CN110830411A - 一种面向mf-tdma的星上多载波解调器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种面向MF‑TDMA的星上多载波解调器，包括时间共享的全时捕获器、定时同步器、载波跟踪环路和符号解映射器；所述全时捕获器，用于分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波后，通过计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值；所述定时同步器，用于根据输入的星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号得到定时同步后插值恢复的数据；所述载波跟踪环路，用于完成残留多普勒频率的剥离，得到载波跟踪的数据；所述符号解映射器根据调制方式对定时同步和载波跟踪的数据完成符号解映射。本发明用一路高速解调器通过时分复用的方式来支持多路低速信号的解调，电路复用率高、资源开销低、时延小且处理灵活。

Description

一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器
技术领域
本发明涉及卫星通信技术领域，尤其是一种一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器。
背景技术
随着卫星宽带业务需求的不断增长，越来越多的国家投入到高通量通信卫星的研发和应用中，整体技术趋势由传统的弯管式透明转发朝着星上再生处理、交换的方向发展。宽带通信体制多采用MF-TDMA的多址方式，通过载波数量、载波速率的动态配置来适应不同的业务传输和组网需求。面向MF-TDMA的星上再生处理主要包括多载波分路和多载波解调，其中星上通过多载波分路完成非均匀信道分离后，将多路低速数据通过串流的方式送入多载波解调器完成实时的多用户实时捕获、定时同步、载波跟踪和符号解映射。由于宽带通信卫星同时服务的用户多，并且在按需动态资源分配体制中，载波个数与载波速率都可能随着用户分布、用户类型的不同而发生改变，若采用传统的调制解调技术需要大量的解调器资源与多速率的时钟资源，如图1所示，这对卫星载荷的数字资源配置提出了严峻的挑战，因此高效的多载波解调结构为星上再生处理的关键技术。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：针对上述存在的问题，提供一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，用一路高速解调器通过时分复用的方式来支持多路低速信号的解调，电路复用率高、资源开销低、时延小且处理灵活。
本发明采用的技术方案如下：
一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，包括时间共享的全时捕获器、定时同步器、载波跟踪环路和符号解映射器；
所述全时捕获器，用于分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波后，通过计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值；所述输入数据包括星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号，以及分路对应的载波标签和数据有效使能；
所述定时同步器，用于对输入的星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号依次进行串并转换、定时误差检测和插值运算后，得到定时同步后插值恢复的数据；其中，各载波参数按照载波标签对应的地址存入RAM中，在每次到来多路IQ信号时取出对应的载波参数进行插值运算；
所述载波跟踪环路包括载波鉴相器、环路滤波器、NCO数据存储和NCO数控振荡器，定时同步后插值恢复的数据以符号速率送入载波跟踪环路；所述载波鉴相器根据调制方式选择对应鉴相公式提取当前符号的相差；所述环路滤波器将带有载波标签的鉴相结果与上一次环路滤波器结果进行运算输出频率控制字；所述NCO数据存储用于存储多载波各分路的频率控制字；NCO数控振荡器根据粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值输入到对应地址的存储空间产生正弦波，完成残留多普勒频率的剥离，从而得到载波跟踪的数据；
所述符号解映射器根据调制方式对定时同步和载波跟踪的数据完成符号解映射。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1、本发明的一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，用一路高速解调器通过时分复用的方式来支持多路低速信号的解调，电路复用率高、资源开销低、时延小且处理灵活。
2、本发明的一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器在解调过程中，数据以时分低速串流的形式输入多载波解调器，将运算过程中的中间结果按照分路载波标签进行缓存，每次对应载波数据进入多载波解调器，相应的缓存空间进行数据运算和新运算结果更新，这样不会改变整体数据输入输出时序，同时占用的缓存空间还会更小。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为传统的多载波解调模块组示意图。
图2为本发明的多载波解调器结构示意图。
图3为本发明的多载波解调器输入数据的数据帧格式示意图。
图4为本发明的多载波解调器的输入数据时序示意图。
图5为将某载波采用本发明的多载波解调器在定时同步和载波跟踪前后的星座图。
具体实施方式
本发明的一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，包括时间共享的全时捕获器、定时同步器、载波跟踪环路和符号解映射器，用一路高速解调器通过时分复用的方式来支持多路低速信号的解调，电路复用率高、资源开销低、时延小且处理灵活。解调过程中，数据以时分低速串流的形式输入多载波解调器，将运算过程中的中间结果按照分路载波标签进行缓存，每次对应载波数据进入多载波解调器，相应的缓存空间进行数据运算和新运算结果更新，这样不会改变整体数据输入输出时序，同时占用的缓存空间还会更小。
以下结合实施例对本发明的特征和性能作进一步的详细描述。
基础实施方式：
本发明提供的一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，如图2所示，包括时间共享的全时捕获器、定时同步器、载波跟踪环路和符号解映射器；载波的个数可支持几十到几百个，载波符号速率采用2的幂次分档，假设最小速率为Rs，则可支持速率包括：Rs、2Rs、4Rs、8Rs等任意组合，所述多载波解调器的具体处理过程为：
1、输入数据；所述输入数据包括星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号，以及分路对应的载波标签和数据有效使能；作为优选，所述载波标签的取值区间为[0,M-1]，其中，M为MF-TDMA体制下最大载波数。此时各路载波的数据流速率一般以符号速率的4倍送入全时捕获器。
2、所述全时捕获器，用于分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波后，通过计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值；
具体地，所述全时捕获器中采用滤波器H1和H2分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波；其中，所述滤波器H1和H2均支持多路串行滤波，可以采用直接型FIR滤波器。进一步地，所述滤波器H1和H2的抽头系数为所述输入数据的数据帧帧头上采样4倍的序列长度N，则将前N/2序列作为滤波器H1(用于对输入数据进行滤波的滤波器)的系数，将后N/2序列作为滤波器H2(用于对延时后的输入数据进行滤波的滤波器)的系数。
延时后的输入数据的延时长度为N/2，延时前后的输入数据均为基带复信号，将延时前后的输入数据分别送入滤波器H1和H2。其中，所述滤波器H1和H2的每一级滤波器运算单元开辟深度为M的存储空间RAM，数据初始化为0；所述滤波器H1和H2进行滤波时，根据载波标签和数据有效使能，通过每一级的滤波器运算单元从存储空间RAM中读取地址等于载波标签的数据送入下一级运算单元，并用本次运算结果更新该地址数据空间。
进一步地，设滤波器H1的输出结果为Y1，滤波器H2的输出结果为Y2，其中Y1和Y2均为复数，则所述全时捕获器计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值的过程为：
(1)将Y1和Y2相加，得到SUM；
(2)对SUM求模，得到Amp；其中SUM为复数，Amp为实数；
(3)将SUM与门限进行对比，当SUM大于门限，则捕获成功；
(4)将捕获成功的SUM中的最大值对应的Y1和Y2进行共轭相乘，得到Conj_Y1Y2；其中Conj_Y1Y2为复数，此值为在T/2(假设该载波速率为Rs_index，则T＝N/Rs_index)时间内相位变化至对应的IQ值；
(5)将Conj_Y1Y2求反正切后除以T/2，得到残余频差Feq，即为粗捕频偏补偿值；
(6)将Conj_Y1Y2与SUM进行共轭相乘，得到Pha，即为捕获帧尾时刻的相位值；
(7)将Pha取共轭为Conj_Pha，即粗捕相偏补偿值，其中Pha和Conj_Pha为复数。这里不需要求取相位，只需要相位对应的IQ值进行补偿即可，以节省资源。
3、所述定时同步器，用于对输入的星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号依次进行串并转换、定时误差检测和插值运算后，得到定时同步后插值恢复的数据；其中，各载波参数按照载波标签对应的地址存入RAM中，在每次到来多路IQ信号时取出对应的载波参数进行插值运算；作为优选，所述定时同步器采用基于平方律定时估计的前向结构，避免了反馈结构收敛时间过长，并可能出现的“悬搁”现象。其中，串并转换是将输入数据中一个符号的几个样值并行同时进入误差检测器完成定时误差检测，每次到来的各路并行输入数据取出对应的载波参数完成一次插值运算，得到最佳采样点的恢复，即是定时同步后插值恢复的数据。
4、所述载波跟踪环路包括载波鉴相器、环路滤波器、NCO数据存储和NCO数控振荡器，定时同步后插值恢复的数据以符号速率送入载波跟踪环路；所述载波鉴相器根据调制方式选择对应鉴相公式提取当前符号的相差；所述环路滤波器将带有载波标签的鉴相结果与上一次环路滤波器结果进行运算输出频率控制字；所述NCO数据存储用于存储多载波各分路的频率控制字；NCO数控振荡器根据粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值输入到对应地址的存储空间产生正弦波，完成残留多普勒频率的剥离，从而得到载波跟踪的数据；
所述符号解映射器根据调制方式对定时同步和载波跟踪的数据完成符号解映射。
具体示例：
一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，如图2所示，包括时间共享的全时捕获器、定时同步器、载波跟踪环路和符号解映射器；以MF-TDMA载波动态最大配置如下：200路250Ksps，其中250Ksps速率分档帧格式如图3所示，随着符号速率不同，相应数据帧时长也不同。
则所述多载波解调器的具体处理过程为：
1、输入数据；所述输入数据包括星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号，以及分路对应的载波标签iChan_idx和数据有效使能iDin_dv；其中，所述载波标签iChan_idx的取值区间为[0,199]。此时各路载波的数据流速率以符号速率的4倍送入全时捕获器，输入时序图如图3所示。
2、所述全时捕获器，用于分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波后，通过计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值；所述输入数据包括星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号，以及分路对应的载波标签iChan_idx和数据有效使能iDin_dv；其中，所述滤波器H1和H2均采用直接型FIR滤波器。根据图3中所示的帧格式，帧头符号长度为256，则所述滤波器H1和H2的抽头系数为数据帧帧头上采样4倍后序列长度，即256×4＝1024。则将前512序列作为滤波器H1(用于对输入数据进行滤波的滤波器)的系数，将512序列作为滤波器H2(用于对延时后的输入数据进行滤波的滤波器)的系数，所述滤波器H1和H2均支持多路串行滤波。
将输入数据记为D1，将延时后的输入数据记为D2，D2的延时长度为512个250Ksps下的采样点，其中D1和D2均为基带复信号，将D1和D2对齐分别送入滤波器H1和H2。其中，所述滤波器H1和H2的每一级滤波器运算单元开辟深度为M的存储空间RAM，数据初始化为0；所述滤波器H1和H2进行滤波时，根据载波标签iChan_idx和数据有效使能iDin_dv，通过每一级的滤波器运算单元从存储空间RAM中读取地址RAM_addr＝iChan_idx的数据送入下一级运算单元，并用本次运算结果更新该地址数据空间。
进一步地，设滤波器H1的输出结果为Y1，滤波器H2的输出结果为Y2，其中Y1和Y2均为复数，则所述全时捕获器计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值的过程为：
(1)将Y1和Y2相加，得到SUM；
(2)对SUM求模，得到Amp；其中SUM为复数，Amp为实数；
(3)将SUM与门限进行对比，当SUM大于门限，则捕获成功；需要说明的是，采样率一般为符号速率的4倍，则过门限的SUM可能有4个，需要求出4个过门限的SUM中的最大值，该最大值对应的采样点即为帧起始粗估值；
(4)将捕获成功的SUM中的最大值对应的Y1和Y2进行共轭相乘，得到Conj_Y1Y2；其中Conj_Y1Y2为复数，此值为在T/2(假设该载波速率为Rs_index，则T＝N/Rs_index)时间内相位变化至对应的IQ值；
(5)将Conj_Y1Y2求反正切后除以T/2，得到残余频差Feq，即为粗捕频偏补偿值；
(6)将Conj_Y1Y2与SUM进行共轭相乘，得到Pha，即为捕获帧尾时刻的相位值；
(7)将Pha取共轭为Conj_Pha，即粗捕相偏补偿值，其中Pha和Conj_Pha为复数。这里不需要求取相位，只需要相位对应的IQ值进行补偿即可，以节省资源。
3、所述定时同步器，用于对输入的星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号依次进行串并转换、定时误差检测和插值运算后，得到定时同步后插值恢复的数据；其中，各载波参数按照载波标签iChan_idx对应的地址存入RAM中，在每次到来多路IQ信号时取出对应的载波参数进行插值运算；在本示例中，所述定时同步器采用基于平方律定时估计的前向结构。其中，串并转换是将输入数据中一个符号的4个样值并行同时进入误差检测器完成定时误差检测，每次到来的4路并行输入数据取出对应的载波参数完成一次插值运算，得到最佳采样点的恢复，即是定时同步后插值恢复的数据。
所述载波跟踪环路包括载波鉴相器、环路滤波器、NCO数据存储和NCO数控振荡器，定时同步后插值恢复的数据以符号速率送入载波跟踪环路；所述载波鉴相器根据调制方式选择对应鉴相公式提取当前符号的相差；所述环路滤波器将带有载波标签的鉴相结果与上一次环路滤波器结果进行运算输出频率控制字，所述环路滤波器可以采用传统的二阶环结构，考虑到环路滤波器是一个反馈系统，故其中间变量需要RAM进行存储，每次带有载波标签的鉴相结果与上一次环路滤波器结果进行运算输出频率控制字，并将本次数值替换存储至对应RAM空间，待下一次数据到来参与运算，即采用所述NCO数据存储器存储多载波各分路的频率控制字；NCO数控振荡器根据粗捕频偏补偿值Feq和粗捕相偏补偿值Conj_Pha输入到对应地址的存储空间产生正弦波，完成残留多普勒频率的剥离，从而得到载波跟踪的数据；
所述符号解映射器根据调制方式对定时同步和载波跟踪的数据完成符号解映射。以QPSK信号为例，某一载波支路定时同步和载波跟踪前后的星座图如图5所示，根据调制方式的不同完成符号解映射。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，包括时间共享的全时捕获器、定时同步器、载波跟踪环路和符号解映射器；
所述全时捕获器，用于分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波后，通过计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值；所述输入数据包括星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号，以及分路对应的载波标签和数据有效使能；
所述定时同步器，用于对输入的星上多载波分路后的串流形式的多路IQ信号依次进行串并转换、定时误差检测和插值运算后，得到定时同步后插值恢复的数据；其中，各载波参数按照载波标签对应的地址存入RAM中，在每次到来多路IQ信号时取出对应的载波参数进行插值运算；
所述载波跟踪环路包括载波鉴相器、环路滤波器、NCO数据存储和NCO数控振荡器，定时同步后插值恢复的数据以符号速率送入载波跟踪环路；所述载波鉴相器根据调制方式选择对应鉴相公式提取当前符号的相差；所述环路滤波器将带有载波标签的鉴相结果与上一次环路滤波器结果进行运算输出频率控制字；所述NCO数据存储用于存储多载波各分路的频率控制字；NCO数控振荡器根据粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值输入到对应地址的存储空间产生正弦波，完成残留多普勒频率的剥离，从而得到载波跟踪的数据；
所述符号解映射器根据调制方式对定时同步和载波跟踪的数据完成符号解映射。
2.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，所述载波标签的取值区间为[0,M-1]，其中，M为MF-TDMA体制下最大载波数。
3.根据权利要求1所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，所述全时捕获器中采用滤波器H1和H2分别对输入数据及延时后的输入数据进行滤波；所述滤波器H1和H2分均为直接型FIR滤波器。
4.根据权利要求3所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，所述输入数据的数据帧头上采样4倍的序列长度为N，则将前N/2序列作为滤波器H1的系数，将后N/2序列作为滤波器H2的系数。
5.根据权利要求3所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，延时后的输入数据的延时长度为N/2。
6.根据权利要求3所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，所述滤波器H1和H2的每一级滤波器运算单元开辟深度为M的存储空间RAM，数据初始化为0；所述滤波器H1和H2进行滤波时，根据载波标签和数据有效使能，通过每一级的滤波器运算单元从存储空间RAM中读取地址等于载波标签的数据送入下一级运算单元，并用本次运算结果更新该地址数据空间。
7.根据权利要求3所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，设滤波器H1的输出结果为Y1，滤波器H2的输出结果为Y2，其中Y1和Y2均为复数，则所述全时捕获器计算得到粗捕频偏补偿值和粗捕相偏补偿值的过程为：
(1)将Y1和Y2相加，得到SUM；
(2)对SUM求模，得到Amp；其中SUM为复数，Amp为实数；
(3)将SUM与每个门限进行对比，当SUM大于门限，则捕获成功；
(4)将所有门限捕获成功的SUM中的最大值对应的Y1和Y2进行共轭相乘，得到Conj_Y1Y2；其中Conj_Y1Y2为复数；
(5)将Conj_Y1Y2求反正切后除以T/2，得到残余频差Feq，即为粗捕频偏补偿值；
(6)将Conj_Y1Y2与SUM进行共轭相乘，得到Pha；
(7)将Pha取共轭为Conj_Pha，即粗捕相偏补偿值。
8.根据权利要求3所述的面向MF-TDMA的星上多载波解调器，其特征在于，所述定时同步器采用基于平方律定时估计的前向结构。
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