CN109714142A

CN109714142A - 高效正交时分复用传输方法及系统

Info

Publication number: CN109714142A
Application number: CN201910181661.1A
Authority: CN
Inventors: 田斌; 辛国庆; 路志勇; 易克初; 蓝财洲; 杭玉婷; 张春晖
Original assignee: Xidian University; CETC 54 Research Institute
Current assignee: Xidian University; CETC 54 Research Institute
Priority date: 2019-03-11
Filing date: 2019-03-11
Publication date: 2019-05-03
Anticipated expiration: 2039-03-11
Also published as: CN109714142B

Abstract

本发明公开了一种高效正交时分复用方法及系统，主要用于解决已有的QOTDM技术成熟度未能达到实际工程要求的问题。其发端由输入信号预处理、同步序列产生、样点交织时分复接、波形成形、基带数字预失真和正交载波调制6个单元构成；收端由正交下变频采样量化、自适应信道均衡、闭环时频同步、时分分接5个单元构成。由于发端采用了基带数字预失真技术，射频功放可工作于接近饱和的状态，使其发射功率和射频功率转换效率大幅度提高。由于收端采用了自适应信道均衡器和高精度的时频联锁同步环，系统的顽健性显著改善，能在信道存在平坦衰落、接收信号信噪比很低、采样时钟存在时间抖动时保持正常工作，还能在失锁时自动重捕恢复同步跟踪状态。

Description

高效正交时分复用传输方法及系统

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及数据传输，具体的说是一种正交时分复用传输方法以及基于这种方法构成的无线传输系统，应用于卫星通信、无线通信。

背景技术

时分复用技术(time-division multiplexing,TDM)，通常是将多个数据比特流，分段交织排列成一个比特流，再采用数字调制技术变为一个连续信号通过一条信道传输；接收端进行解交织和数字解调恢复各个数据比特流。以TDM方式在一条无线信道中传输多路信号，其功率效率比基于频分复用(FDM)方式传输的功率效率要高得多，因为前者是一种单载波调制信号，而后者是多载波调制信号，很容易因功放非线性而产生互调干扰。

在有星上交换的大容量宽带卫星通信系统中，卫星下行链路功率效率的提高是一个十分重要的课题，应该尽可能采用TDM方式来传输多路信号。但是，星上对于大量的宽带用户信号进行交换，常常因为考虑星上复杂度问题而采用基于非再生式信号处理进行用户交换；其下行链路需要传输的是许多路没有解调译码的数字调制信号，它们本质上属于连续波信号；这就希望下行链路采用连续波时分复用方式(CWTDM)进行传输。

西安电子科技大学曾申请了两项发明专利，即“准正交时分复用传输方法及系统”(申请号：200510042910.7申请日：2005.07.11申请公布号：CN1845487)、“带限信号时分多路复用传输方法”(申请号：98112846.7申请日：1998.04.07申请公布号：CN1231550)，提出了两种CWTDM传输方法，原理上解决了上述问题。其中准正交时分复用(QOTDM)方法，是基于基带复信号样点交织方式实现时分复接，再利用平方根升余弦谱特性的成形波，将它转化为一个连续波形信号进行传输。发射端的这种波形成形方法，可以看作是由符号矢量空间向正交基函数族空间的映射，接收端则为其逆映射。易克初、孙永军在电子工业出版社2013年出版的《数字通信理论与系统》中已证明，平方根升余弦谱特性成形波的符号间隔平移复本，是一个正交基函数族；因此发送端采用这种成形波进行波形成形，而接收端采用它进行匹配滤波，所形成的QOTDM，本质上是时分正交的(OTDM)，如果其成形波截尾误差的影响可忽略不计的话；因此本发明直接称为OTDM。

基于OTDM实现多个连续波信号共享一条信道传输的最大难点，似乎是如何避免子信道之间相互泄漏的问题。因为OTDM是基于样点交织方式实现时分复接的，那么经信道传输后，相邻两样点值的相互影响就是子信道之间的相互泄漏。要想使OTDM中子信道之间的隔离度与FDM系统中子信道之间的隔离度一样好，例如泄漏干扰小于-40dB，那是相当困难的；仿真结果表明：对于成形波滚降因子为0.25的情况，并设各路传输信号的功率都相同，那么当接收端的采样点位置存在1％的偏差，某一路信号受到左右8路信号的泄漏干扰的干信比可达-36.5dB；这与FDM系统在理想情况下的带通滤波器的隔离度是相似的。

其实OTDM系统子信道之间的隔离度根本不必要求那么高，因为接收信号的信噪比一般都在10dB左右，即使存在-20dB的子信道间泄漏干扰，对系统的误码特性也几乎没有影响。其次FDM系统中传输多路信号时因功放非线性引起互调干扰，其干信比一般都只有-10～-15dB；根据权威教科书给出的结论，当N个子信道的FDM信号经过非线性功放后，即使功率回退倍，QPSK信号解调的误码率最低也只能达到10-⁴。因此OTDM的子信道间泄漏干扰只要小到-20dB左右就不会使信道特性恶化了。我们对基于0.25滚降因子成形波的49路OTDM系统，进行了误码特性仿真测试，结果是接收端OTDM分接时采样点同步误差为5％个采样间隔时，所得误码特性在10-⁶误码率处也只存在1dB的信噪比损失。

对于我们的专利方法来说，采样点同步精度达到5％个样点间隔是容易保证的，原来的QOTDM就能达到。本专利要解决的主要问题是系统顽健性的问题：这种专利技术的成熟度能否达到实际工程的要求，关键是其顽健性必须足够好，就像带通滤波器组那样好的顽健性才行；例如：要求在总的接收信号的信噪比低到0dB左右、收发端频率源相位噪声不很低的条件下都能做到稳定地工作，并且系统所引入的信噪比损失可以忽略不计；此外，还要求在传输信道存在平坦的多径衰落情况下也能保持正常工作。这个要求是前述QOTDM所没有达到的；本专利采用一种高精度时频联锁同步环路和一阶自适应信道均衡器来达到此目的；此外还采用数字基带预失真技术，提高系统功率效率。

发明内容

本发明提出的正交时分复用传输方法及其构成的无线传输系统，发送端将N个带宽都为BHz的基带信号，再插入一个同步序列，以正交时分复接(OTDM)方式合并为一个信号，调制到载波频率进行发送；接收端经正交解调、采样量化为一个“零中频”复数字信号，进行正交时分分接恢复N路基带信号。该系统的结构特征和信号处理步骤如下：

系统的结构特征：

发端由输入信号预处理单元、同步序列产生单元、样点交织时分复接单元、波形成形单元、基带数字预失真单元和正交载波调制单元构成。收端由正交下变频采样量化单元、自适应信道均衡单元、闭环时频同步单元、时分分接单元构成。

发送端信号处理步骤：

(1)输入信号预处理：

输入信号预处理单元将N路(N＝3～256)带宽都为BHz的连续波基带复信号，各以f_s＝B样点/秒的采样速率进行采样量化，得到N个复数样点序列{x_i(n)；i＝1:N,n＝1:∞}；

(2)产生同步序列：

同步序列产生单元产生一个周期为L_PN的m序列，其中L_PN＝2⁶-1～2⁸-1，各码片取值为±1；其每一个周期{P(i),i＝1:L_PN}称为一个伪随机码，即PN码；将这个m序列放大A_x倍，即得到同步序列{x₀(n)；n＝1:∞}；

(3)样点交织时分复接：

样点交织时分复接单元将N+1个样点序列{x_i(n)；i＝0:N,n＝1:∞}以样点交织方式复接为一个样点序列，{u(t)；t＝1:∞}＝{x_i(n)；i＝0:N,n＝1:∞}|_{t＝i·(N+1)+n}；

(4)波形成形：

波形成形单元将u(t)的每两个样点之间插入一个0值样点，使其样点速率变为F_s＝2(N+1)f_s；然后采用一个滚降因子为α(α＝0.2～0.5)的平方根升余弦谱特性的波形成形滤波器{g(i)，i＝-8:8}对{u(t),t＝1:∞}进行波形成形，得到信号

(5)基带数字预失真：

基带数字预失真单元将进行预失真非线性映射得到

(6)正交载波调制：

正交载波调制单元将进行两路数模变换及正交调制后，得到射频载波调制信号后发射。

接收端信号处理步骤：

(1)正交下变频采样量化

正交下变频采样量化单元将收到的射频信号通过正交下变频、低通滤波器、数模转换器后，输出一个采样率也是F_s的基带复数样点序列{v(t)；t＝1:∞}。

(2)自适应信道均衡：

自适应信道均衡单元采用一阶最小均方(LMS)自适应均衡器对v(t)进行信道均衡，得到

(3)闭环时频同步：

闭环时频同步单元采用一种高精度的时频同步环，进行波形匹配滤波、频偏纠正、帧同步和精确样点同步的自动跟踪，进而输出一个纠正了频偏的、其帧同步定位与{u(t)，t＝1:∞}相对应的样点序列

(4)时分分接：

时分分接单元对进行解样点交织时分分接，得到N个复数样点序列就是与发送信号{x_i(n)；i＝1:N,n＝1:∞}相对应的N个复数样点序列。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

第一，显著改善了接收端实现OTDM分接整个过程的顽健性：

由于本发明的时分复接是基于样点交织方式实现的，复接信号经非理想信道传输后，子信道之间的相互泄漏表现为采样信号样点之间的相互影响。因此，除了因同步单元性能不理想使采样时刻同步产生微小偏差而引起子信道之间信号相互泄漏之外，还有另外三个因素很容易破坏系统的正常工作：①信道中引入的高斯白噪声，在某些采样时刻出现很大的噪声能量，它会冲击同步单元使之出现很大同步偏差，甚至引起同步失锁；②当发送端或接收端的频率源不理想而使采样时钟存在较大相位跳变或时间抖动时，就可能冲击同步单元出现较大同步偏差，甚至引起同步失锁。③当传输信道存在记忆特性(平坦衰落信道)时，前一个样点的信号能量就会泄漏到后一个样点信号中。此外，因传输信道引入的频偏值的大小可能接近于同步序列的符号速率(即m序列周期的倒数)，也将严重地影响同步捕获与跟踪；这都是前述QOTDM发明中没有考虑到的。

本发明采用自适应信道均衡和负反馈控制闭环时频同步环路这两个重要措施，使系统顽健性得到显著改善，不仅能在接收信号信噪比低达0dB左右时保持同步环路始终处于同步锁定状态，而且在D/A和接收端A/D的采样时钟存在较大时间抖动时仍能保持同步锁定状态。这是本发明的技术成熟度能达到实用要求的重要标志。

第二，大幅度地提高了射频功率放大器的发射功率和射频功率转换效率：

本发明发送端发射的OTDM信号是单载波调制信号，因此功放管无需进行功率回退，而且因为采用基带数字预失真技术，使最大发射瞬时功率可以超出功放管的1dB压缩点，因而能最大限度地利用功率放大器的动态范围发射出最大功率，同时也使功放管的射频功率转换效率大大提高。仿真实验表明对于49路2.5MHz带宽的信号OTDM传输，其总的功率效率可比采用FDM传输同样的49路信号的功率效率提高10dB以上。

第三有效地提高了时分复用无线传输系统的频带效率：

与前述发明QOTDM相比，本发明采用了两个措施提高其频带效率：①本发明中每个复接帧中只用一个同步样点，而比QOTDM中用两个同步样点相比，频带效率提高约2.13％(48/49-(46/48)＝0.213)。②由于本发明接收端的同步单元采用负反馈控制闭环同步环路，使同步精度和同步锁定的稳定性显著提高，因此成形波的滚降系数可以取得更小，例如：可取α＝0.2～0.25；而QOTDM中为了保证同步精度和稳定性要求，可能不得不取α＝0.3左右；其频带效率可提高3.1％～6.4％。

附图说明

图1为本发明OTDM系统发送部分原理框图；

图2为本发明OTDM系统接收部分原理框图；

图3为本发明OTDM系统整体框图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述。

参照附图1，对本发明的发送端具体实施做进一步详细描述。

步骤1，输入信号预处理：

输入信号预处理单元将N路带宽都为B Hz的连续波基带复信号，各以f_s＝B样点/秒的采样速率进行采样量化，得到N(N＝3～256)个复数样点序列{x_i(n)；i＝1:N,n＝1:∞}；

步骤2，产生同步序列：

同步序列产生单元产生一个周期为L_PN的m序列，其中L_PN＝2⁶-1～2⁸-1，各码片取值为±1；其每一个周期的值为{P(i),i＝1:L_PN}，称为一个伪随机码，即PN码；将这个m序列放大A_x倍，即得到同步序列{x₀(n)；n＝1:∞}，它与PN码的关系式为：

步骤3，样点交织时分复接：

样点交织时分复接单元将N+1个样点序列{x_i(n)；i＝0:N,n＝1:∞}以样点交织方式复接为一个样点序列，{u(t)；t＝1:∞}＝{x_i(n)；i＝0:N,n＝1:∞}|_{t＝i·(N+1)+n},这里同一采样时刻n₀的N+1个输入信号样点(x_i(n₀),i＝0:N)复接所得样点序列{x₀(n₀),x₁(n₀),…,x_N(n₀)}，称为一个复接帧的信号，而一个PN码周期所对应的L_PN个复接帧称为一个超帧；

步骤4，波形成形：

步骤5，基带数字预失真：

基带数字预失真单元对进行数字基带预失真变换，其利用发端功率放大器的输入-输出幅度变换特性(离散)曲线y(n)＝f(x(n))的反函数x(n)＝f^-1(y(n))，对准备送到D/A变换和正交调制器的信号进行数字基带预失真变换，得这里的离散反函数f^-1(.)采用一个离散数据(复数)查看表实现。

步骤6，正交载波调制：

参照附图2，对本发明的接收端具体实施做进一步详细描述。

步骤1，正交下变频采样量化：

正交下变频采样量化单元将收到的射频信号通过正交下变频、低通滤波器、数模转换器后，输出一个采样率也是F_s的基带复数样点序列{v(t)；n＝1:∞}；

步骤2，自适应信道均衡：

其中，自适应信道均衡主要分为三步：

(1)权值初始化：令w₀＝ε(实部和虚部的标准差为0.1的随机复数)；

(2)对于t(t＝1:∞)时刻的输入信号v(t),计算相应的输出信号

(3)权值修改：令t＝t+1,然后转向(2)；其中μ＝0.001～0.02为迭代步长因子。

步骤3，闭环时频同步：

闭环时频同步单元采用一种基于多相匹配滤波组构成的高精度定时环，与一种基于负反馈控制的锁频环相结合，构成一种时频联锁同步环；其中多相滤波器组{g_τ(i)；τ＝-N_g:N_g；i＝-8:8}包含有2N_g+1个(N_g＝20～50)群延迟分别为τT_s/(2N_g)的匹配滤波器，其中T_s＝1/F_s是采样时间间隔；这2N_g+1个滤波器都由成形滤波器{g(i)；i＝-8:8}派生得到。采用时频同步环对输入信号进行同步捕获与跟踪的信号处理步骤如下：

(1)同步样点序列提取：先从接收信号中截取一段有2L_FRM个样点信号其中L_FRM＝2L_PN.(N+1)是一个超帧的信号样点数；然后用{g₀(i)；i＝-8:8}进行匹配滤波后得到

(2)滑动相关运算：假定信号中隐含PN码起始位置为t₀，t₀∈[1,2L_PN.(N+1)]，对从t₀开始进行2(N+1):1下采样，并将它与PN码进行滑动相关及N_DFT(N_DFT＝4L_PN)点DFT(离散傅立叶变换)运算，得：

t₀＝1:2L_PN(N+1)；k＝-2L_PN:2L_PN；

(3)最大相关值位置搜索：在时频二维域搜索最大相关能量的位置：

则t_m就是当前那帧信号中隐含的PN码起时刻估值，ω_m0＝2πk_m0/N_DFT(弧度/码片间隔)就是接收信号在无线传输过程中所产生频偏的粗略估计；这就完成了同步捕获，下面进入同步跟踪；

(4)初始化：令n＝0，其中τ_n和都是第n超帧中提取同步信号时所用多相滤波器的序号，二者分别为环路滤波器的输入和输出值；

(5)计算下一帧相关量：令n＝n+1，让下一超帧的信号通过3个多相滤波器分别滤波，并作2(N+1):1下采样，分别得到三个样点序列s₁(1:L_PN)、s₂(1:L_PN)、s₃(1:L_PN)，将它们用频偏估值初步消除频偏后，再与PN码进行相关运算，即：

将k＝1、2、3所对应的多相滤波器的序号看作为自变量，相应的相关能量值看作是抛物线函数值y＝f(x)，由此3个已知点(x,y)确定这条抛物线，并求出抛物线顶点的横坐标x₀，并量化为τ_n，就是本帧精确定时的最佳匹配滤波器的序号；再用滤波器对本超帧信号进行一次2倍下采样匹配滤波，得到并对它进行(N+1):1下采样，得到再计算它与PN码的互相关值：

(6)同步状态判定：计算归一化相关量R_norm＝|R(n)|/(L_PN A_m)，其中A_m为一帧信号样点的平均幅度值；如果R_norm<0.25，则说明同步已失锁，转向(1)重新进行捕获；否则将所得本超帧的精确定位信号经过频偏纠正后得到送到时分分接单元，然后继续进行下一步同步跟踪；

(7)计算本帧残留频偏：Δω_t＝[phase(R(n))-phase(R(n-1))]/L_PN；

(8)环路滤波：

其中环路参数γ₁和α₁的值由定时环仿真对于阶跃性时延的响应达到最佳状态来确定；γ₂和α₂由锁频环仿真对于阶跃性频偏的响应达到最佳状态来确定；

(9)同步点修正：修正本帧频偏估值，即令按照3种情况确定下一超帧起点t_m：(a)如果且则令t_m＝t_m+L_Frm+1，并令(b)如果且则令t_m＝t_m+L_Frm-1，并令 (c)如果或小于N_g/2，则令t_m＝t_m+L_Frm；然后转向(5)。

步骤4，时分分接：

下面通过两个具体实施例，对本发明所述的高效正交时分复用传输方法及系统做进一步描述。

实施例1：设计一个有多个星上FDMA-OTDM转换处理转发器支持的宽带移动通信系统。每个36MHz带宽的转发器接收49个用户发送各有0.576MHz带宽的FDMA信号，在星上进行频分分路后进行程控交换，每个转发器需要向下发送49个带宽都是0.576MHz的、没有解调译码的数字调制基带复信号。为了最大限度地充分利用星上载荷的功率，我们将每个转发器的下行链路设计为本发明提出的OTDM方式，传输这49路连续波信号。

星上转发器对下行信号的处理过程如下：

(1)将49路带宽都为0.576MHz的连续波基带复信号，各以0.576Mbps的采样速率进行采样量化，得到49个复数样点序列{x_i(n)；i＝1:49,n＝1:∞}；

(2)产生一个周期为127的m序列，各码片取值为±1；设其每一个周期为{P(i),i＝1:L_PN}，就是一个PN码；将这个m序列放大A_x倍，即得到同步序列

其中A_x是那49路输入信号的平均幅度；

(3)将{x_i(n)；i＝0:49,n＝1:∞}这50个样点序列以样点交织方式复接为一个样点序列，{u(t)；t＝1:∞}＝{x_i(n)；i＝0:49,n＝1:∞}|_t＝50i+n；

(4)将{u(t)；t＝1:∞}每两个样点之间插入一个0值样点，得到一个样点速率为57.6Mbps的样点序列；然后采用一个滚降因子为0.25的平方根升余弦谱特性的波形成形滤波器{g(i),i＝-8:8}对它进行波形成形，得到一个带宽为36MHz的基带复信号

(5)对进行预失真非线性映射得

(6)将实部、虚步分别进行D/A变换，在进行正交调制，得到一个载波调制的射频信号后通过卫星下行链路发射。

地面接收站对接收的OTDM复接信号的分接处理过程如下：

(1)将收到的射频信号通过正交下变频、低通滤波器、数模转换器后，输出一个57.6Mbps的基带复数样点序列{v(t)；t＝1:∞}；

(2)采用一阶最小均方(LMS)自适应均衡器对v(t)进行信道均衡，得到

(3)闭环时频同步单元采用由51个群延迟分别为τ/(50F_s)的多相滤波器构成的时频联锁同步环路，对进行频偏纠正、帧同步及精确样点同步，得到一个纠正了频偏的、其帧同步定位与u(t)相对应的样点序列

(4)对进行解样点交织时分分接，得到49个复数样点序列即实现了49个用户信号的OTDM分接，进而可用于解调译码。

实施例2：一个有108个波束的GEO多波束通信卫星，可支持108条带宽都为3.05MHz的宽带用户通信信道，每条信道又可用MF-TDMA方式划分为许多子信道，支持大量窄带用户进行移动通信。由于没有星上交换，星上所接收的108个3.05MHz带宽的信号，变为基带复数字信号之后，必须通过下行馈送链路传输到地面关口站。此下行馈送链路采用OTDM技术，有助于充分利用卫星的有效载荷资源，尽量降低关口站的建设成本。为了便于FPGA设计实现，我们将这108路宽带信号分为3组，每组36路以OTDM方式进行传输。

36路OTDM下行传输的星上信号处理过程如下：

(1)星上将36路带宽都为3.05MHz的连续波基带复信号，各以3.05Msps的采样速率进行采样量化，得到36个复数样点序列{x_i(n)；i＝1:36,n＝1:∞}；

其中A_x是那36路输入信号的平均幅度；

(3)将{x_i(n)；i＝0:36,n＝1:∞}这37个样点序列以样点交织方式复接为一个样点序列，{u(t)；t＝1:∞}＝{x_i(n)；i＝0:36,n＝1:∞}|_t＝37i+n；

(4)将{u(t)；t＝1:∞}每两个样点之间插入一个0值样点，得到一个样点速率为225.7Mbps的样点序列；然后采用一个滚降因子为0.25的平方根升余弦谱特性的波形成形滤波器{g(i),i＝-8:8}对它进行波形成形，得到一个带宽为141.0625MHz的基带复信号

(5)对进行预失真非线性映射得

(6)将实部、虚步分别进行D/A变换，在进行正交调制，得到一个载波调制的射频信号后通过下行馈送链路传输到地面关口站。

在地面关口站对接收的36路OTDM复接信号的分接处理过程如下：

(1)将收到的射频信号通过正交下变频、低通滤波器、数模转换器后，输出一个225.7Mbps的基带复数样点序列{v(t)；t＝1:∞}；

(3)闭环时频同步单元采用由群延迟分别为τ/(50F_s)的51个多相滤波器构成的时频联锁同步环路，对进行频偏纠正、帧同步及精确样点同步，得到一个纠正了频偏的、其帧同步定位与u(t)相对应的样点序列

(4)对进行解样点交织时分分接，得到36个复数样点序列即实现了36个用户信号的OTDM分接，进而可用于解调译码。

Claims

1.一种正交时分复用传输方法(OTDM)，发送端将N个带宽都为BHz的基带信号，再插入一个同步序列，以正交时分复接方式合并为一个信号，调制到载波频率后进行发送；接收端经正交解调、采样量化变为一个零中频复数字信号，进行正交时分分接恢复N路基带信号；其特征在于：

发送端包括有输入信号预处理单元、同步序列产生单元、样点交织时分复接单元、波形成形单元、基带数字预失真单元和正交载波调制单元；其信号处理步骤如下：

(1a)输入信号预处理：

(1b)产生同步序列：

同步序列产生单元产生一个周期为L_PN的m序列，其中L_PN＝2⁶-1～2⁸-1，各码片取值为±1；其每一个周期{P(i),i＝1:L_PN}称为一个伪随机码，即PN码；将这个m序列放大A_x倍，即得到同步序列{x₀(n)；n＝1:∞}，它与PN码的关系式为：

(1c)样点交织时分复接：

样点交织时分复接单元将N+1个样点序列{x_i(n)；i＝0:N,n＝1:∞}以样点交织方式复接为一个样点序列，{u(t)；t＝1:∞}＝{x_i(n)；i＝0:N,n＝1:∞}|_{t＝i·(N+1)+n}，这里同一采样时刻n₀的N+1路复接信号的样点(x_i(n₀),i＝0:N)复接所得样点序列{x₀(n₀),x₁(n₀),…,x_N(n₀)}，称为一个复接帧的信号，而一个PN码周期所对应的L_PN个复接帧称为一个超帧；

(1d)波形成形：

波形成形单元将u(t)的每两个样点之间插入一个0值样点，使其样点速率变为F_s＝2(N+1)f_s；然后采用一个滚降因子为α(α＝0.2～0.5)的平方根升余弦谱特性的波形成形滤波器{g(i)，i＝-8:8},对{u(t),t＝1:∞}进行波形成形，得到信号

(1e)基带数字预失真：

基带数字预失真单元将进行预失真非线性映射得到

(1f)正交载波调制：

接收端包括有正交下变频采样量化单元、自适应信道均衡单元、闭环时频同步单元、时分分接单元；其信号处理步骤如下：

(2a)正交下变频采样量化：

正交下变频采样量化单元将收到的射频信号通过正交下变频、低通滤波器、数模转换器后，输出一个采样率也是F_s的基带复数样点序列{v(t)；t＝1:∞}；

(2b)自适应信道均衡：

自适应信道均衡单元采用一阶最小均方(LMS)自适应均衡器对v(t)进行信道均衡，输出信号

(2c)闭环时频同步：

闭环时频同步单元采用一种高精度的时频联锁同步环，进行波形匹配滤波、频偏纠正、帧同步和精确样点同步的自动跟踪，进而输出一个纠正了频偏的、其帧同步定位与{u(t)，t＝1:∞}相对应的样点序列

(2d)时分分接：

2.根据权利要求1所述的正交时分复用传输方法所实现的系统，其特征在于：

(1)发送端由输入信号预处理单元(101)、同步序列产生单元(102)、样点交织时分复接单元(103)、波形成形单元(104)、基带数字预失真单元(105)和正交载波调制单元(106)构成；

待传输的N路(N＝3～256)带宽都为BHz的连续波基带复信号，先在单元101中采样量化为N个复数样点序列，再添加由单元102产生的同步序列，送到单元103中进行基于样点交织的时分复接，变为一个速率为(N+1)B样点/秒的复数样点序列；再送到单元104采用平方根升余弦谱特性的成形滤波器进行波形成形，得到一个样点速率为F_s样点/秒(F_s＝2(N+1)B)的复数样点序列；然后送到单元105进行基带数字预失真变换，产生一个反映射射频功放非线性特性的复数样点序列，送到单元106进行数模变换和正交载波调制，最后形成一个射频载波调制信号通过无线信道进行传输；

(2)接收端由正交下变频采样量化单元(201)、自适应信道均衡单元(202)、闭环时频同步单元(203)、时分分接单元(204)构成；

接收端收到的信号，先在单元201中进行正交下变频和采样量化，得到速率为F_s样点/秒的复数样点序列，再送到单元202进行自适应信道均衡，然后送到单元203进行帧同步定位并消除频偏后，送到单元204进行时分分接，输出N个复数样点序列，恢复与发送端对应的N路连续波基带复信号。

3.根据权利要求1所述的正交时分复用传输方法，其基带数字预失真单元对信号进行基带数字预失真变换，其特征在于：

利用发端功率放大器的输入-输出幅度转换特性曲线y(n)＝f(x(n))的反函数x(n)＝f^-1(y(n))，对准备送到D/A变换和正交调制器的信号进行数字基带预失真变换，得这里的离散反函数f^-1(.)采用一个离散数据(复数)查看表实现。

4.根据权利要求1所述的正交时分复用传输方法，其自适应信道均衡单元采用一阶LMS自适应信道均衡器对输入信号{v(t),t＝1:∞}进行信道均衡，其特征和信号处理步骤如下：

步骤401，权值初始化：令w₀＝ε,即一个实部和虚部的标准差均为0.1的随机复数；

步骤402，计算输出信号：对于t(t＝1:∞)时刻的输入信号v(t),利用权值w_t-1计算相应的输出信号，即

步骤403，权值修改：其中μ＝0.001～0.02为迭代步长因子；令t＝t+1，然后转向步骤402。

5.根据权利要求1所述的正交时分复用传输方法，其闭环时频同步单元的特征在于：

所述高精度时频联锁同步环，采用一种基于多相匹配滤波器组构成的高精度定时环，与一种基于负反馈控制的锁频环相结合而构成；其中多相滤波器组{g_τ(i)；τ＝-N_g:N_g；i＝-8:8}包含有2N_g+1个(N_g＝20～50)群延迟分别为τT_s/N_g的匹配滤波器，其中T_s＝1/F_s是采样时间间隔；这2N_g+1个滤波器都由成形滤波器{g(i)；i＝-8:8}派生得到。

采用时频同步环对输入信号进行同步捕获与跟踪的信号处理步骤如下：

步骤501，同步样点序列提取：先从接收信号中截取一段有2L_FRM个样点信号其中L_FRM＝2L_PN·(N+1)是一个超帧的信号样点数；然后用{g₀(i)；i＝-8:8}进行匹配滤波后得到

步骤502，滑动相关运算：假定信号中隐含PN码起始位置为t₀，t₀∈[1,2L_PN.(N+1)]，对从t₀开始进行2(N+1):1下采样，并将它与PN码进行滑动相关及N_DFT(N_DFT＝4L_PN)点DFT(离散傅立叶变换)运算，得：

t₀＝1:2L_PN(N+1)；k＝-2L_PN:2L_PN；

步骤503，最大相关值位置搜索：在时频二维域搜索最大相关能量的位置

则t_m就是当前超帧信号中隐含的PN码起始时刻的估值，ω_m0＝2πk_m0/N_DFT(弧度/码片间隔)就是接收信号在无线传输过程中所产生频偏的粗略估计；这就完成了同步捕获，下面进入同步跟踪；

步骤504，初始化：令n＝0，其中τ_n和都是第n超帧中提取同步信号时所用多相滤波器的序号，二者分别为环路滤波器的输入和输出值；

步骤505，计算下一帧的相关量：令n＝n+1，τ_n＝τ_n-1，让下一超帧的信号通过3个多相滤波器分别滤波，并作2(N+1):1下采样，分别得到三个样点序列s₁(1:L_PN)、s₂(1:L_PN)、s₃(1:L_PN)，将它们用频偏估值消除频偏后，再与PN码进行相关运算，即

将k＝1、2、3所对应的多相滤波器的序号看作为自变量，相应的相关能量值看作是抛物线函数值y＝f(x)，由此3个已知点(x,y)确定这条抛物线，求出抛物线顶点的横坐标x₀，并量化为τ_n，其就是本帧精确定时的最佳匹配滤波器的序号；再用滤波器对本超帧信号进行一次2倍下采样匹配滤波，得到并对它进行(N+1):1下采样，得到再计算它与PN码的互相关值：

步骤506，同步状态判定：计算归一化相关量R_norm＝|R(n)|/(L_PN A_m)，其中A_m为一帧信号样点的平均幅度值；如果R_norm<0.25，则说明同步已失锁，转向步骤501重新进行捕获；否则将所得本超帧的精确定位信号经过频偏纠正后得到送到时分分接单元，然后继续进行下一步同步跟踪；

步骤507，计算本帧残留频偏：Δω_t＝[phase(R(n))-phase(R(n-1))]/L_PN；

步骤508，环路滤波：

步骤509，同步点修正：修正本帧频偏估值，即令按照3种情况确定下一超帧起点t_m：(1)如果且则令t_m＝t_m+L_Frm+1，并令(2)如果且则令t_m＝t_m+L_Frm-1，并令(3)如果或小于N_g/2，则令t_m＝t_m+L_Frm；然后转向步骤505。