JP2003533900A - デュアル制御アナログ遅延素子 - Google Patents
デュアル制御アナログ遅延素子Info
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Abstract
Description
。
外部クロック信号のものと適合させるために使用される。典型的には、外部クロ
ック信号は遅延線を通され、ここで外部クロック信号は、制御可能な時間の間遅
延される。遅延線の出力信号は、クロック配分ツリーを介してクロックされるよ
う回路に与えられる。配分ツリーからのクロック信号の1つ(内部クロック信号
)は、外部クロックとともに比較器に与えられ、比較器は任意の位相差を決定す
る。この差は、遅延線制御信号を生成するために使用され、この信号は、遅延を
変動させるために遅延線に与えられ、それにより外部クロック信号と内部クロッ
ク信号とのいかなる位相差をも最小にする。
れる。1つ以上の粗遅延素子は、細密遅延素子と直列に接続される。細密遅延素
子は、1つの粗遅延素子の最大の時間遅延に調整可能である。この構造を使用す
るシステムは、1998年6月30日に出願された、「プロセス、電圧および温
度に依存しない切換遅延補償スキーム」(“Process, Voltage and Temperature
Independent Switched Delay Compensation Scheme”)と題する、ガープリー
ト・ビューラー(Gurpreet Bhullar)らによって発明された、米国特許出願連続
番号第09/106,755号に記載され、これは引用により援用される。
と出力との間に直列に接続される。遅延線制御によって制御されるスイッチは、
種々のインバータをバイパスするために切換えられ、外部クロック信号がいくつ
のインバータを通過しなければならないかを制御する。
ッタが残ることがわかっている。これは、ロック点についてDLL設定を維持し
ようとする際、DLL制御回路がある細密遅延素子を連続的に追加および除去し
ようとするかもしれないからである。ある細密制御ステップが、内部クロック信
号が外部クロックと正確に位相が同じであるように遅延を設定しないのであれば
、ロック点についてジッタが存在するであろう。
ジによって提供可能である最大限よりも長い遅延を有することができるので、細
密遅延線が1つの粗遅延素子を常に補償できるとは限らない、ということもわか
っている。
遅延線の出力信号においてジッタをもたらすことがある、ということもわかって
いる。
びキャパシタのために、かなりの集積回路面積を占める。
イナミックレンジは、固定の粗遅延素子および細密遅延素子を有する遅延線にお
いては限られている。さらに、遅延線の各遅延素子は、温度および電圧の変動に
より遅延の大きな変動を被る。
変動を与えるために5つの遅延素子を有していたプロトタイプにおける、上記デ
ジタル遅延線と比較して、2つのみの素子が、本発明を用いてほぼ同じダイナミ
ックレンジを達成するために必要とされた。したがって、各素子のダイナミック
レンジにおいてかなりの改良がある。
遅延に対して、上記デジタル遅延線よりも小さい集積回路チップ面積を占める。
は、低周波数装置においておよびテスト目的のために必要とされるであろう増大
した遅延時間を構成するのにさらに素子が必要とされるであろう、デジタル遅延
線のものとは反対である。
変動に対して影響されないものとすることができる。したがって、遅延は、プロ
セス変動の影響を実質的に受けない。
する。
素子にデジタルクロック信号を与えるステップと、 (c) 粗遅延制御信号および細密遅延制御信号の両方をそれぞれの粗遅延制
御入力および細密遅延制御入力に与え、遅延素子を介して細かいおよび粗い遅延
の量を制御するステップと、 (d) 遅延素子を介して、細かい遅延および粗い遅延の合計に等しい量分だ
け入力クロック信号から遅延されたデジタルクロック信号を出力するステップと
を含む。
るべき入力クロック信号を受けるための入力端子を有する遅延素子であって、遅
延素子は、 (a) 第1の入力ノードと、 (b) 第1の入力ノードでランプ電圧を生成するための回路と、 (c) 基準電圧を受けるための第2の入力ノードと、 (d) 第1の入力ノードのランプ電圧レベルを第2の入力ノードの基準電圧
と比較し、かつ出力信号を与えるための回路と、 (e) 入力信号を受け出力段を選択的に可能化および不能化するための回路
を含む出力端子に出力信号を結合するための出力段とを含む。
させ出力クロック信号を発生するための遅延線であって、遅延線は、 (a) 入力クロック信号を受けるための入力および出力クロック信号を与え
るための出力を有し、かつ第1の遅延調整入力および第2の遅延調整入力を有す
るアナログ遅延素子と、 (b) アナログ遅延素子の第1の遅延調整入力に第1のバイアス電圧を与え
るための第1のバイアス電圧生成器と、 (c) アナログ遅延素子の第2の遅延調整入力に第2のバイアス電圧を与え
るための第2のバイアス電圧生成器と、 (d) 第1および第2の制御信号をそれぞれ第1および第2の電圧バイアス
生成器に与えるための遅延線制御回路とを含む。
の遅延素子であって、 (a) 入力クロック信号の各サイクルごとに、入力クロック信号の第1のエ
ッジに実質的に従って開始するランプ信号を生成するためのランプ信号生成器と
、 (b) ランプ信号の傾斜を変動させ遅延素子内で粗い遅延を制御するための
回路と、 (c) 制御可能なしきい値電圧を受け遅延素子内で細かい遅延を制御するた
めの回路と、 (d) しきい値電圧との予め定められた関係を有する値を達成するランプ信
号に実質的に従う第1のエッジと、入力クロック信号の第2のエッジに実質的に
従う第2のエッジとを有する出力クロック信号を与えるための回路とを含む。
ック信号を遅延させるための方法であって、 (a) デジタル入力クロック信号の第1のエッジを受けるステップと、 (b) クロック信号の第1のエッジの存在に応答して第1のノードにおいて
第1のランプ電圧を生成するステップとを含み、ランプ電圧は、バイアス電圧に
よって制御される電流に依存する傾斜を有し、さらに、 (c) 第1のランプ電圧と予め定められたしきい値電圧レベルとの比較に応
答して第2のノードにおいて出力電圧の第1のエッジを生成するステップと、 (d) 第2のノードでの出力電圧の第1のエッジに応答してデジタル出力ク
ロック信号の第1のクロックエッジを生成するステップと、 (e) デジタル入力クロック信号の第2のエッジを受けるステップと、 (f) デジタル入力クロックの第2のエッジに応答してデジタル出力クロッ
ク信号の第2のクロックエッジを生成するステップとを含む。
よりよく理解される。
接続され、ノードN1がそれらの接合を形成する。キャパシタ101は、ノード
N1にも接続される比較器111の入力キャパシタンスを含むノードN1の固有
キャパシタンスを用いることにより実現可能である。電界効果トランジスタ(F
ET)105のソース−ドレイン回路は、キャパシタと並列に接続される。外部
クロック信号INが、信号107として図1Bに示すように、電界効果トランジ
スタ(FET)105のゲートに与えられる。
示のnチャネル型FETについて、外部クロック信号がロー論理レベルである間
、FETのソース−ドレイン回路は非導通である。外部クロック信号がハイ論理
レベルであれば、FET105のソース−ドレイン回路は導通し、キャパシタ1
01を放電する。その結果、連続的なランプ信号が、信号109として図1Bに
示すように、各クロックサイクルごとに生成される。信号109は、ノードN1
から比較器111の入力の一方に与えられ、比較器111は、その他方の入力に
与えられる基準電圧VTを有する。図1Bに示すとおり、ノードN1の電圧は、
ランプが時間tdで増大すると、VTを超える。
制御し、それにより、図2に示す、時間遅延曲線対ノードN1電圧の傾斜を制御
する。したがって、電流源は、遅延素子の粗い遅延特性を制御する。
は特定の速度で充電し、図2に示す充電速度(傾斜)曲線の1つを確立する。F
ET105のゲートへの入力信号がハイになりFET105を導通させることに
よりキャパシタが放電すると、比較器への出力は、ハイ論理レベルになる。入力
信号がロー論理レベルになった後(時間ta)、FET105はオフに切換わり
、キャパシタ101は充電を開始する。ランプ信号109は、比較器の反転しな
い入力に与えられる。ランプ電圧がその他方の入力に与えられる電圧値、VTに
達するまで、そのときその出力信号がハイ論理レベルに切換わるのであるが、比
較器111の出力はロー論理レベルのままである。INの信号のトレーリングエ
ッジと、比較器111がノードN2でその出力信号にトレーリングエッジを生成
する時間との時間の差が、粗い遅延時間tdを表わす。
望の粗い遅延タイミング値に制御可能であることがわかるだろう。
作点を制御し、かつしたがって、遅延素子の細かい遅延特性を制御する。
上の動作点の充電によって決定される、遅延時間をt1からt2に増大させる。粗
い遅延の増大について、粗い遅延曲線の傾斜は、遅延時間を変化させ、したがっ
て、たとえばt1からt3まで充電する。粗いおよび細かい時間遅延両方について
、粗い遅延曲線傾斜も、曲線上の動作点も、遅延時間を変化させ、t1からt4ま
で充電する。
り、そのブロック図を図3に示す。アナログ遅延素子304(1つ以上が図3に
示すように互いに結合可能であり、当業者には直ちに理解されるように、入力ク
ロック信号として同じデューティサイクルを有する出力クロック信号を生成する
ために、最小限2つの遅延素子が必要とされる。一般的に、偶数の遅延素子が必
要であるが、1つのみをここには示した。)は、INでそれに与えられた外部ク
ロックと、Pbias生成器302によって生成された粗遅延制御信号Pbia
sと、Vref_fine生成器305によって生成された細密遅延制御信号V
ref_fineとを有する。Pbias信号は、図1A、図1Bおよび図2を
参照して記載された定電流値を制御するために使用され、したがって粗遅延制御
信号である。Vref_fine制御信号は、図1Aの比較器に与えられるVT
信号に対応し、したがって細密遅延制御信号である。遅延された外部クロック信
号は、遅延クロックとして遅延素子の出力にあるものと示される。
ine生成器305におけるある種のFETの動作のためにバイアス信号を与え
るために使用され、以下により詳細に記載される。
as生成器を制御するための粗遅延制御信号A0〜A31を出力し、かつVre
f_fine生成器を制御するための細密遅延制御信号B0〜B4も出力する。
ミスマッチを指定する外部から供給された信号(図示せず)に応答する。内部ク
ロックは、典型的には、外部クロックから得られる。その結果、アナログ遅延線
制御は、粗遅延制御信号を出力し、それによりPbias生成器は、アナログ遅
延素子の粗遅延制御入力(または、直列のアナログ遅延素子の粗遅延制御入力)
に信号を入力するようになる。これにより、遅延素子の遅延時間は、上記のとお
り変化させられる。
れないということを示すべきアナログ遅延線制御への外部信号までさらに、細密
遅延制御信号が時間遅延に対して調整するようにする。実際には、粗い遅延制御
が遅延を制御しすぎた場合には、これは、外部信号によってアナログ遅延線制御
に示されるが、これは、細かい遅延制御を用いてアナログ遅延素子または直列の
素子の遅延を最適な遅延まで調整する点まで粗い遅延を後戻りさせる。
は、図1から繰返され、FET105も同様である。定電流源103は、別のF
ET401によって与えられる。この好ましい実施例では、FET105は、n
チャネルFETであり、FET401はpチャネルFETである。
407、404、405および410から形成される周知の構造のカレントミラ
ー増幅器として特に示される。比較器への入力は、FET404のゲートにある
。FET405および407の接合は、比較器の出力を形成し、FET405の
ゲートは、比較器のための第2の入力を形成する。バイアス電圧Vaは、FET
410のゲートに与えられる。
ンバータの出力は、NORゲート409の一方の入力に与えられる。FET10
5のゲートは、CLK_in信号を受け、この信号はNORゲート409の第2
の入力、およびプルダウンFET412および414のゲートにも与えられ、こ
の第1のFETは、FET410のソース−ドレイン回路に並列に接続されるソ
ース−ドレイン回路を有し、この第2のFETは、ノードN2と接地との間に接
続されるソース−ドレイン回路を有する。
401はその飽和領域において動作し、そのため、Pbiasの値によって制御
される電流の値を有する定電流源として有効に動作する。他の制御された電流源
実現化例は、当業者には予想可能である。
ベル部について、出力信号CLK_outは、NORゲート409の作用のため
にロー論理レベルに保たれる。信号CLK_inのハイ論理レベルはまた、FE
T105を導通させ、それによりキャパシタ101を放電する。ノードN1は、
したがって、図7に示すように、ロー論理レベルに維持される。電源からFET
401および105を通って接地まで流れる定電流の量は、電圧Pbiasによ
って制御される。しかしながら、CLK_inがロー論理レベルであれば、実質
的に電流はFET105を流れない。
タ408の入力を接地にし、NORゲート409への他方の入力をハイ論理レベ
ルにする。NORゲートの出力は、したがってロー論理レベルである。FET4
12のゲートに与えられるハイ論理レベル電圧は、それを導通させ、ノードN3
を接地にし、それにより比較器413を不能化する。
5のゲートに与えられる。その結果、FET105は導通を止め、キャパシタ1
01は充電を開始する。ランプ電圧は、図7に示すようにノードN1で始まるが
、これは時間遅延td、ただしtd=t1−t0の後、しきい値電圧Vref_fi
neを超える。FET105のチャネル長さLに対する、FET105のゲート
幅Wの比W/Lは、FET105のゲートとソースとの間の電圧がFET401
のそれよりも大きくなるように、FET401のW/Lよりもかなり大きいもの
であるべきである。なお、このシステムは、CLK_inの立下がりエッジにつ
いて上に記載されるが、CLK_inの立上がりエッジに応答する、デュアルシ
ステムが実現可能である。
準電圧Vaがそのゲートに与えられるFET410が動作するのを可能にし、そ
れにより比較器を活性化する。FET414も不能化され、ノードN2の出力信
号がインバータ408への入力を決定することを可能にする。
ードN1の電圧がVref_fineレベルに達しそれを超えると、比較器41
3は、FETブランチ406、404、410により多くの電流を通し、それに
よりN2ノードの電圧が、図7の曲線N2によって示すように、ローからハイ論
理レベルに変化することを可能にする。これは、時間t1で起きる。したがって
、CLK_in電圧の立下がりエッジが、時間td分、時間t0から時間t1ま
で遅延される。この電圧は、インバータ408において反転され、そのため、N
ORゲート409に与えられる電圧は、CLK_in信号のそれと同じ極性とな
る。なお、インバータ408の出力はN2が時間t1でその切換点に達するまで
切換わらない。効果的には、インバータ408は、ノードN2での依然としてア
ナログ信号であるものを、きれいなデジタル出力のCLK_outに変形する。
び414は可能化され、キャパシタ101を放電し(ノードN1を接地にし)、
比較器413を不能化し、ノードN2を接地にし、NORゲート409の出力を
ロー論理レベルにする。CLK_in信号がその特定の所与の周波数で動作する
とき、遅延された出力CLK_outが得られる、N1およびN2のもとでのラ
ンプ電圧の生成が、サイクルごとに繰返される。なお、出力信号CLK_out
が遅延される、遅延tdは、2つの制御電圧、粗い遅延を決定するPbiasと
、細かい遅延を決定するVref_fineとによって決定されることが重要で
ある。カレントミラー比較器の使用は、制御電圧レベルPbiasおよびVre
f_fineに基づく遅延tdの正確なカスタマイズされた制御を可能にする。
ある。これは、カレントミラー回路500、電流制御回路501、およびキャパ
シタ510からなる。カレントミラー回路は、PMOS FET505および5
06、NMOS FET507および508、ならびにPMOS FET509
から形成される、正電源レールと接地との間に接続される3つのカレントミラー
のカスケードからなる。キャパシタ510は、FET509の出力と接地との間
に接続される。制御電圧Pbiasは、FET509の出力から得られる。
A〜502Nおよび503Nで形成される、並列に接続された複数のプルダウン
回路からなる。FETの各対のソース−ドレイン回路は、ノードN3と接地との
間に直列に接続され、ノードN3は、PMOS FET505を介して正電源レ
ールに接続される。デコードされた選択論理信号A0〜ANは、FET502A
〜502Nのゲートの1つ以上に与えられ、バイアス電圧nbiasは、FET
503A〜503Nのゲートに与えられる。
bias電圧で、FETが異なった抵抗を与えるように、互いに選択的に異なっ
ている。FET502A〜502Nのサイズは、それらのすべてが最小の抵抗を
与えるようなものであるべきであり、それらのゲートに与えられる可能化電圧で
は、それらはスイッチとして働く。全体のサイズは、正電圧レール(VDD)か
ら、FET505を介し、FET502A〜502Nによって形成されるスイッ
チ、それぞれのFET503A〜503Nを通り接地まで通過する電流が、FE
T503A〜503Nを通る連続的な経路を通じて線形に変動する(増大する)
ようなものであるべきである。好ましい実施例では、32対のFET502およ
び503があった。基準電圧nbiasは、従来のDC基準電圧生成器(図示せ
ず)から受取られた。
ンタ514)によって与えられる信号をデコードするデコーダ512から得るこ
とができる。カウンタは、周知の態様で、フィードバッククロック信号の位相を
外部(クロック)信号と比較しUP信号およびDN信号を生成する遅延線制御3
06(図3)からアップおよびダウン(UP/DN)制御信号を受ける。
OS FET503A〜503Nのゲートバイアスは一定である。これらのFE
Tを通過する電流は、それらのサイズによって決定される。FET502A〜5
02Nのゲートは、図3を参照して言及された粗遅延制御信号A0〜ANを受け
る。FET502A〜502Nの1つ(または必要であればそれ以上)は、オン
に切換えられ、それにより、FET503A〜503Nの1つ(またはそれ以上
)は、ノードN3と接地との間に接続されるようになる。一例として、A0〜A
N制御信号の1つのみが活性化されるならば、FET503A〜503Nの対応
する1つのサイズによって制御される定電流は、正電圧レールから、PMOS5
05を通ってノードN3へ、A0〜An制御信号によって活性化されるFET5
02A〜502Nの1つを通って、FET503A〜503Nの対応する1つか
ら接地まで通過する。図5のFET505、506、507、508および50
9ならびに図4に示すFET401の比に依存して、定電流は、図4の回路のノ
ードN1に供給される。結果として、ノードN1のランプ傾斜が決定される。実
際、このランプ傾斜は、制御信号A0〜ANによって決定される。
影響を与える。図8は、図7と同様であるがより詳細が加えられ、特に、粗い制
御でノードN1のランプ傾斜を変動させる効果を例示する。図8では、点線SL
1は、FET503A〜503Nの1つの有効抵抗がより小さい(より大きい定
電流)ときノードN1の信号のより急峻な傾斜を示し、FET503A〜503
Nの1つの有効抵抗がより大きい(より小さい定電流)ときより浅い傾斜を示す
。
ET502A〜502Nおよび制御信号A0〜AN)の数は、粗い遅延の量およ
び必要とされる分解によって決定される。2つ以上のFET503A〜503N
は、単一の電流経路のみ(FET502および503の単一の対)を切換えるこ
とにより与えられ得るものよりも急峻なまたは中間であり得る特定の傾斜をもた
らすために、並列に切換えられ異なった抵抗を与えることができる。
において生成される。電流制御回路611は、以下の記載を除いて、図5の電流
制御回路501のものと同様に形成される。この場合には、直列に接続されたF
ET対は、605Aおよび605N〜606Aおよび606Nであり、FET6
06のドレインは、FET605のソースに接続される。FET606A〜60
6Nのサイズは、好ましくは、2進法で重み付けされる、すなわち、好ましい実
施例では、5ビットが、32個のステップを与えるために使用される。したがっ
て、FET606AのこれらのFETの幅対長さの比(W/L)は1であり、そ
の次は2W/Lであり、その次は4W/Lであり、その次は8W/Lであり、5
の最後は16W/Lであった。バイアス電圧nbiasは、FET606A〜6
06Nのゲートに与えられる。
の1つ以上に与えられる。
抗603およびNMOS FET604を通るプルダウン経路を有する。カレン
トミラーの出力は、出力信号Vref_fineを与える。Vref_fine
のレベルは、カレントミラーの出力から接地へ流れる電流を設定するバイアス電
流制御回路611によって制御される。バイアス電流制御回路611は、図6に
示すように、各直列対が、信号Vrefを運ぶ出力と接地との間に並列に接続さ
れる、複数個の直列に接続されたFET605Aおよび606A〜606Aおよ
び606Nで形成される。抵抗612も直列対に並列に接続され、611におけ
るFETのいずれもが可能化されないときカレントミラーの出力に負荷を与える
。
FET604を通過する。カレントミラー作用のために、比例の定電流は、FE
T601と602との間のサイズ比に従って、正電圧レールから、FET602
および制御回路611を通って流れる。FET606A〜606Nは、2進法で
重み付けされた抵抗として機能する。制御信号B0〜BNによる1つ以上のFE
T605A〜605Nの可能化の際、FET602を通って流れる定電流は、正
電圧レールから1つ以上の対応するFET606A〜606Nを通って伝わる。
出力での電圧Vref_fineは、正電圧レールでの電圧、たとえばVDDの
、FET602の抵抗およびFET606A〜606Nの単一または並列の抵抗
の比倍、によって決定される。
B0〜B4制御信号の5ビットの2進法組合せによって32個の異なったレベル
を有することができる。制御信号B0〜B4(またはBN)は、遅延線制御30
6におけるカウンタおよびデコーダを用いて、制御信号A0〜ANと同様の態様
で生成可能であり、カウンタは、フィードバッククロックの位相と外部(入力)
信号のそれとの比較からUP/DN信号によって駆動される。
ref_fineの変動の効果を伴う。前述のとおり、ノードN1で、特定のラ
ンプ傾斜は、特定の粗制御信号A0〜ANによって決定される。変動する細かい
遅延の効果を例示するために、Vref_fineの3つの値、VF1、VF2
およびVF3がこの曲線に重ね合せられる。ランプとのVF3、VF2およびV
F1の交差は、それぞれ遅延td3、td2およびtd1を与える、(CLK_
out曲線上に示される)回路の遅延動作点t3、t2およびt1を構成する。
2の信号の対応するタイミングも示す。異なった時間遅延された出力クロック信
号のそれぞれの立上がりエッジも、曲線CLK_outにおいてLE1、LE2
およびLE3として示す。
たは直列の素子(図3および図4)のFET401に与えられる粗遅延信号Pb
iasは、信号A0〜ANによって制御され、ランプの傾斜上の動作点を変動さ
せる比較器413(図4)におけるFET405に与えられる細密遅延信号Vr
ef_fineが組合さり、広い程度までアナログ遅延素子における時間遅延を
変動させ、前述の先行技術の構造で直面される問題を回避する。
号を制御し、制御可能な遅延を備えるデジタル出力クロック信号を発生するシス
テムを記載した。
のFETならびに正の極性を有する電源および接地の使用を示したが、この発明
の範囲内で、電源の極性の対応する変更とともに、反対の導電性のFETを代わ
りに使用できることが認められる。
改良を想起するであろう。そのような実施例および改良は、前掲の特許請求の範
囲に規定されるこの発明の精神および範囲内にあるものとみなされる。
る。
されるグラフの図である。
える遅延線のブロック図である。
。
所における波形を例示するプロットの図である。
所における波形を例示するプロットの図である。
における波形を例示するプロットの図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 遅延され出力端子に出力クロック信号として与えられるべき
入力クロック信号を受けるための入力端子を有する遅延素子であって、 (a) 第1の入力ノードと、 (b) 第1の入力ノードでランプ電圧を生成するための回路と、 (c) 基準電圧を受けるための第2の入力ノードと、 (d) 第2の入力ノードの基準電圧と第1の入力ノードのランプ電圧レベル
を比較し、かつ出力信号を与えるための回路と、 (e) 出力信号を出力端子に結合するための出力段とを含み、出力段は、入
力クロック信号によって選択的に可能化および不能化される、遅延素子。 - 【請求項2】 入力クロック信号を受け、入力クロック信号を内部で遅延さ
せて出力クロック信号を発生するための遅延線であって、 (a) 入力クロック信号を受けるための入力および出力クロック信号を与え
るための出力を有し、かつ第1の遅延調整入力および第2の遅延調整入力を有す
るアナログ遅延素子と、 (b) 第1のバイアス電圧をアナログ遅延素子の第1の遅延調整入力に与え
るための第1のバイアス電圧生成器と、 (c) 第2のバイアス電圧をアナログ遅延素子の第2の遅延調整入力に与え
るための第2のバイアス電圧生成器と、 (d) 第1および第2の制御信号をそれぞれ第1および第2の電圧バイアス
生成器に与えるための遅延線制御回路とを含む、遅延線。 - 【請求項3】 アナログ遅延素子は、 (a) 入力クロック信号の第1のエッジに実質的に従って開始するランプ信
号を生成するためのランプ信号生成器と、 (b) ランプ信号の傾斜を変動させ遅延素子内で粗い遅延を制御するための
回路と、 (c) 制御可能なしきい値電圧を受け遅延素子内で細かい遅延を制御するた
めの回路と、 (d) しきい値電圧との予め定められた関係を有する値を達成するランプ信
号に実質的に従う第1のエッジと、入力クロック信号の第2のエッジに実質的に
従う第2のエッジとを有する出力クロック信号を与えるための回路とからなる、
請求項2に記載の遅延線。 - 【請求項4】 入力クロック信号の遅延の粗いおよび細かい制御のための遅
延素子であって、 (a) 入力クロック信号のサイクルごとに、入力クロック信号の第1のエッ
ジに実質的に従って開始するランプ信号を生成するためのランプ信号生成器と、 (b) ランプ信号の傾斜を変動させ遅延素子内で粗い遅延を制御するための
回路と、 (c) 制御可能なしきい値電圧を受け遅延素子内で細かい遅延を制御するた
めの回路と、 (d) しきい値電圧との予め定められた関係を有する値を達成するランプ信
号に実質的に従う第1のエッジと、入力クロック信号の第2のエッジに実質的に
従う第2のエッジとを有する出力クロック信号を与えるための回路とを含む、遅
延素子。 - 【請求項5】 ランプ電圧を生成するための回路は、第1のノードと関連付
けられるキャパシタンスを充電および放電するための回路を含む、請求項4に記
載の遅延素子。 - 【請求項6】 少なくとも1つの遅延素子を有する遅延線を介してクロック
信号を遅延させるための方法であって、 (a) デジタル入力クロック信号の第1のエッジを受けるステップと、 (b) クロック信号の第1のエッジの存在に応答して第1のノードで第1の
ランプ電圧を生成するステップとを含み、ランプ電圧は、バイアス電圧によって
制御される電流に依存する傾斜を有し、さらに、 (c) 第1のランプ電圧と予め定められたしきい値電圧レベルとの比較に応
答して第2のノードで出力電圧の第1のエッジを生成するステップと、 (d) 第2のノードでの出力電圧の第1のエッジに応答してデジタル出力ク
ロック信号の第1のクロックエッジを生成するステップと、 (e) デジタル入力クロック信号の第2のエッジを受けるステップと、 (f) デジタル入力クロックの第2のエッジに応答してデジタル出力クロッ
ク信号の第2のエッジを生成するステップとを含む、方法。 - 【請求項7】 入力クロック信号を遅延させる方法であって、 (a) デジタルクロック信号を受けるステップと、 (b) デジタルクロック信号を粗遅延制御入力および細密遅延制御入力の両
方を有するアナログ遅延素子に与えるステップと、 (c) 粗遅延制御信号および細密遅延制御信号の両方をそれぞれの粗遅延制
御入力および細密遅延制御入力に与え、遅延素子を介して細かいおよび粗い遅延
の量を制御するステップと、 (d) 遅延素子を介して細かい遅延および粗い遅延の合計に等しい量分だけ
入力クロック信号から遅延されるデジタルクロック信号を出力するステップとを
含む、方法。 - 【請求項8】 入力クロック信号として同じデューティサイクルを有する出
力クロック信号を発生するための少なくとも2つのアナログ遅延素子を含む、請
求項2に記載の遅延線。
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