JP2003533083A - 適応フィルタリング方法及び装置 - Google Patents
適応フィルタリング方法及び装置Info
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
入力信号は、適応フィルタを用いて出力信号を作成するためフィルタ処理される。誤差信号が出力信号から導出される。適応フィルタは、修正可能な値を有する係数をもつ。係数の値は、導出された更新用量を使用して修正される。この更新用量は、入力信号の値と、誤差信号の極性の値と、ステップ利得と、の積から得られる。ステップ利得は、２Kの形式であり、ここで、Ｋは、整数であり、誤差信号の値の絶対値と、ステップ利得パラメータと、に依存する。更新用量は、誤差信号の絶対値と極性の両方に依存するので、係数を精密に更新させることができる。特定なステップ利得の形式を用いることにより、積を高速で導出することができる。
Description
【０００１】
本発明は入力信号を処理する方法に関する。本発明は、この方法を実施する対
応したデータ処理装置に関する。
応したデータ処理装置に関する。
【０００２】
本発明は、特に、通信チャネルを介した伝送中に歪むビデオデータ若しくはオ
ーディオデータの処理に関する。
ーディオデータの処理に関する。
【０００３】
以下の説明中、Ａは、信号Ａを表わし、Ａ（ｎ）は、離散時間ｎにおける信号
Ａのデジタル化値を表わす。
Ａのデジタル化値を表わす。
【０００４】
入力信号Ｓｉｎは、任意のタイプのデジタルビデオ、デジタルオーディオ、又
は、デジタル通信データを表わす。信号Ｓｉｎは、たとえば、ビデオデータ若し
くはオーディオデータを表わす。入力信号Ｓｉｎは、たとえば、基地局から生じ
た圧縮ビデオデータによる変調を受けた中間周波である。入力信号Ｓｉｎは、地
上波放送、ケーブルチャネル若しくは衛星チャネルを介して、基地局から受信器
へ伝送される。伝送中に、信号Ｓｉｎは、多様な形式の歪みの影響を受ける。伝
送入力信号Ｓｉｎは、トレーニングシーケンスを含む。受信トレーニングシーケ
ンスは、間違いを含む場合がある。ある種の歪みを補償するため、間違いを含む
可能性のある入力信号Ｓｉｎは、適応フィルタＦを用いてフィルタ処理される。
フィルタＦは、フィルタ処理後の受信トレーニングシーケンスが受信器によって
予め認識されている元のトレーニングシーケンスと近似するように、適応する。
フィルタＦは、離散時間ｎに値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、．．．、Ｃｍ−１（ｎ
）をとるｍ個の調節可能な係数の組Cを含む。フィルタＦは、出力信号Ｓｏｕｔ
を作成し、値Ｓｏｕｔ（ｎ）は、図１の式（Ａ）に示されるように、時間ｎのフ
ィルタ係数の値と、時間ｎでフィルタＦに一時記憶されている入力信号Ｓｉｎの
値と、から得られる。
は、デジタル通信データを表わす。信号Ｓｉｎは、たとえば、ビデオデータ若し
くはオーディオデータを表わす。入力信号Ｓｉｎは、たとえば、基地局から生じ
た圧縮ビデオデータによる変調を受けた中間周波である。入力信号Ｓｉｎは、地
上波放送、ケーブルチャネル若しくは衛星チャネルを介して、基地局から受信器
へ伝送される。伝送中に、信号Ｓｉｎは、多様な形式の歪みの影響を受ける。伝
送入力信号Ｓｉｎは、トレーニングシーケンスを含む。受信トレーニングシーケ
ンスは、間違いを含む場合がある。ある種の歪みを補償するため、間違いを含む
可能性のある入力信号Ｓｉｎは、適応フィルタＦを用いてフィルタ処理される。
フィルタＦは、フィルタ処理後の受信トレーニングシーケンスが受信器によって
予め認識されている元のトレーニングシーケンスと近似するように、適応する。
フィルタＦは、離散時間ｎに値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、．．．、Ｃｍ−１（ｎ
）をとるｍ個の調節可能な係数の組Cを含む。フィルタＦは、出力信号Ｓｏｕｔ
を作成し、値Ｓｏｕｔ（ｎ）は、図１の式（Ａ）に示されるように、時間ｎのフ
ィルタ係数の値と、時間ｎでフィルタＦに一時記憶されている入力信号Ｓｉｎの
値と、から得られる。
【０００５】
フィルタＦを適応させるため、誤差信号Ｅが、図１の式（Ｂ）に示されるよう
に、基準信号Ｓｒｅｆと信号Ｓｏｕｔの差として得られる。基準信号は、予め受
信器に認識されているトレーニングシーケンスである。この適応フィルタ処理方
法又は等化方法は、トレーニングシーケンスに基づいて係数を適応させるので、
屡々、教師付き等化方式と呼ばれる。
に、基準信号Ｓｒｅｆと信号Ｓｏｕｔの差として得られる。基準信号は、予め受
信器に認識されているトレーニングシーケンスである。この適応フィルタ処理方
法又は等化方法は、トレーニングシーケンスに基づいて係数を適応させるので、
屡々、教師付き等化方式と呼ばれる。
【０００６】
係数の適応は、いわゆるブラインド等化方式によって行なわれる。ブラインド
等化方式とは、トレーニングシーケンスの伝送を必要としない方式である。誤差
信号Eの導出、及び、係数の適応は、適応フィルタの出力信号Ｓｏｕｔの統計的
性質に依存する。
等化方式とは、トレーニングシーケンスの伝送を必要としない方式である。誤差
信号Eの導出、及び、係数の適応は、適応フィルタの出力信号Ｓｏｕｔの統計的
性質に依存する。
【０００７】
実現可能な適応方法は、誤差信号Ｅを最小にするため、組Ｃを更新する。組Ｃ
の更新は、通常、各係数を時間ｎから時間ｎ＋１までの時間増分として更新する
方法である。時間ｎにおける係数Ｃｊに関する更新式は、図１の式（Ｃ）である
。式中、ｇは、時間ｎの数学的スカラー関数であり、ｆ１は、時間ｎにおける誤
差信号の値の数学的スカラー関数であり、ｆ２は、入力信号Ｓｉｎ（ｎ−ｊ）に
おける値の数学的スカラー関数であり、すなわち、時間ｎでフィルタＦに一時記
憶され、係数Ｃｊと関連付けられている。
の更新は、通常、各係数を時間ｎから時間ｎ＋１までの時間増分として更新する
方法である。時間ｎにおける係数Ｃｊに関する更新式は、図１の式（Ｃ）である
。式中、ｇは、時間ｎの数学的スカラー関数であり、ｆ１は、時間ｎにおける誤
差信号の値の数学的スカラー関数であり、ｆ２は、入力信号Ｓｉｎ（ｎ−ｊ）に
おける値の数学的スカラー関数であり、すなわち、時間ｎでフィルタＦに一時記
憶され、係数Ｃｊと関連付けられている。
【０００８】
図１の（Ｄ）に示されている周知の適応式は、フィルタＦの出力信号と基準信
号の間の不一致を最小化すべくフィルタＦの係数を調節するための最小自乗平均
（ＬＭＳ）アルゴリズムに関係する。係数Ｃｊ（ｎ）は、アルゴリズムの収束の
速度を制御する適応ステップパラメータμを用いて更新される。
号の間の不一致を最小化すべくフィルタＦの係数を調節するための最小自乗平均
（ＬＭＳ）アルゴリズムに関係する。係数Ｃｊ（ｎ）は、アルゴリズムの収束の
速度を制御する適応ステップパラメータμを用いて更新される。
【０００９】
参考のため引用した米国特許第5,568,411号には、適応フィルタの係数を更新
する方法が開示されている。この方法は、周知のＬＭＳ更新アルゴリズムと非常
によく似ている。従来の方法は、誤差信号の符号と、入力信号の連続したＮ回の
サンプルの符号との積の和に依存した、極性一致相関器に基づく係数更新関係を
取り扱う。
する方法が開示されている。この方法は、周知のＬＭＳ更新アルゴリズムと非常
によく似ている。従来の方法は、誤差信号の符号と、入力信号の連続したＮ回の
サンプルの符号との積の和に依存した、極性一致相関器に基づく係数更新関係を
取り扱う。
【００１０】
本発明の目的は、データ処理装置で容易に実施され得る効率的なフィルタ処理
方法の提供を目的とする。本発明の他の目的は、高速データ処理が可能であるデ
ータ処理装置を提供すること、並びに、このようなデータ処理装置を低価格で実
現することである。
方法の提供を目的とする。本発明の他の目的は、高速データ処理が可能であるデ
ータ処理装置を提供すること、並びに、このようなデータ処理装置を低価格で実
現することである。
【００１１】
このため、本発明は、入力信号を処理する方法を提供する。この方法は、以下
の手順を含む。入力信号は、調節可能なフィルタ係数を有するフィルタを使用し
て出力信号を作成するためフィルタ処理される。誤差信号は、出力信号から導出
される。少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、更新用量は、入力信号の
第１の値と、誤差信号の第３の値の極性に依存する２値信号の第２の値と、ステ
ップ利得の第４の値と、の積から作成される。ステップ利得は、２Ｋの形式で表
わされ、Ｋは、第３の値の絶対値、及び、ステップ利得パラメータに基づく整数
である。特定のフィルタ係数は、このようにして導出された更新用量を使用して
調節される。
の手順を含む。入力信号は、調節可能なフィルタ係数を有するフィルタを使用し
て出力信号を作成するためフィルタ処理される。誤差信号は、出力信号から導出
される。少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、更新用量は、入力信号の
第１の値と、誤差信号の第３の値の極性に依存する２値信号の第２の値と、ステ
ップ利得の第４の値と、の積から作成される。ステップ利得は、２Ｋの形式で表
わされ、Ｋは、第３の値の絶対値、及び、ステップ利得パラメータに基づく整数
である。特定のフィルタ係数は、このようにして導出された更新用量を使用して
調節される。
【００１２】
本発明の処理方法は、少なくとも特定の一つの係数の適応によって誤差信号を
最小化する出力信号を獲得することを目的とする。係数の適応は、入力信号の値
と、誤差信号の極性と、２Ｋの形式の所定のステップ利得と、に基づいて実行さ
れる。整数Ｋは、誤差信号の値の絶対値の関数である。理論的なＬＭＳ式に基づ
いて係数を更新するフィルタ処理を使用する従来の信号処理方法と比較すると、
本発明による方法は、必要とされる乗算回数が少ないので、複雑さが緩和される
。その上、従来技術によるフィルタ処理方法と比較すると、本発明の方法は、誤
差信号の極性だけではなく、誤差信号の絶対値を用いる。したがって、本発明の
方法は、フィルタ係数をより精密に適合させることができる。さらに、用いられ
るステップ利得の形式は、２Ｋの形式であり、たとえば、予め準備されたバレル
シフタ若しくはルックアップテーブルを用いて容易に実現される。このように、
本発明の方法は、多数回の乗算が回避されるので、フィルタ係数用の高速かつ効
率的な更新メカニズムが得られる点で有利である。本発明の方法は、従来技術の
理論的アルゴリズムに基づく方法の精度と、計算量の少ない方法との間で、優れ
た解決策を提供する。
最小化する出力信号を獲得することを目的とする。係数の適応は、入力信号の値
と、誤差信号の極性と、２Ｋの形式の所定のステップ利得と、に基づいて実行さ
れる。整数Ｋは、誤差信号の値の絶対値の関数である。理論的なＬＭＳ式に基づ
いて係数を更新するフィルタ処理を使用する従来の信号処理方法と比較すると、
本発明による方法は、必要とされる乗算回数が少ないので、複雑さが緩和される
。その上、従来技術によるフィルタ処理方法と比較すると、本発明の方法は、誤
差信号の極性だけではなく、誤差信号の絶対値を用いる。したがって、本発明の
方法は、フィルタ係数をより精密に適合させることができる。さらに、用いられ
るステップ利得の形式は、２Ｋの形式であり、たとえば、予め準備されたバレル
シフタ若しくはルックアップテーブルを用いて容易に実現される。このように、
本発明の方法は、多数回の乗算が回避されるので、フィルタ係数用の高速かつ効
率的な更新メカニズムが得られる点で有利である。本発明の方法は、従来技術の
理論的アルゴリズムに基づく方法の精度と、計算量の少ない方法との間で、優れ
た解決策を提供する。
【００１３】
本発明は、デジタル入力信号を処理するデータ処理装置にも関する。本発明の
装置は、調節可能なフィルタ係数をもち、入力信号をフィルタ処理し、出力信号
を作成するフィルタ処理回路を含む。この装置は、さらに、出力信号から誤差信
号を導出する誤差計算器を含む。また、この装置は、２Ｋの形式のステップ利得
の第１の値を導出するステップ利得計算器を含む。Ｋは、誤差信号の第２の値の
絶対値とステップ利得パラメータとに基づく整数である。この装置は、誤差信号
の第２の値の極性に基づく２値信号を供給する符号ユニットと、更新用回路と、
を有する。更新用回路は、少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、更新用
量を取得し、更新用量を用いて特定の係数を調節する。更新用量は、入力信号の
第３の値と、２値信号の第４の値及び第５の値と、の積から形成される。
装置は、調節可能なフィルタ係数をもち、入力信号をフィルタ処理し、出力信号
を作成するフィルタ処理回路を含む。この装置は、さらに、出力信号から誤差信
号を導出する誤差計算器を含む。また、この装置は、２Ｋの形式のステップ利得
の第１の値を導出するステップ利得計算器を含む。Ｋは、誤差信号の第２の値の
絶対値とステップ利得パラメータとに基づく整数である。この装置は、誤差信号
の第２の値の極性に基づく２値信号を供給する符号ユニットと、更新用回路と、
を有する。更新用回路は、少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、更新用
量を取得し、更新用量を用いて特定の係数を調節する。更新用量は、入力信号の
第３の値と、２値信号の第４の値及び第５の値と、の積から形成される。
【００１４】
本発明の装置は、簡単な乗算を実行する。一般的に、乗算は、処理用リソース
に関して高いコストを要するので、本発明の装置は、利用可能な処理用リソース
及び計算時間を効率的に利用する。
に関して高いコストを要するので、本発明の装置は、利用可能な処理用リソース
及び計算時間を効率的に利用する。
【００１５】
以下では、添付図面を参照して、本発明の一例を詳細に説明する。図面中、同
一若しくは対応した特徴を備えた構成要素は、同じ参照番号で指定されている。
一若しくは対応した特徴を備えた構成要素は、同じ参照番号で指定されている。
【００１６】
図２は、本発明によるデータ処理装置２００の一実施例のブロック図である。
装置２００は、デジタル入力信号Ｓｉｎをフィルタ処理しデジタル出力信号Ｓｏ
ｕｔを生成するフィルタ処理回路Ｆを含む。フィルタ処理回路Ｆは、離散時間ｎ
で、値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、．．．、Ｃｍ−１（ｎ）をｍ個の調節可能なフ
ィルタ処理係数の組Ｃを有する。係数は、それらの値を修正できるという意味で
、調節可能である。たとえば、以下の例で説明するように、係数は適応型係数で
もよく、したがって、フィルタＦは適応フィルタである。
装置２００は、デジタル入力信号Ｓｉｎをフィルタ処理しデジタル出力信号Ｓｏ
ｕｔを生成するフィルタ処理回路Ｆを含む。フィルタ処理回路Ｆは、離散時間ｎ
で、値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、．．．、Ｃｍ−１（ｎ）をｍ個の調節可能なフ
ィルタ処理係数の組Ｃを有する。係数は、それらの値を修正できるという意味で
、調節可能である。たとえば、以下の例で説明するように、係数は適応型係数で
もよく、したがって、フィルタＦは適応フィルタである。
【００１７】
装置２００は、送信器によって通信チャネルを介して伝送された入力信号Ｓｉ
ｎを受信する受信器の一部でもよい。教師付き等化の場合、送信器側で、入力信
号Ｓｉｎを送信する際には、入力信号Ｓｉｎの一部として、基準信号Ｓｒｅｆが
送信される。受信器側では、歪みを含む信号Ｓｒｅｆが受信される。この信号Ｓ
ｒｅｆは、屡々、トレーニングシーケンスと呼ばれる。歪んだ基準信号Ｓｒｅｆ
は、フィルタＦによってフィルタ処理され、フィルタ処理された、歪んだ基準信
号Ｓｒｅｆが得られる。フィルタ処理後の歪んだ基準信号Ｓｒｅｆは、出力信号
Ｓｏｕｔの一部である。当業者は、信号Ｓｒｅｆとフィルタ処理後の歪んだ基準
信号Ｓｒｅｆとから誤差信号Ｅを抽出し、誤差信号を最小化し、出力信号Ｓｏｕ
ｔを作成するためその結果を利用することにより、チャネル歪みを部分的に取り
除くことができる。ブラインド等化の場合、入力信号を送信する際に、基準信号
Ｓｒｅｆは送信されない。この場合、誤差信号Ｅは、出力信号Ｓｏｕｔの統計的
性質から抽出される。
ｎを受信する受信器の一部でもよい。教師付き等化の場合、送信器側で、入力信
号Ｓｉｎを送信する際には、入力信号Ｓｉｎの一部として、基準信号Ｓｒｅｆが
送信される。受信器側では、歪みを含む信号Ｓｒｅｆが受信される。この信号Ｓ
ｒｅｆは、屡々、トレーニングシーケンスと呼ばれる。歪んだ基準信号Ｓｒｅｆ
は、フィルタＦによってフィルタ処理され、フィルタ処理された、歪んだ基準信
号Ｓｒｅｆが得られる。フィルタ処理後の歪んだ基準信号Ｓｒｅｆは、出力信号
Ｓｏｕｔの一部である。当業者は、信号Ｓｒｅｆとフィルタ処理後の歪んだ基準
信号Ｓｒｅｆとから誤差信号Ｅを抽出し、誤差信号を最小化し、出力信号Ｓｏｕ
ｔを作成するためその結果を利用することにより、チャネル歪みを部分的に取り
除くことができる。ブラインド等化の場合、入力信号を送信する際に、基準信号
Ｓｒｅｆは送信されない。この場合、誤差信号Ｅは、出力信号Ｓｏｕｔの統計的
性質から抽出される。
【００１８】
本実施例では、教師付き等化が行なわれる。装置２００は、出力信号Ｓｏｕｔ
と基準信号Ｓｒｅｆとから誤差信号Ｅを抽出する誤差計算器２０２を更に有する
。装置２００は先験的に基準信号Ｓｒｅｆがわかっている。
と基準信号Ｓｒｅｆとから誤差信号Ｅを抽出する誤差計算器２０２を更に有する
。装置２００は先験的に基準信号Ｓｒｅｆがわかっている。
【００１９】
本実施例の場合、計算器２０２は、図１の式（Ｅ）に示されるように、基準信
号Ｓｒｅｆと出力信号Ｓｏｕｔの間の差を計算する比較器を含む。数値ｉは、計
算器２０２が誤差信号Ｅを計算するために必要とする遅延を表わす正の整数であ
る。かくして、離散時間ｎに、計算器２０２の出力側で得られる誤差信号の値Ｅ
（ｎ）は、時間ｎ−ｉにおける出力信号Ｓｏｕｔの値と基準信号Ｓｒｅｆの値と
に関連した誤差値である。本発明の理想的な実施例では、この遅延ｉは、事実上
ゼロであり、時間ｎにおける誤差信号の値Ｅ（ｎ）は、時間ｎにおける現在値Ｓ
ｏｕｔ（ｎ）及びＳｒｅｆ（ｎ）と関連する。図１の式（Ｅ）に与えられた誤差
信号Ｅの計算は、本発明を制限するものではなく、当業者は、最初に送信された
基準信号と、受信された基準信号との不一致の尺度を表現するために適当な数学
的関係式を抽出することができる。本発明の他の一実施例において、誤差信号Ｅ
は、図１の式（Ｆ）にしたがって抽出される。式（Ｆ）中、誤差信号Ｅは、出力
信号の平方値と基準信号の平方値の差の第１の関数Ｇ１と、出力信号の値と基準
信号の値の差の第２の関数Ｇ２との積である。
号Ｓｒｅｆと出力信号Ｓｏｕｔの間の差を計算する比較器を含む。数値ｉは、計
算器２０２が誤差信号Ｅを計算するために必要とする遅延を表わす正の整数であ
る。かくして、離散時間ｎに、計算器２０２の出力側で得られる誤差信号の値Ｅ
（ｎ）は、時間ｎ−ｉにおける出力信号Ｓｏｕｔの値と基準信号Ｓｒｅｆの値と
に関連した誤差値である。本発明の理想的な実施例では、この遅延ｉは、事実上
ゼロであり、時間ｎにおける誤差信号の値Ｅ（ｎ）は、時間ｎにおける現在値Ｓ
ｏｕｔ（ｎ）及びＳｒｅｆ（ｎ）と関連する。図１の式（Ｅ）に与えられた誤差
信号Ｅの計算は、本発明を制限するものではなく、当業者は、最初に送信された
基準信号と、受信された基準信号との不一致の尺度を表現するために適当な数学
的関係式を抽出することができる。本発明の他の一実施例において、誤差信号Ｅ
は、図１の式（Ｆ）にしたがって抽出される。式（Ｆ）中、誤差信号Ｅは、出力
信号の平方値と基準信号の平方値の差の第１の関数Ｇ１と、出力信号の値と基準
信号の値の差の第２の関数Ｇ２との積である。
【００２０】
抽出された誤差信号Ｅは、誤差信号Ｅの極性を表現する２値符号信号ＳＧＮを
与える符号ユニット２０４へ供給される。時間ｎにおける信号ＳＧＮの値は、信
号Ｅが時間ｎで正若しくはヌルであるとき、０になる。時間ｎにおける信号ＳＧ
Ｎの値は、信号Ｅが時間ｎで負であるとき、１になる。信号Ｅと信号ＳＧＮは、
次に、更新用回路２０６へ供給される。回路２０６は、フィルタ係数のうちの少
なくとも一つの特定のＣｊを、時間ｎにおける値Ｃｊ（ｎ）から時間ｎ＋１にお
ける値Ｃｊ（ｎ＋１）へ、更新させることができる。
与える符号ユニット２０４へ供給される。時間ｎにおける信号ＳＧＮの値は、信
号Ｅが時間ｎで正若しくはヌルであるとき、０になる。時間ｎにおける信号ＳＧ
Ｎの値は、信号Ｅが時間ｎで負であるとき、１になる。信号Ｅと信号ＳＧＮは、
次に、更新用回路２０６へ供給される。回路２０６は、フィルタ係数のうちの少
なくとも一つの特定のＣｊを、時間ｎにおける値Ｃｊ（ｎ）から時間ｎ＋１にお
ける値Ｃｊ（ｎ＋１）へ、更新させることができる。
【００２１】
このため、回路２０６は、入力信号Ｓｉｎの値Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）と、値Ｅ
（ｎ）から得られた値ＳＧＮ（ｎ）と、Ｋが負の整数であるときに２Ｋの形式の
ステップ利得Ｍとの積として、対応した係数更新用量ＤＣｊ（ｎ）を抽出する。
入力信号Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）の値は、時間ｎ−ｉにおける係数Ｃｊと関連付け
られ、時間ｎにおける値Ｅ（ｎ）を導く。量Ｋは、値Ｅ（ｎ）の絶対値と、ステ
ップ利得パラメータμの両方に依存する。整数Ｋは、負の整数値Ｋ１と、正の整
数値Ｋ２の合計でもよい。ここで、ｔが負の整数であり、好ましくは、μが２ｔ の形式であるとき、量Ｋ１は、μの底を２とする対数でもよい。量Ｋ２は、誤差
信号Ｅの現在値の絶対値から獲得され、好ましくは、誤差信号の絶対値が増加す
るときに増加する。かくして、係数Ｃｊを更新する際に、更新用量ＤＣｊ（ｎ）
は、誤差信号Ｅ（ｎ）の絶対値が増加するほど、絶対値が大きくなる。したがっ
て、ステップ利得Ｍは、誤差信号の絶対値が減少するときに減少する。本発明の
一実施例において、Ｋ２は、時間ｎにおいて、最近傍の整数値に丸められた誤差
信号Ｅの絶対値の２を底とする対数として計算される。Ｋ２は、誤差信号Ｅの多
数の絶対値に対してＫ２の値を格納したルックアップテーブルから取得してもよ
い。
（ｎ）から得られた値ＳＧＮ（ｎ）と、Ｋが負の整数であるときに２Ｋの形式の
ステップ利得Ｍとの積として、対応した係数更新用量ＤＣｊ（ｎ）を抽出する。
入力信号Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）の値は、時間ｎ−ｉにおける係数Ｃｊと関連付け
られ、時間ｎにおける値Ｅ（ｎ）を導く。量Ｋは、値Ｅ（ｎ）の絶対値と、ステ
ップ利得パラメータμの両方に依存する。整数Ｋは、負の整数値Ｋ１と、正の整
数値Ｋ２の合計でもよい。ここで、ｔが負の整数であり、好ましくは、μが２ｔ の形式であるとき、量Ｋ１は、μの底を２とする対数でもよい。量Ｋ２は、誤差
信号Ｅの現在値の絶対値から獲得され、好ましくは、誤差信号の絶対値が増加す
るときに増加する。かくして、係数Ｃｊを更新する際に、更新用量ＤＣｊ（ｎ）
は、誤差信号Ｅ（ｎ）の絶対値が増加するほど、絶対値が大きくなる。したがっ
て、ステップ利得Ｍは、誤差信号の絶対値が減少するときに減少する。本発明の
一実施例において、Ｋ２は、時間ｎにおいて、最近傍の整数値に丸められた誤差
信号Ｅの絶対値の２を底とする対数として計算される。Ｋ２は、誤差信号Ｅの多
数の絶対値に対してＫ２の値を格納したルックアップテーブルから取得してもよ
い。
【００２２】
係数Ｃｊの新しい値Ｃｊ（ｎ＋１）は、図１の更新用式（Ｇ）及び（Ｈ）に示
されるように、抽出された更新用量ＤＣｊ（ｎ）を値Ｃｊ（ｎ）に加算すること
により獲得される。図２に示された本発明の一実施例において、誤差信号の導出
における遅延ｉは、たとえば、離散時間の２周期である。かくして、時間ｎにお
ける誤差信号の値Ｅ（ｎ）は、出力信号の値Ｓｏｕｔ（ｎ−２）と、離散時間で
２単位だけ先に取得された基準信号Ｓｒｅｆの値Ｓｒｅｆ（ｎ−２）と、に対応
する。本発明の本実施例の場合、図１の更新用式（Ｈ）は、更新用式（Ｉ）にな
る。
されるように、抽出された更新用量ＤＣｊ（ｎ）を値Ｃｊ（ｎ）に加算すること
により獲得される。図２に示された本発明の一実施例において、誤差信号の導出
における遅延ｉは、たとえば、離散時間の２周期である。かくして、時間ｎにお
ける誤差信号の値Ｅ（ｎ）は、出力信号の値Ｓｏｕｔ（ｎ−２）と、離散時間で
２単位だけ先に取得された基準信号Ｓｒｅｆの値Ｓｒｅｆ（ｎ−２）と、に対応
する。本発明の本実施例の場合、図１の更新用式（Ｈ）は、更新用式（Ｉ）にな
る。
【００２３】
時間ｎで係数Ｃｊを更新するとき、回路２０６は、フィルタＦが初期的に係数
Ｃｊを値Ｃｊ（ｎ）から値Ｃｊ（ｎ＋１）へ更新するように、フィルタＦに対応
した量ＤＣｊ（ｎ）を供給する。他の一実施例において、回路２０６は、フィル
タＦからその値Ｃｊ（ｎ）を取り出し、導出された量ＤＣｊ（ｎ）に基づいて値
Ｃｊ（ｎ）を修正し、値Ｃｊ（ｎ）の代わりに新しい値Ｃｊ（ｎ＋１）をフィル
タＦへ入れる。本発明の方法において、時間が時間ｎから時間ｎ＋１へ進んだと
きに、必ずしも組Ｃの全体を同時に更新しなくてもよい。ある係数Ｃｊが更新さ
れなかったとき、時間ｎ＋１における値Ｃｊ（ｎ＋１）は、時間ｎにおける値Ｃ
ｊ（ｎ）である。
Ｃｊを値Ｃｊ（ｎ）から値Ｃｊ（ｎ＋１）へ更新するように、フィルタＦに対応
した量ＤＣｊ（ｎ）を供給する。他の一実施例において、回路２０６は、フィル
タＦからその値Ｃｊ（ｎ）を取り出し、導出された量ＤＣｊ（ｎ）に基づいて値
Ｃｊ（ｎ）を修正し、値Ｃｊ（ｎ）の代わりに新しい値Ｃｊ（ｎ＋１）をフィル
タＦへ入れる。本発明の方法において、時間が時間ｎから時間ｎ＋１へ進んだと
きに、必ずしも組Ｃの全体を同時に更新しなくてもよい。ある係数Ｃｊが更新さ
れなかったとき、時間ｎ＋１における値Ｃｊ（ｎ＋１）は、時間ｎにおける値Ｃ
ｊ（ｎ）である。
【００２４】
図３は、本発明によるフィルタ処理方法の種々の手順を説明するフローチャー
ト３００である。手順３０２で、図２のフィルタ処理回路Ｆのように調節可能係
数Ｃ０、．．．、Ｃｍ−１を有するフィルタを使用して入力信号Ｓｉｎをフィル
タ処理し、出力信号Ｓｏｕｔを得る。手順３０４において、出力信号Ｓｏｕｔか
ら誤差信号Ｅを抽出する。教師付き等化の場合、誤差信号Ｅは、出力信号Ｓｏｕ
ｔ及び基準信号Ｓｒｅｆから抽出される。ブラインド等化の場合、誤差信号Ｅは
、出力信号Ｓｏｕｔの統計的性質から抽出される。次の手順３０６で、少なくと
も一つの特定のフィルタ係数Ｃｊに関して、特定の係数Ｃｊと関連した更新用量
ＤＣｊが、入力信号Ｓｉｎの値と、誤差信号Ｅの符号と、２Ｋ１＋Ｋ２の形式の
ステップ利得Ｍの積として抽出される。量Ｋ２は、誤差信号の値の絶対値の関数
である。次に、抽出された量ＤＣｊに基づいて、手順３０８において、抽出され
た更新用量ＤＣｊ（ｎ）を用いて係数Ｃｊの値Ｃｊ（ｎ）を修正する。
ト３００である。手順３０２で、図２のフィルタ処理回路Ｆのように調節可能係
数Ｃ０、．．．、Ｃｍ−１を有するフィルタを使用して入力信号Ｓｉｎをフィル
タ処理し、出力信号Ｓｏｕｔを得る。手順３０４において、出力信号Ｓｏｕｔか
ら誤差信号Ｅを抽出する。教師付き等化の場合、誤差信号Ｅは、出力信号Ｓｏｕ
ｔ及び基準信号Ｓｒｅｆから抽出される。ブラインド等化の場合、誤差信号Ｅは
、出力信号Ｓｏｕｔの統計的性質から抽出される。次の手順３０６で、少なくと
も一つの特定のフィルタ係数Ｃｊに関して、特定の係数Ｃｊと関連した更新用量
ＤＣｊが、入力信号Ｓｉｎの値と、誤差信号Ｅの符号と、２Ｋ１＋Ｋ２の形式の
ステップ利得Ｍの積として抽出される。量Ｋ２は、誤差信号の値の絶対値の関数
である。次に、抽出された量ＤＣｊに基づいて、手順３０８において、抽出され
た更新用量ＤＣｊ（ｎ）を用いて係数Ｃｊの値Ｃｊ（ｎ）を修正する。
【００２５】
次に、フィルタＦの機能を詳述する。フィルタＦの実現可能な機能的な実施例
が図４に示される。フィルタＦは、たとえば、４タップフィルタであり、すなわ
ち、フィルタ処理回路Ｆは、４個の係数Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２及びＣ３をもち、それ
らの値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、Ｃ２（ｎ）及びＣ３（ｎ）が時間ｎで４個のタ
ップレジスタ４００、４０２、４０４及び４０６に夫々保持される。フィルタ処
理用回路Ｆは、入力信号Ｓｉｎの値を保持する４個のデータレジスタＤ１、Ｄ２
、Ｄ３及びＤ４を更に有する。時間ｎにおいて、Ｓｉｎ（ｎ）、Ｓｉｎ（ｎ−１
）、Ｓｉｎ（ｎ−２）及びＳｉｎ（ｎ−３）は、夫々、レジスタＤ１、Ｄ２、Ｄ
３及びＤ４に保持される。レジスタＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４は、ＦＩＦＯ（先
入れ先出しバッファ）を形成する。フィルタＦは、４個の乗算器４０８、４１０
、４１２及び４１４を更に有する。
が図４に示される。フィルタＦは、たとえば、４タップフィルタであり、すなわ
ち、フィルタ処理回路Ｆは、４個の係数Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２及びＣ３をもち、それ
らの値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、Ｃ２（ｎ）及びＣ３（ｎ）が時間ｎで４個のタ
ップレジスタ４００、４０２、４０４及び４０６に夫々保持される。フィルタ処
理用回路Ｆは、入力信号Ｓｉｎの値を保持する４個のデータレジスタＤ１、Ｄ２
、Ｄ３及びＤ４を更に有する。時間ｎにおいて、Ｓｉｎ（ｎ）、Ｓｉｎ（ｎ−１
）、Ｓｉｎ（ｎ−２）及びＳｉｎ（ｎ−３）は、夫々、レジスタＤ１、Ｄ２、Ｄ
３及びＤ４に保持される。レジスタＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４は、ＦＩＦＯ（先
入れ先出しバッファ）を形成する。フィルタＦは、４個の乗算器４０８、４１０
、４１２及び４１４を更に有する。
【００２６】
時間ｎにおいて、乗算器４０８は、データレジスタＤ１に保持された入力信号
の値Ｓｉｎ（ｎ）と、レジスタ４００に保持された値Ｃ０（ｎ）とを受け取る。
乗算器４０８は、値Ｓｉｎ（ｎ）と値Ｃ０（ｎ）の積を加算器４１６に供給する
。時間ｎにおいて、乗算器４１０は、データレジスタＤ２に保持された入力信号
の値Ｓｉｎ（ｎ−１）と、レジスタ４０２に保持された値Ｃ１（ｎ）とを受け取
る。乗算器４１０は、値Ｓｉｎ（ｎ−１）と値Ｃ１（ｎ）の積を加算器４１６に
供給する。時間ｎにおいて、乗算器４１２は、データレジスタＤ３に保持された
入力信号の値Ｓｉｎ（ｎ−２）と、レジスタ４０４に保持された値Ｃ２（ｎ）と
を受け取る。乗算器４１２は、値Ｓｉｎ（ｎ−２）と値Ｃ２（ｎ）の積を加算器
４１６に供給する。同様に、時間ｎにおいて、乗算器４１２は、データレジスタ
Ｄ４に保持された入力信号の値Ｓｉｎ（ｎ−３）と、レジスタ４０６に保持され
た値Ｃ３（ｎ）とを受け取る。乗算器４１４は、値Ｓｉｎ（ｎ−３）と値Ｃ３（
ｎ）の積を加算器４１６に供給する。
の値Ｓｉｎ（ｎ）と、レジスタ４００に保持された値Ｃ０（ｎ）とを受け取る。
乗算器４０８は、値Ｓｉｎ（ｎ）と値Ｃ０（ｎ）の積を加算器４１６に供給する
。時間ｎにおいて、乗算器４１０は、データレジスタＤ２に保持された入力信号
の値Ｓｉｎ（ｎ−１）と、レジスタ４０２に保持された値Ｃ１（ｎ）とを受け取
る。乗算器４１０は、値Ｓｉｎ（ｎ−１）と値Ｃ１（ｎ）の積を加算器４１６に
供給する。時間ｎにおいて、乗算器４１２は、データレジスタＤ３に保持された
入力信号の値Ｓｉｎ（ｎ−２）と、レジスタ４０４に保持された値Ｃ２（ｎ）と
を受け取る。乗算器４１２は、値Ｓｉｎ（ｎ−２）と値Ｃ２（ｎ）の積を加算器
４１６に供給する。同様に、時間ｎにおいて、乗算器４１２は、データレジスタ
Ｄ４に保持された入力信号の値Ｓｉｎ（ｎ−３）と、レジスタ４０６に保持され
た値Ｃ３（ｎ）とを受け取る。乗算器４１４は、値Ｓｉｎ（ｎ−３）と値Ｃ３（
ｎ）の積を加算器４１６に供給する。
【００２７】
次に、加算器４１６は、時間ｎにおける出力信号の値Ｓｏｕｔ（ｎ）を、図１
の式（Ｊ）に示されるような積の和として抽出する。
の式（Ｊ）に示されるような積の和として抽出する。
【００２８】
時間ｎにおける係数の値Ｃ０（ｎ）、Ｃ１（ｎ）、Ｃ２（ｎ）及びＣ３（ｎ）
は、時間が時間ｎから時間ｎ＋１へ進むときに、新しい値Ｃ０（ｎ＋１）、Ｃ１
（ｎ＋１）、Ｃ２（ｎ＋１）及びＣ３（ｎ＋１）を、夫々、レジスタ４００、４
０２、４０４及び４０６へ収容することによって調節される。時間が時間ｎから
時間ｎ＋１へ進んだときに、必ずしも組Ｃの全体を同時に更新しなくてもよく、
単独の係数だけを時間ｎと時間ｎ＋１の間で更新してもよい。たとえば、本実施
例の場合に、係数Ｃ１は、図１の式（Ｋ）にしたがって更新される。ここで、Ｓ
ＧＮ（ｎ）は、値Ｅ（ｎ）＝Ｓｏｕｔ（ｎ−２）−Ｓｒｅｆ（ｎ−２）の極性で
ある。
は、時間が時間ｎから時間ｎ＋１へ進むときに、新しい値Ｃ０（ｎ＋１）、Ｃ１
（ｎ＋１）、Ｃ２（ｎ＋１）及びＣ３（ｎ＋１）を、夫々、レジスタ４００、４
０２、４０４及び４０６へ収容することによって調節される。時間が時間ｎから
時間ｎ＋１へ進んだときに、必ずしも組Ｃの全体を同時に更新しなくてもよく、
単独の係数だけを時間ｎと時間ｎ＋１の間で更新してもよい。たとえば、本実施
例の場合に、係数Ｃ１は、図１の式（Ｋ）にしたがって更新される。ここで、Ｓ
ＧＮ（ｎ）は、値Ｅ（ｎ）＝Ｓｏｕｔ（ｎ−２）−Ｓｒｅｆ（ｎ−２）の極性で
ある。
【００２９】
図５は、本発明の係数更新用回路２０６の一実施例のブロック図である。更新
用回路２０６は、信号Ｓｉｎと同じ大きさで、符号が反転した信号を抽出する反
転ユニット５００を含む。本実施例において、反転ユニット５００は、入力信号
Ｓｉｎに−１を乗算する。回路２０６は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５０２を更
に有する。時間ｎにおいて、所与の係数Ｃｊを更新する際に、マルチプレクサ５
０２は、時間ｎにおける値Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）と、ユニット５００の出力、す
なわち、−Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）と、を受け取る。マルチプレクサ５０２は、時
間ｎにおける信号ＳＧＮの値も受け取る。信号ＳＧＮの値に関して、マルチプレ
クサ５０２は、時間ｎにおける値Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）、又は、値Ｓｉｎ（ｎ−
ｊ−ｉ）の負の値を有する符号付信号ＳＳｉｎを供給する。時間ｎにおいて、値
ＳＧＮ（ｎ）が０であるとき、値ＳＳｉｎ（ｎ）はＳｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）である
。値ＳＧＮ（ｎ）が１であるとき、値ＳＳｉｎ（ｎ）は、−Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ
）である。
用回路２０６は、信号Ｓｉｎと同じ大きさで、符号が反転した信号を抽出する反
転ユニット５００を含む。本実施例において、反転ユニット５００は、入力信号
Ｓｉｎに−１を乗算する。回路２０６は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５０２を更
に有する。時間ｎにおいて、所与の係数Ｃｊを更新する際に、マルチプレクサ５
０２は、時間ｎにおける値Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）と、ユニット５００の出力、す
なわち、−Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）と、を受け取る。マルチプレクサ５０２は、時
間ｎにおける信号ＳＧＮの値も受け取る。信号ＳＧＮの値に関して、マルチプレ
クサ５０２は、時間ｎにおける値Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）、又は、値Ｓｉｎ（ｎ−
ｊ−ｉ）の負の値を有する符号付信号ＳＳｉｎを供給する。時間ｎにおいて、値
ＳＧＮ（ｎ）が０であるとき、値ＳＳｉｎ（ｎ）はＳｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ）である
。値ＳＧＮ（ｎ）が１であるとき、値ＳＳｉｎ（ｎ）は、−Ｓｉｎ（ｎ−ｊ−ｉ
）である。
【００３０】
信号ＳＳｉｎは、次に、値ＳＳｉｎ（ｎ）と、ステップ利得Ｍの値の積として
更新用量ＤＣｊ（ｎ）を与えるバレルシフタ５０４へ供給される。時間ｎでのス
テップ利得Ｍは、時間ｎでの誤差信号の絶対値から獲得される。ステップ利得Ｍ
は、２（Ｋ１＋Ｋ２）の形式であるため、この積は、バレルシフタ５０４を用い
て作成される。バレルシフタ５０４は、たとえば、Ｋ１＋Ｋ２の種々の値に対し
、時間ｎにおける信号ＳＳｉｎ（ｎ）の種々の右への２進シフトを実行する、５
個のシフトユニット５０６、５０８、５１０、５１２及び５１４を含む。たとえ
ば、シフトユニット５０６、５０８、５１０、５１２及び５１４は、バスコネク
タとして実現され、ビット入れ替えを行なう。本実施例において、ユニット５０
６は、信号ＳＳｉｎを１ビットだけ右へシフトし、ユニット５０８は、信号ＳＳ
ｉｎを２ビットだけ右へシフトする。バレルシフタ５０４は、与えられた値Ｋ＝
Ｋ１＋Ｋ２に応じて、シフトユニット５０６、５０８、５１０、５１２、５１４
のうちの一つのシフトユニットの出力を、更新用量ＤＣｊ（ｎ）として生ずる、
マルチプレクサ５１６を含む。本実施例において、更新用回路は、誤差信号Ｅの
絶対値と、ステップ利得パラメータμの種々の組み合わせに対し整数Ｋの値を保
持するルックアップテーブルＭＥＭを含む。本発明の他の一実施例において、ル
ックアップテーブルＭＥＭは、回路２０６の外部に設けられ、数種類のルックア
ップテーブルＭＥＭが存在する。たとえば、ルックアップテーブル毎に、対応す
るステップ利得パラメータμの値が異なり、入力信号Ｓｉｎの伝送用の多数のチ
ャネル条件の値が異なり、係数更新のモードが教師付きモードかブラインドモー
ドであり、誤り率が異なり、以下同様に続く。したがって、Ｋの値に関して、バ
レルシフタ５０４は、時間ｎでの正確な量ＤＣｊ（ｎ）を与える。
更新用量ＤＣｊ（ｎ）を与えるバレルシフタ５０４へ供給される。時間ｎでのス
テップ利得Ｍは、時間ｎでの誤差信号の絶対値から獲得される。ステップ利得Ｍ
は、２（Ｋ１＋Ｋ２）の形式であるため、この積は、バレルシフタ５０４を用い
て作成される。バレルシフタ５０４は、たとえば、Ｋ１＋Ｋ２の種々の値に対し
、時間ｎにおける信号ＳＳｉｎ（ｎ）の種々の右への２進シフトを実行する、５
個のシフトユニット５０６、５０８、５１０、５１２及び５１４を含む。たとえ
ば、シフトユニット５０６、５０８、５１０、５１２及び５１４は、バスコネク
タとして実現され、ビット入れ替えを行なう。本実施例において、ユニット５０
６は、信号ＳＳｉｎを１ビットだけ右へシフトし、ユニット５０８は、信号ＳＳ
ｉｎを２ビットだけ右へシフトする。バレルシフタ５０４は、与えられた値Ｋ＝
Ｋ１＋Ｋ２に応じて、シフトユニット５０６、５０８、５１０、５１２、５１４
のうちの一つのシフトユニットの出力を、更新用量ＤＣｊ（ｎ）として生ずる、
マルチプレクサ５１６を含む。本実施例において、更新用回路は、誤差信号Ｅの
絶対値と、ステップ利得パラメータμの種々の組み合わせに対し整数Ｋの値を保
持するルックアップテーブルＭＥＭを含む。本発明の他の一実施例において、ル
ックアップテーブルＭＥＭは、回路２０６の外部に設けられ、数種類のルックア
ップテーブルＭＥＭが存在する。たとえば、ルックアップテーブル毎に、対応す
るステップ利得パラメータμの値が異なり、入力信号Ｓｉｎの伝送用の多数のチ
ャネル条件の値が異なり、係数更新のモードが教師付きモードかブラインドモー
ドであり、誤り率が異なり、以下同様に続く。したがって、Ｋの値に関して、バ
レルシフタ５０４は、時間ｎでの正確な量ＤＣｊ（ｎ）を与える。
【００３１】
回路２０６は、抽出量ＤＣｊ（ｎ）で係数Ｃｊを更新するため加算器５１８を
具備し、これにより、新しい値Ｃｊ（ｎ＋１）を生成する。
具備し、これにより、新しい値Ｃｊ（ｎ＋１）を生成する。
【００３２】
上記の方法に関して、本発明の範囲を逸脱することなく、変形又は改良をなし
得ることに注意する必要がある。たとえば、本発明の処理方法は、配線電子回路
を用いる、或いは、コンピュータ読取可能な媒体に保持された命令のセットを用
いるような何通りかの方法で実現可能であり、これらの命令は、電子回路の一部
を置き換え、置き換えられる前の回路で実現されていた機能と同じ機能を実行す
るため、コンピュータ又はデジタルプロセッサの制御下で実行可能である。
得ることに注意する必要がある。たとえば、本発明の処理方法は、配線電子回路
を用いる、或いは、コンピュータ読取可能な媒体に保持された命令のセットを用
いるような何通りかの方法で実現可能であり、これらの命令は、電子回路の一部
を置き換え、置き換えられる前の回路で実現されていた機能と同じ機能を実行す
るため、コンピュータ又はデジタルプロセッサの制御下で実行可能である。
【図１】
（Ａ）から（Ｋ）は数学的な式を表わす図である。
【図２】
本発明によるデータ処理装置のブロック図である。
【図３】
本発明の一面を示すフローチャートである。
【図４】
本発明による適応フィルタ処理回路のブロック図である。
【図５】
本発明による更新用回路の構成図である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ターケニック，ジェナディ
オランダ国，5656 アーアー アインドー
フェン，プロフ・ホルストラーン ６
Ｆターム(参考） 5J023 DA04 DA05 DB03 DC03 DD02
DD07
Claims (11)
- 【請求項１】 出力信号を作成するため調節可能なフィルタ係数を有するフ
ィルタを使用して入力信号をフィルタ処理し、 出力信号から誤差信号を導出し、 少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、入力信号の第１の値と、誤差信
号の第３の値の極性に依存する２値信号の第２の値と、Ｋが第３の値の絶対値、
及び、ステップ利得パラメータに基づく整数であるときに２Ｋの形式で表わされ
るステップ利得の第４の値と、の積から更新用量を抽出し、 更新用量を使用して特定のフィルタ係数を調節する、 入力信号を処理する方法。 - 【請求項２】 入力信号を処理するデータ処理装置であって、 調節可能なフィルタ係数をもち、入力信号をフィルタ処理し出力信号を作成す
るフィルタ処理用回路と、 出力信号から誤差信号を抽出する誤差計算器と、 Ｋが整数であり、Ｋが誤差信号の第２の値の大きさ及びステップ利得パラメー
タに基づくときに、２Ｋの形式のステップ利得の第１の値を抽出するステップ利
得計算器と、 誤差信号の第２の値の極性に依存する２値信号を生ずる符号ユニットと、 少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、入力信号の第３の値と、２値信
号の第２の値及び台４の値と、の積から更新用量を抽出し、更新用量を用いて特
定のフィルタ係数を調節する、更新用回路と、 を具備したデータ処理装置。 - 【請求項３】 ステップ利得の特定の値による乗算を実行する少なくとも一
つのバリヤシフタを含むデジタル部品を更に具備した請求項２記載のデータ処理
装置。 - 【請求項４】 Ｋ１及びＫ２が整数であるときに、ＫはＫ１＋Ｋ２の形式で
表わされ、 誤差信号の大きさの多様な値に対してＫ２の値を保持するメモリ回路を更に具
備した、 請求項２記載のデータ処理装置。 - 【請求項５】 Ｋ１及びＫ２が整数であるときに、ＫはＫ１＋Ｋ２の形式で
表わされ、 ステップ利得パラメータの多様な値に対してＫ１の値を保持するメモリ回路を
更に具備した、 請求項２記載のデータ処理装置。 - 【請求項６】 ｍが処理遅延を表わすときに、離散時間ｎにおける更新用量
は、時間ｎ−ｍにおける誤差信号の値と、時間ｎ−ｍにおける入力信号の値と、
から獲得される、請求項２記載のデータ処理装置。 - 【請求項７】 フィルタは、適応型係数を有するデジタルフィルタにより構
成される、請求項２記載のデータ処理装置。 - 【請求項８】 入力信号はデジタル化される、請求項２記載のデータ処理装
置。 - 【請求項９】 出力信号を作成するため調節可能なフィルタ係数を有するフ
ィルタを使用して入力信号をフィルタ処理する手順と、 出力信号から誤差信号を導出する手順と、 少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、入力信号の第１の値と、誤差信
号の第３の値の極性に依存する２値信号の第２の値と、Ｋが第３の値の絶対値、
及び、ステップ利得パラメータに基づく整数であるときに２Ｋの形式で表わされ
るステップ利得の第４の値と、の積から更新用量を抽出する手順と、 更新用量を使用して特定のフィルタ係数を調節する手順と、 を含むデジタル入力信号の処理方法のうちの少なくとも一つの手順を実現するよ
うにプロセッサの制御下で実行可能な命令のセットを記憶したソフトウエアモジ
ュールを含む記憶媒体。 - 【請求項１０】 出力信号を作成するため調節可能なフィルタ係数を有する
フィルタを使用して入力信号をフィルタ処理する手順と、 出力信号から誤差信号を導出する手順と、 少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、入力信号の第１の値と、誤差信
号の第３の値の極性に依存する２値信号の第２の値と、Ｋが第３の値の絶対値、
及び、ステップ利得パラメータに基づく整数であるときに２Ｋの形式で表わされ
るステップ利得の第４の値と、の積から更新用量を抽出する手順と、 更新用量を使用して特定のフィルタ係数を調節する手順と、 を含むデジタル入力信号の処理方法のうちの少なくとも一つの手順をプロセッサ
の制御下で実行させるプログラム。 - 【請求項１１】 出力信号を作成するため調節可能なフィルタ係数を有する
フィルタを使用して入力信号をフィルタ処理する手順と、 出力信号から誤差信号を導出する手順と、 少なくとも一つの特定のフィルタ係数に対し、入力信号の第１の値と、誤差信
号の第３の値の極性に依存する２値信号の第２の値と、Ｋが第３の値の絶対値、
及び、ステップ利得パラメータに基づく整数であるときに２Ｋの形式で表わされ
るステップ利得の第４の値と、の積から更新用量を抽出する手順と、 更新用量を使用して特定のフィルタ係数を調節する手順と、 を含むデジタル入力信号の処理方法のうちの少なくとも一つの手順を実現するよ
うにプロセッサの制御下で実行可能な命令のセットをダウンロードさせる電子文
書。
Applications Claiming Priority (3)
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|---|---|---|---|
| US09/564,427 | 2000-05-04 | ||
| US09/564,427 US7689637B1 (en) | 2000-05-04 | 2000-05-04 | Adaptive filtering method and related device |
| PCT/EP2001/004370 WO2001084708A2 (en) | 2000-05-04 | 2001-04-17 | Adaptive filtering method based on sign algoritm and related device |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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| EP (1) | EP1281236B1 (ja) |
| JP (1) | JP5160712B2 (ja) |
| KR (1) | KR100791235B1 (ja) |
| CN (1) | CN100431266C (ja) |
| AT (1) | ATE487275T1 (ja) |
| DE (1) | DE60143385D1 (ja) |
| WO (1) | WO2001084708A2 (ja) |
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| JP2005311601A (ja) * | 2004-04-20 | 2005-11-04 | Sanyo Electric Co Ltd | デジタルフィルタ装置およびそのフィルタ処理方法 |
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| CN101197592B (zh) | 2006-12-07 | 2011-09-14 | 华为技术有限公司 | 远端串扰抵消方法、装置及信号发送装置和信号处理系统 |
| CN101202552B (zh) * | 2006-12-15 | 2012-01-25 | 华为技术有限公司 | 串扰抵消装置、信号处理系统及串扰抵消方法 |
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| CN103036530B (zh) * | 2011-09-29 | 2015-06-10 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 可降低运算量的自适应滤波电路 |
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