FIR滤波器采用零群延迟的信道匹配滤波器进行信道匹配滤波，而在系统完成同步捕获转向同步跟踪状态后，该可变系数FIR滤波器用作信道均衡器中的自适应横向滤波器。

2)可变系数FIR滤波器采用上述同步捕获过程所确定的滤波器系数作为它的初值，通过自适应算法不断微调滤波器系数，使同步与导频序列匹配滤波器的输出与目标信道响应序列之差的均方值保持为最小，实现信道均衡。

3)帧同步定时及其剩余误差估计单元所求得的同步剩余误差经环路滤波后，送到目标信道响应产生单元，用于从目标函数存储器中挑选一组最能使同步定时剩余误差减小的目标函数来产生下一时刻的目标信道响应序列，从而实现帧同步环的跟踪；系统是否失步主要根据归一化相关峰值的大小来进行判断，一旦小于事先给定的门限则判断为系统失去同步，马上由信道均衡/同步跟踪状态切换到重新进行同步捕获的状态。

这个实现方案可节省一个几十阶复数FIR滤波器，而且信道均衡和同步跟踪的功能都能圆满实现。

参见图4，本发明给出了一种用于单路数据传输的QOTDM系统实施方式。发端首先将输入数据比特流经信道编码和1∶N的串/并转换得到N个数据流后，每路数据经过数字调制产生一个带宽为B赫兹的复信号样点序列，然后按照第一种实施方式的步骤进行样点交织时分复接、QAM调制，变为一个连续信号后通过信道传输；收端在按照第一种实施方式所述的步骤完成时分分接，得到N个复数样点序列后，分别进行解调判决，再进行相应的N∶1的并/串转换，进行纠错译码，还原成一个数据比特流输出。这种数据传输方法主要是利用其中优越的自适应信道均衡器，来消除无线信道中的散射效应和多径效应。因此，它还可以结合信道编码，进一步提高它的传输特性。

对一个数据流采用这种QOTDM方式进行传输的目的，主要是为了更好地进行信道均衡，更好地将编码和调制相结合，以便消除信道散射或多径衰落的影响，提高信道传输的效率和质量，因为本发明中有一个性能优良的信道均衡器，有很好的帧结构，便于灵活地采用性能优良的编码调制方法。

参见图5，本发明给出了用于星上FDMA-CWTDM转换的QOTDM实施方式。关于基于星上FDMA-CWTDM转换的卫星通信系统的基本原理，可以参见参考文献易克初的《带限信号时分复用传输方法》中国发明专利98112846.7，但是这里所采用的CWTDM方法就是本发明的QOTDM。我们采用一个36MHz带宽的星上处理转发器其结构按如图5框图构成卫星通信系统，整个转发器带宽划分为30个频带，即N＝30；星上接收端接收到这30路FDMA上行信号后，采用数字式频分分路器进行频分分路，得到30个“零中频”复信号，然后采用QOTDM实现样点交织时分复接为一个“零中频”复信号，再进行正交上变频变到射频向地面发送。地面站接收收到这样的QOTDM信号后，进行时分分接，输出各路信号。

本发明并不限于上述实例，利用本发明的原理和方案本领域的技术人员可作出各种修改或改型，但这些改进和应用均在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种准正交时分复用传输方法，包括发端和收端，其过程如下：

发端步骤：

1)输入端先以N·F_s样点/秒的采样速率对这N个连续信号的解析信号轮流地采样，实现样点交织时分复接，其中2B＜F_s＜3B；

2)在上述样点交织时分复接信号的每帧N个复数样点的中间插入M个样点的同步和导频序列，得到一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列；

3)采用正交幅度调制QAM法，将上述复数样点序列调制为一个带宽为(1+α)(N+M)·F_s赫兹连续信号，其中波形成形滤波器按照奈奎斯特第一准则设计为零相移FIR滤波器，其频率响应近似为平方根升余弦特性，α为其滚降系数，0＜α＜1；

收端步骤：

1)用一个幅-频特性与发端波形成形滤波器相同的信道匹配滤波器对所述“零中频”复数字信号进行滤波；

2)采用一种基于多相滤波器的帧同步环，实现帧同步和采样点同步的精确定时；

3)进行样点交织时分分接，输出样点速率都为F_s样点/秒的N个复数样点序列。

2.一种实现权利要求1方法的发送系统，包括：

样点交织时分复接单元，用于将输入的N个连续的复信号的采样样点序列进行样点交织时分复接，得到一个样点速率为N·F_s样点/秒的复数样点序列，其中2B＜F_s＜3B；

同步与导频序列产生单元，用于产生同步与导频序列，并将其插入到上述复数样点序列中，得到一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列；

1:2采样速率提升单元，用于将上一步输出的复数样点序列中在每两个相邻样点之间插入一个0值样点，得到一个样点速率为2(N+M)·F_s复数样点序列；

QAM调制器，用于将所述复数样点序列调制为一个带宽为(1+α)(N+M)·F_s赫兹的窄带连续信号，其中0＜α＜1。

3.一种实现权利要求1方法的接收系统，包括正交下变频器、频偏纠正单元、信道匹配滤波器、自适应横向滤波器、同步与导频序列匹配滤波器、频偏相偏幅度估计单元、系数修改量计算单元、同步定时及其剩余误差估计单元、2:1下采样单元和时分分接单元；该正交下变频器将接收信号转换为“零中频”复数字信号，送到频偏纠正单元实现频偏纠正，再经信道匹配滤波器后，通过自适应横向滤波器滤波，所得信号分为两路送出：一路送到同步与导频序列匹配滤波器处理后，再分三路同时送到同步定时及其剩余误差估计单元、频偏相偏幅度估计单元和系数修改量计算单元，分别进行帧同步定时及其剩余误差估计、频偏估计和信道估计，另一路送到2:1下采样单元降低一倍采样率后，送到时分分接单元进行样点交织时分分接。

4.权利要求根据权利要求3所述的接收系统，进一步包括目标信道响应产生单元、多相滤波器组系数存储器、失步判断与捕获/跟踪切换单元和环路滤波器；该目标信道响应产生单元与所述的自适应横向滤波器、系数修改量计算单元、导频序列匹配滤波器滤波构成了自适应信道均衡器，以实现总信道特性能够满足奈奎斯特第一准则；该多相滤波器组系数存储器、失步判断与捕获/跟踪切换单元和环路滤波器1与所述的系数可变的信道匹配滤波器、自适应横向滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、同步定时及其剩余误差估计单元构成帧同步环，用于实现高精度的样点同步；该环路滤波器2与所述的频偏纠正单元、自适应横向滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、频偏和相偏估计单元、系数可变的信道匹配滤波器构成了载波锁相环，用于实现载波同步；

5.根据权利要求3或4所述的接收系统，其特征在于：

所述的中同步和导频序列匹配滤波器是长度为4K·(N+M)的FIR滤波器，1＜K＜50，该滤波器在频域上表现为一种梳状滤波器，梳齿的宽度决定于同步和导频序列匹配滤波器系数长度所包含的周期个数K，其输出与目标信道响应单元的输出相减结果送入系数修改量计算单元，对自适应横向滤波器的系数进行修改，实现系统的自适应均衡；

所述的多相滤波器系数存储器中存有R组FIR滤波器系数，10＜R＜50，每一组系数所构成的滤波器都是发端成形滤波器的匹配滤波器，而其群延迟值都互不相同，其中第r个的群延迟值为G_r＝(r/R-0.5)·T，r＝1，2，…，R。

6.根据权利要求3所述的接收系统，其特征在于自适应信道均衡器实现总信道特性能够满足奈奎斯特第一准则是通过所述同步和导频序列匹配滤波器滤波，对所述自适应横向滤波器输出的信号进行处理，得到信道响应的估计，并将该信道响应的估计与目标信道响应产生单元产生的目标信道响应相减后送到系数修改量计算单元，更新自适应横向滤波器中各系数，如此循环实现信道均衡。

7.根据权利要过求4所述的接收系统，其特征在于帧同步环实现高精度的样点同步是通过所述的同步定时及其剩余误差估计单元将所估计的同步剩余偏差输入到多相滤波器系数存储器，找出一组最能使同步剩余偏差减小的滤波器系数，不断地更新信道匹配滤波器的系数，使信号的群延迟相应改变而使同步偏差逐步减小，实现同步跟踪。

8.根据权利要过求4所述的接收系统，其特征在于载波锁相环实现载波同步是通过所述的偏纠正单元与所述帧同步环相配合，在时间-频偏二维域中进行相关峰搜索实现同步捕获，并将捕获过程确定的频偏和帧同步点作为初始参数，以启动偏纠正单元和帧同步环转向跟踪。

9根据权利要求3所述的接收系统，其特征在于：

所述的自适应横向滤波器和信道匹配滤波器可采用同一个该可变系数FIR滤波器，该可变系数FIR滤波器在系统完成同步捕获转向同步跟踪状态后，用作信道均衡器中的自适应横向滤波器；

所述的帧同步环由可变系数FIR滤波器、同步和导频序列匹配滤波器、同步定时及其剩余误差估计单元、环路滤波器1、目标函数存储单元和目标信道响应产生单元构成，该同步定时及其剩余误差估计单元将所求得的同步剩余误差经环路滤波器1滤波后，送到目标信道响应产生单元，从目标函数存储单元中挑选一组能使同步定时剩余误差减小的目标函数，以产生下一时刻的目标信道响应序列，实现帧同步环的跟踪。

10.根据权利要求1所述的准正交时分复用传输方法，其中所述的同步和导频序列采用一个周期为2M、其频谱只有奇次谐波分量的周期性复数伪随机序列，该序列均匀间隔地穿插在样点交织时分复接的样点序列之内，即每隔N/M个样点插进一个，得到一个样点速率为(N+M)·F_s复数样点序列，然后在各相邻的两个样点之间再插入一个0值样点，得到采样速率为2(N+M)·F_s复数样点序列。该目标信道响应信道响应产生单元利用所述的同步与导频序列通过无畸变信道所产生的输出，结合同步定时及其剩余误差估计单元对同步定时的估计和频偏相偏幅度估计单元对频偏相偏的估计产生目标信道响应。

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