JP2003527761A

JP2003527761A - 拡散スペクトル信号を受信する方法

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Publication number: JP2003527761A
Application number: JP2000575230A
Authority: JP
Inventors: フォルカー・アウエ
Original assignee: ジステモニック・アクチエンゲゼルシヤフト
Priority date: 1998-10-05
Filing date: 1999-10-05
Publication date: 2003-09-16
Anticipated expiration: 2019-10-05
Also published as: AU1647200A; WO2000021209A1; EP1119923B1; WO2000021209A9; US6580750B2; EP1119923A1; DE19982026D2; DE19845620A1; JP3471319B2; DE19982026B4; US20020051486A1

Abstract

(57)【要約】本発明は、１つのＲＡＫＥ受信器中の複数の相関器を時間的に理想同期するための拡散スペクトル信号を受信する方法に関する。本発明の課題は、可能な限り大きい信号対雑音比で送信すべき信号を受信信号から得ることにある。このことは、両ＲＡＫＥフィンガの基準時間遅れの差の合計が或る最小間隔に到達し、その後両ＲＡＫＥフィンガに対する制御が、両ＲＡＫＥフィンガの時間誤差評価値を考慮しつつ共通に実行されるときに、１つの上位に配置されたユニットが、第１ＲＡＫＥフィンガ中の第１基準遅れ時間の制御と、第２ＲＡＫＥフィンガ中の第２基準遅れ時間の制御とに介入することによって解決される。

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、拡散スペクトルを受信する方法に関する。この方法では、受信信号
が、拡散コードによってコード化された送信信号から受信されて濾波される。そ
の後、この濾波された受信信号が、第１ＲＡＫＥフィンガの第１方法過程中に時
間通りの相関でこの送信信号のこの拡散コードに対して基準時間遅れだけ遅れて
いる１つの複素共役の拡散コードと乗算される。そして、この結果が、第１加算
器中で加算される。この最初の和のこの結果は、情報信号として出力される。そ
して、この和がリセットされる。この濾波された受信信号は、２つのうちのどち
らか一方の経路上でさらに処理される。第１の経路上では、この濾波された受信
信号は、遅れた相関でこの送信信号のこの拡散コード（ｃ（ｔ））に対して第１
基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを延長させる正の付加的な遅れだけ遅れ
ているこの送信信号の複素共役の拡散コードと乗算され、そして第２加算器中で
加算される。この濾波された受信信号は、進んだ相関でこの送信信号のこの拡散
コード（ｃ（ｔ））に対して第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを短縮
させる負の付加的な遅れだけ遅れているこの複素共役の拡散コードと乗算され、
そして第３加算器中で加算される。次いで、差の結果が、この進んだ相関と遅れ
た相関との結果から成る差として算出される。そして、この第２，３加算器がリ
セットされる。

【０００１】第２の経路上では、この濾波された受信信号は、この送信信号のこの拡散コー
ドに対して第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを延長させる正の付加的
な遅れだけ遅れているこの複素共役の拡散コードから成るこの差と乗算され、か
つこの送信信号のこの拡散コードに対して第１基準時間遅れ及びこの第１基準時
間遅れを短縮させる負の付加的な遅れだけ遅れているこの複素共役の拡散コード
と乗算され、そして第４加算器中で加算される。これによって、その差の結果が
生成されている。この第４加算器はこの差の結果のさらなる処理によってリセッ
トされる。次いで、その積の実数部分が、誤差信号としてその一方の又はその他
方の経路上で算出された差の結果及び情報信号から算出される。その結果、その
基準遅れの大きさが制御される。

【０００２】この第１方法過程に平行して、同様な方法ステップが、第１基準時間遅れに比
べて差を有する第２基準時間遅れによって第２方法過程中に第２ＲＡＫＥフィン
ガ中で実行される。そして、この平行に実行された方法過程の情報信号が合成さ
れる。

【０００３】本発明は、これと同様な過程による方法にも関する。しかしながら、この方法
では、受信信号が濾波されないで、その代わりに濾波された複素共役の拡散コー
ドと乗算される。そして、それらの積信号が、加算されないで積分される。これ
によって、その相関が得られる。

【０００４】本発明の方法では、Price R., Green P. E. Jr.,“A Communication Techniqu
e for Multipath Channels", Proc. IRE, vol 46, Maerz 1958, Seiten 555-570
で説明されているように、ＰＡＫＥ受信器が使用される。このＲＡＫＥ受信器は
、拡散スペクトル信号を受信するのにとりわけ適していて、そこで適用される受
信器である。この従来のＲＡＫＥ受信器は、異なる時間のずれで拡散スペクトル
信号を拡散させ、そしてその狭帯域信号を復調する複数の相関器から構成される
。

【０００５】 Pickholtz R. L., Schilling D. L., Milstein L.B.,“Theory of Spread Spe
ctrum Communication ？ A Tutorial", IEEE Transactions on Communications,
vol. COM-30. Mai 1982, Seiten 855-884やAlois M. J. Goiser, Handbuch der
Spread-Spectrum-Technik, Springer. 1998で説明されているような、冒頭で述
べた種類の拡散スペクトルは、過去においては信号の暗号化と隠蔽や雑音免疫の
向上のための専ら軍事目的に使用された。この場合、狭帯域で送信すべき信号が
、乗算によって広帯域の疑似乱数の拡散系列と乗算される。ランダムシーケンス
の要素が、チップとして示される。結果として生じた信号は、同様に広帯域であ
る。換言すると、送信すべき信号、すなわち送信信号が、拡散コードでコード化
される。

【０００６】この送信信号は、受信時に受信され、次いで受信信号として再び処理される。
この送信信号をコード化するために使用されるような同様に広帯域な疑似乱数の
拡散系列、すなわち送信信号の拡散コードが、この送信信号によって特定された
時点後に受信器中で生成される。このことは、その疑似乱数の特徴に基づいて可
能である。これによって、同一の疑似乱数の系列が、同一の技術的手段と条件に
よって生成され得る。送信器及び受信器は相互に、その疑似乱数の系列を生成す
る手段及び条件を知っているだけでよい。

【０００７】次いで、初期の狭帯域信号が、受信器中でこの複素共役の拡散系列との乗算に
よって復調される。

【０００８】複数の異なる加入者が１つの限られた帯域幅でしか自由に使用できないセルラ
ー移動体通信では、この方法は同様に魅力的である。ここでは、複数の疑似乱数
拡散系列が、若干数の異なる加入者に割当てられる。希望する探し出される加入
者の拡散コードを使用する受信器に対しては、その他の加入者の信号は雑音とみ
なされる。これらの邪魔な信号の全電力が共存できるかぎり、送信された情報は
、この受信器で復調することができる。

【０００９】数年来、アメリカの移動体通信基準「ＩＳ−９５」が順調に使用されている。
直接シーケンス拡散スペクトルが、第３世代「ＩＭＴ−２０００」の移動体通信
基準に関する基本的な方法として提唱されている。そして、この第３世代の移動
体通信基準は、この方法に基づくと予想されている。何故なら、スペクトルを異
なる加入者に対して簡単でかつフレキシブルに付与することを、異なる帯域幅の
要求で可能にするからである。

【００１０】この移動体通信では、基地局の送信された信号が、直接ではなくて多重反射（
マルチパス）して迂回することによって受信器に到達する。この受信された信号
は、これらの多重反射の重なりによって特徴付けられる。これらの多重反射は、
回数，位相及び伝搬距離に相当する所要時間の遅れで区別がつく。反射して受信
器に到達した各信号要素は、同様に所要時間の違いが僅かな個々の信号の系列か
ら構成されている。その結果、所定の距離を経由して到達したこれらの信号要素
は、突発的なフェージングの影響を受ける。

【００１１】拡散スペクトル信号の良好な相関特性に起因して、マルチパス信号の個々の経
路（信号要素）を、適切に遅らせた疑似乱数拡散系列との相関によってＲＡＫＥ
受信器を用いて適切に検出することができる。それらの相関の結果の共通の使用
は、相関の結果が１つだけ使用されるときよりも正確なこの信号の情報の再構築
を可能にする。

【００１２】従来の方法は、１つのＲＡＫＥ受信器の各相関器用に１つのタイミングエラー
評価器を使用する。このタイミングエラー評価器は、付加的な正の時間のずれと
の相関によって、及び負の付加的な別の時間のずれとの相関によって局所ランダ
ムコード発生器の最適な時間のずれに対する時間のずれを評価する。実際の相関
器が、このランダムコード発生器のためにマルチパス信号要素から最大信号電力
を得る。相関器とタイミングエラー評価器は、多くの場合上位に配置された１つ
のユニットに統合されている。このユニットは、さらに他の評価器も有し得る。
このユニットは、ＰＡＫＲフィンガとして記される。それ故に、タイミングエラ
ーを評価するこの説明した方法は、進み−遅れ法(Early-Late-Verfahren)として
記される。評価された時間のずれは、時間評価のため、いわゆる理想同期(Feins
ynchronisation) のためこのＲＡＫＥフィンガ自信によってか又は別の上位に配
置されたユニットによって利用される。

【００１３】一般に、進み−遅れタイミングエラー評価を実行するには、タイミングエラー
を評価する相関器を１つだけ追加するだけで十分である。受信信号が、まず最初
に受信フィルタによって帯域制限される。この受信フィルタは、広帯域の拡散信
号の送信インパルスに合わせられている根ナイキストフィルタである。

【００１４】そのチップ速度によってサンプリングした後、サンプリングされた複素共役の
拡散系列の適切な要素を有する複数の値の積に関する加算が、相関と拡散に対し
てもう１回だけ必要になる。

【００１５】加算器の結果がＮ個の値として読取られる。そして、この加算器はリセットさ
れる。この場合、Ｎはそれらの値の数量である。これらの値はデータ符号に割当
てられる。Ｎ個の値による各々の和に対してこうして得られたその値は、ＲＡＫ
Ｅフィンガ用の情報信号の評価値である。

【００１６】この進み−遅れ法に関しては、１つのずれとの相関に対して平行して、１つの
チップ期間の半分だけ遅れ、かつ１つのチップ期間の半分だけ進んだ複素共役の
拡散コードから成る差との相関がとられる。この相関結果とＲＡＫＥフィンガの
評価値に対する複素共役の相関結果との積の実数部分が、このＲＡＫＥフィンガ
を時間的に理想同期するため利用され得る誤差信号を出力する。

【００１７】一般に、この理想同期は、誤差信号が１つの狭帯域フィルタによって濾波され
、そしてその濾波された信号が局所拡散コード発生器を制御することによって実
現される。

【００１８】タイミングエラーの評価に使用されるこの進み−遅れ法は、たしかに経路を１
本しか有さないチャネルに対しては最適であるものの、僅かな時間的なずれによ
ってしか（ランダム系列の周期に関して僅かにしか）区別のつかない、すなわち
迂回所要時間の差を信号の帯域の狭さのためにもはや分析することができないマ
ルチパス信号のときには実施し難い点が、時間的に理想同期するための公知の方
法の欠点である。一方では、理想同期で存在する制御ループの時間遅れが、マル
チパス信号の相対的な時間のずれの変動に対して決められていて、移動によって
引き起こされる突発的なフェージングに対しては決められていない。その結果、
最適な時間のずれの評価が、突発的な移動のときに不可能である。他方では、時
間的に近いＲＡＫＥフィンガが、制御されていないマルチパスの分布に起因して
同一の時間的なずれを受信してしまうという可能性がある。それ故に、このこと
は、さらなる情報がこの場合に受信信号から得られないとして望ましくない。相
対的に時間のずれがランダム系列の周期よりも小さい場合、ＲＡＫＥフィンガは
、出力データの相関から出発され得る。それ故に、公知の方法では、２つのＲＡ
ＫＥフィンガ間の予め設定された最少の時間的な差が個々の理想同期に起因して
予想より下回った時に、これらの時間的に近いＲＡＫＥフィンガのうちの一方の
ＲＡＫＥフィンガが停止される。この特定の状況では、起こりうる最少の時間的
なずれを有するもう１つのＲＡＫＥフィンガから情報を得るしかない。

【００１９】本発明の課題は、伝送された信号が可能な限り大きな信号対雑音比で受信信号
から生成され得る、拡散スペクトル信号を受信する方法を提供することにある。

【００２０】この課題は、本発明により、第１基準時間遅れと第２基準時間遅れとの差の値
が、本発明の方法の開始時に最少の差よりも大きいこと、及び、この第１基準時
間遅れとこの第２基準時間遅れとの差が、この方法の進行中にその最少の差に達
した場合、第１方法過程の誤差信号と第２方法過程の誤差信号とが加算されるこ
とによって解決される。この和は、基準遅れを制御するための新しい誤差信号と
して両方法過程で利用される。

【００２１】本発明の方法の利点は、マルチパス経路の所要時間の差が、ほぼチップ期間に
一致するか又はそれを下回る、すなわち受信器によってもはや分析され得ないチ
ャネルにおいて、従来の方法で可能であるよりも多い情報を送信信号経由の受信
信号から得るため、さらに多くのＲＡＫＥフィンガが使用され得る点にある。す
なわち、経路の精確な測定が所要時間の差に起因してもはや不可能であっても、
マルチパス信号要素中に含まれる情報をなおも有効に利用することができる。通
常の同期誤差は、本発明の方法に対してはほとんどない。

【００２２】マルチパス信号の分析が不可能なときのＰＡＫＥフィンガ全体の時間のずれの
変動 (Varianz)は、本発明の理想同期方法のためにこの場合の個々のＲＡＫＥフ
ィンガのときよりも小さい。

【００２３】この方法は、複数のＲＡＫＥフィンガの相関結果を合成する方法としての最大
定格コンバイニング（ＭＲＣ）のため、これらのＲＡＫＥフィンガ全体の時間的
なずれを認識して、最大信号対雑音比を提供する。ＭＲＣは、非相関な雑音を含
む入力信号の受信時に最大信号対雑音比を提供する方法である。

【００２４】この方法は、ノンコヒーレントである。すなわち、搬送波の位相の情報が、理
想同期に対して必要とされない。したがって、この方法は、その機能がマルチパ
スフェージングチャネルで常に保証されているわけではないその他のチャネル評
価方法の助けを必要としない。この方法は、コヒーレントとノンコヒーレントの
伝送方法に対して同様に適している。

【００２５】この方法は、マルチパスの拡張がないときの相関器の最適な時間のずれを探し
出すノンコヒーレント法に基づく。この方法は、付加的な相関器が１つあるだけ
で済み（図１）、しかも差分コードによって相関される。この差分コードは、直
接シーケンス拡散スペクトルのときに平均して50パーセントの零部分を有する。
このことは、１回の実行を可能にする。この実行では、その電力消費が、50パー
セントまで低減されている。

【００２６】本発明の方法の良好な構成では、最少の差が１つのチップ期間に一致する。

【００２７】したがって、情報信号の雑音が、両方法過程で非相関である。

【００２８】本発明の方法のもう１つの構成では、第１基準時間遅れと第２基準時間遅れと
の初期の大きな差が、この方法の進行の間に最少の差に向かって減少する際に、
第１ＲＡＫＥフィンガと第２ＲＡＫＥフィンガが統合される。その後、これらの
方法ステップは、そのグループに対して共通に実行される。

【００２９】この場合、第１時間遅れと第２時間遅れとの差が、これらの方法ステップの完
了時に最少の差よりも大きい値にあるときに、１つのＲＡＫＥフィンガがそのグ
ループから除去されることによって、本発明の方法を続行することも可能である
。

【００３０】さらに、１つのグループが、第１基準時間遅れと第２基準時間遅れとの差に依
存しないでこの方法の完了の初めから初期化されることが可能である。

【００３１】したがって、複数の隣合ったマルチパス経路の情報が最初から利用される。

【００３２】この場合、制御信号の変動が統合によって著しく低減されていることが予想で
きる。このことは、本発明の方法によるマルチパスチャネルの改良された利用に
基づいて説明され得る。この目的のため、この方法のもう１つの構成では、第２
ＲＡＫＥフィンガが第１ＲＡＫＥフィンガに接続されることが提唱されている。
この第２ＲＡＫＥフィンガの基準遅れは、この第１ＲＡＫＥフィンガに対して最
少期間だけ相違する。これによって、この第１ＲＡＫＥフィンガとこの第２ＲＡ
ＫＥフィンガが１つのグループを構成するか、又は、最少期間を有する第３ＲＡ
ＫＥフィンガが複数のＲＡＫＥフィンガから成る１つのグループに接続される。
これによって、これらのＲＡＫＥフィンガの数量が、１つのグループ内で増える
。

【００３３】複数のマルチパス経路は、受信ユニットによって常に判別され得るとは限られ
ず、まず初めにＲＡＫＥフィンガが１つだけこれらの経路の検出に使用される。
突発的なフェージングによって引き起こされるチャネルの変動に起因して、この
場合、時間誤差信号つまりこのＲＡＫＥフィンガの時間の遅れの大きくなった変
動を計算する必要がある。近接したマルチパスの広がりをこの変動の観測（測定
）によって識別することが可能である。そのため、もう１つのＲＡＫＥフィンガ
が、第１フィンガに割当てられる。このもう１つのＲＡＫＥフィンガは、この第
１ＲＡＫＥフィンガに対して最少期間だけ相違する。これによって、両ＲＡＫＥ
フィンガが１つのグループを構成する。そして、所望の結果が得られる。

【００３４】以下に、本発明を２つの実施の形態に基づいて詳しく説明する。

【００３５】実施の形態を説明する前に、従来の技術の方法を例えばシステムモデルに基づ
いて詳しく説明する：

【００３６】

【式１】

【００３７】は、送信信号s(t)である。

【００３８】この場合、ω_cは、搬送周波数を定義し、φ_cは、位相のずれを定義する。そ
して、v(t)は、複素形の送信すべきベースバンド信号である。

【００３９】

【式２】

【００４０】ｃ_nは、｜c ｜=1のチップである。ｇ_c(t) は、自動校正関数を有する根ナイキ
ストインパルス形フィルタ（例えば、根余弦フィルタ）のインパルス応答である
。

【００４１】

【式３】

【００４２】受信器で受信した雑音

【００４３】

【式４】

【００４４】は、

【００４５】

【式５】

【００４６】によって記される。この場合、

【００４７】

【式６】

【００４８】及び

【００４９】

【式７】

【００５０】は、片方だけのスペクトルの電力密度Ｎ₀W/Hzによる２つの独立した平均値なし
のガウスプロセスである。受信器で受信した信号が受信フィルタによって濾波
されることから出発する。この受信フィルタは、１つのチップのインパルス波形
に合わせられたインパルス応答としてｇ_c(-t)によるフィルタである。さらに、
ξ( τ) は、非相関な重なりによる広い意味での不変な１つのチャネルのチャネ
ルインパルス応答である（ＷＳＳＵＳ）。

【００５１】

【式８】

【００５２】ｈ( τ) は、送信フィルタと受信フィルタを考慮した全てのインパルス応答を
定義する。すなわち、

【００５３】

【式９】

【００５４】このチップマッチドフィルタによって濾波去れた信号は、

【００５５】

【式１０】

【００５６】である。この場合、

【００５７】

【式１１】

【００５８】 n _I(t) 及びn _Q(t) は、両方のスペクトルの電力密度Ｎ₀／２Ｇ(f)
及び自動校正関数Ｎ₀/Ｔ_cＲ_c( τ) による独立した２つの拝金値なしのガウス
プロセスである。

【００５９】３つの経路から成るインパルス応答の一例が、図１ａ中に示されている。それ
に対応するチャネルインパルス応答ｈ (τ) が、同様に示されている。この場合
、 22 ％のロールオフ係数を有する根余弦フィルタが利用される。

【００６０】これらの遅れ及び複素形のチャネル係数ξ_iが、図２中に記載されている。遅
れτ_iを評価するため、Δ＜＝Ｔ_cずれた理想同期をする進み−遅れ方法が使用
され得ることが明らかである。ほとんどの進み−遅れ同期方法は、ΔＴ_c/ ２を
使用するが、別の値も可能である。

【００６１】付加的な相関器を１つしか必要としない進み−遅れ誤差評価器が、図３中に示
されていて、多くの場合ドットプロダクト検波器として表記される。この場合、
その受信信号が、Ｔ_c/ ２だけ遅れたコードとＴ_c/ ２だけ進んだコードとの差
によって相関される。その結果とチャネルの位相との依存関係が、後続する遅れ
なかったコードの複素共役の相関値との乗算によって排除される。図３中に示さ
れた実行部では、信号が、まず初めにループフィルタとして示されたチップマッ
チドフィルタによって濾波され、次いでチップ周期でサンプリングされる。差分
コードと遅れなかったコード相関との積の実数部分が、誤差信号εである。次い
で、このεは、いわゆるループフィルタによって濾波されて、コード発生器の位
相を制御する。１本の平坦なチャネルでは、この進み−遅れ誤差評価器の構造体
が、その問題点から遅れなかったコード相関器の出力部で最大の受信電力を出力
させる。この遅れなかったコード相関器の出力信号電力Ｐ_sは、

【００６２】

【式１２】

【００６３】である。この場合、Ｎ_PGは、分散係数を定義する。−Ｔ_c＜ε＜Ｔ_cに対する最
大Ｐｓの必要十分条件は、

【００６４】

【式１３】

【００６５】である。εにしたがうＰｓの導関数は、

【００６６】

【式１４】

【００６７】である。

【００６８】方程式（１１）の左側部分は、遅れなかったコードの複素共役の相関信号であ
る。その極限値は、差分係数

【００６９】

【式１５】

【００７０】によって近似することができる。この差分係数は、差分コードとの相関によって
得ることができる。この差分係数を使用したｓ導関数とその近似値が、図４中に
22 ％ロールオフしたΔＴ_c/ ２の余弦インパルスに対して例示的に示されてい
る。

【００７１】相関器の出力の雑音が、図１ａによる経路の所要時間の遅れに対して非相関と
みなされ得る。その結果、マルチパスの合成が、最大定格コンバイニング(Maxim
al-Ratio-Combining) の原理によって可能である。

【００７２】自動相関関数Ｒ_c( τ) の大きさが、図５中に示されている。｜τ｜＞ 0.85
Ｔ_cに対しては、Ｒ_c( τ) の大きさが -14 dB よりも小さい。すなわち、全体
が｜τ_i- τ_j｜>= 0.85 Ｔ_cI<>j 1<=i,j<p であるときに、この遅れによる雑
音が、対応する送信フィルタと受信フィルタの対に対して実際に非相関であると
みなされ得る。｜τ_i- τ_j｜，ｎは整数、に対しては、雑音は非相関である。
何故なら、Ｒ_c(nＴ_c)= 0であるからである。チャネルのインパルス応答が、図
１ｂ中に示されている。このインパルス応答では、それらのマルチパス経路を分
析することができない。この場合、それらの係数は、図１ａのものと同じである
。それとは逆に、それらの相対的な時間遅れは、係数３だけ短縮される。まず初
めに多数のＲＡＫＥフィンガがこのチャネル分布に割当てられ、時間的な理想同
期が各ＲＡＫＥフィンガに対して無関係に実施されるときは、各ＲＡＫＥフィン
ガは、互いに関係なく 0.35 Ｔ_cのときに相関最大値を得る。明らかに、これら
のＲＡＫＥフィンガの出力がこれらの短い相対的な遅れに対して関係ないとみな
すことはもはやできない。これらのＲＡＫＥフィンガの非相関化(Dekorrelation
) が、相関マトリックスの逆関数との乗算によってたしかに可能ではあるものの
、無視できない計算経費がかかる。

【００７３】さらに、相関マトリックスが良好に条件合わせされていないほど、これらのＲ
ＡＫＥフィンガの相対的な時間のずれが小さい。良好に条件合わせされなかった
マトリックスは、受信器の安定性の問題をもたらし、電力性能を低下させる。そ
れ故に、従来の受信器の場合、複数のＲＡＫＥフィンガ間の時間差が予めプリセ
ットされた最小期間よりも小さくなったときに、１つの制御回路がこれらのフィ
ンガにつながる。一般に、最大信号電力を受取るＲＡＫＥフィンガが保持され、
より小さい信号電力を受取るＲＡＫＥフィンガが検出処理から外れるように、こ
のことは実行される。次いで、これらのより小さい信号電力を受取るＲＡＫＥフ
ィンガは、別のマルチパス経路に新たに割当てられ得る。

【００７４】しかしながら、信号を図１ｂのインパルス応答から検出するためにＲＡＫＥフ
ィンガを１つしか使用しないときは、受信器の信号電力が必然的に消失する。し
かも、同期が、マルチパスの拡張によって妨害される。一般に、チャネル係数ξ _i の振幅値と位相の時間的な変動は、この状況がこれらのマルチパス経路の相対
的な時間遅れτ_iのときよりも遥かに大きい。

【００７５】これらの個々のマルチパス経路を時間的に分析することがもはやできないとき
は、これらのマルチパス経路は、全てのチャネルインパルス応答に対して建設的
に又は破壊的に作用する。また、このことは、このチャネルインパルス応答の最
大値の位置の突発的な時間変動を伴う。

【００７６】この方法を具体的に説明するため、チャネル係数ξ₂の位相が、180 °だけ回
転する。そして、その結果生じたチャネルインパルス応答を図１ｃ中に示した。
制御系の帯域幅等のような同期パラメータが、１本の特定の経路の相対的な遅れ
の時間変動には適応されているものの、突発的なフェージングには適応されてい
ない。したがって、ドップラー帯域幅 (Dopplerbandbreite)が制御系の帯域幅を
超えた場合に、チャネルの突発的な変動をリアルタイム処理する必要のある受信
器の電力性能のさらなる低下が、同期方法の不十分な性能のために起こりうるこ
とが分かる。

【００７７】以下の両実施の形態で説明するような、分析不可能なマルチパス拡張チャネル
に適し、これらのマルチパス拡張チャネルが常に利用され得る本発明の理想同期
のための方法は、複数のＲＡＫＥフィンガを有する。これらのＲＡＫＥフィンガ
は、時間の正確な評価値ｒ_iのための１つの相関器、及び図３に記載の１つの時
間誤差評価器を有する。これらのマルチパス経路の間隔がチップ期間に対して大
きい間は、これらの各ＲＡＫＥフィンガに対する時間的な理想同期が独立して実
行される。これらのマルチパス経路の間隔がこのチップ期間の長さに移行するか
又はこのチップ期間よりも短いときは、同一の時間のずれを有する１つのグルー
プのＲＡＫＥフィンガが、これらのマルチパス経路に割当てられる。この場合、
これらのＲＡＫＥフィンガの間隔は、ＲＡＫＥ受信器中の最少許容間隔である。

【００７８】次いで、これらのＲＡＫＥフィンガの時間的なずれを保持しつつ擬似雑音系列
の最適な時間調整を見つけ出すため、理想同期が、このグループに対して共通に
実行される。まず初めに、最少許容間隔がチップ期間Ｔ_cであることから出発す
る。値ｒ_iが、このチップ期間Ｔ_cに対して非相関である。これによって、最大
定格コンバイニングが、マルチパスの合成に対して可能である。各々の状況にあ
っては、複数のＲＡＫＥフィンガ間の間隔がその最少許容間隔を決して下回らな
いことを、１つの制御ユニットが理想同期中に保証する。２つのＲＡＫＥフィン
ガ間の初期の大きな間隔がその理想同期の間に減少すると、これらのＲＡＫＥフ
ィンガが統合されて、その後その理想同期がそのグループに対して共通に実行さ
れる。以下に、Ｌ個のＲＡＫＥフィンガから成る１つのグループに対する全ての
時間誤差信号が、各ＲＡＫＥフィンガ中の図３から構成された進み−遅れ評価器
を使用して、１つのグループに存在する全てのＲＡＫＥフィンガからの個々の時
間誤差信号の和から簡単に得られることを説明する。

【００７９】ｉ番目のＲＡＫＥフィンガのｉ番目の複素形のチャネル係数ｈ_iは、ｈ( τ)
から時点ｉＴ_c−εまでのサンプリング値である。この場合、εは、最適化すべ
きずれである。

【００８０】

【式１６】

【００８１】雑音電力が各ＲＡＫＥフィンガに対して一定であるとみなされ得るので、理想
同期ユニットの役割は、最大信号出力電力を供給するずれを見つけ出すことにあ
る。マルチパスの合成後の信号電力Ｐ_s( ε) は、複数のチャネル係数の二乗に
よる和に直接比例する。すなわち、

【００８２】

【式１７】

【００８３】この場合、ｃは一定である。Ｐ_s( ε₀)が最大であるために必要な条件は、Ｐ_s の導関数がずれε₀に対して零に等しいことである。εに対する式（１４）の導
関数は、

【００８４】

【式１８】

【００８５】この場合、その極限値は、

【００８６】

【式１９】

【００８７】によって近似され得る。この式とは関係なく、式（１５）は、個々のＲＡＫＥフ
ィンガの全ての誤差評価値による和を表す。すなわち、Ｌ個のＲＡＫＥフィンガ
から構成された１つのグループの個々のＲＡＫＥフィンガの誤差評価値の和が、
このグループを理想同期するために求められた誤差信号を表すことが推論され得
る。

【００８８】図６は、Ｌ個のフィンガから構成された１つのグループ用に存在するＲＡＫＥ
受信器を示す。進み−遅れのずれは、２Δ＝Ｔ_cである。このグループの合成さ
れた誤差信号が、共通のループフィルタによって濾波される。このループフィル
タの出力信号が、このグループの擬似雑音発生器を制御する。

【００８９】図７は、第１の実施の形態におけるＲＡＫＥ受信器のベースバンド実行部の原
理ブロック図を示す。

【００９０】受信した信号が既に十分に増幅され、ＩＱ復調器によってベースバンドに変換
され、複素形のベースバンド信号として存在することから出発する。まず初めに
、この信号は、チップマッチドフィルタによって濾波される。この信号は、Ｋ個
のＲＡＫＥフィンガによって処理される。各ＲＡＫＥフィンガは、１個の相関器
を有する。この信号との相関が、所定の時間のずれ（ＲＡＫＥフィンガの時間遅
れ）を有するこの相関器によってとられる（「オンタイム(On-Time) 」相関）。
このことは、所望の時間遅れを有する信号が、まず初めにチップ周期でサンプリ
ングされることによって実行される。次いで、これらのサンプリング値が、複素
共役の拡散コード（ＰＮコード）と乗算される。そして、狭帯域のデータ符号に
相当する複数の値による平均値が生成される。これらの平均値は、それぞれのＲ
ＡＫＥフィンガのデータ符号に対する評価値である。各ＲＡＫＥフィンガの拡散
コード発生器は、その入力信号に対して異なる時間遅れを有する。次いで、これ
らのＲＡＫＥフィンガに関係なく供給された１つのデータ符号のこれらの評価値
が、「コンバイナ」中で合成される。この場合、最大定格コンバイニング（ＭＲ
Ｃ）が利用される。各ＲＡＫＥフィンガは、直前で説明したデータ符号に対する
評価値を生成するための相関値のほかに時間誤差評価値を出力する。この時間誤
差評価値は、入力信号に対するＲＡＫＥフィンガの局所ＰＮ発生器の実際の時間
のずれと最適な時間のずれとの差に対する評価値である。時間誤差に対してこの
評価値を生成するため、オンタイム相関に所定の相対的な時間遅れΔだけ進んだ
コード（進み評価部）との相関がとられ、そして、Δだけ遅れたコード（遅れ評
価部）とのもう１つの相関がとられる。この場合、一般に、２Δがチップ周期に
一致する。しかし、その他の値も可能である。

【００９１】その後、遅れ評価値と進み評価値との差が生成される。この結果は、Δだけ遅
れたコードとΔだけ進んだコードとの差から成る差分コードとの個々の相関によ
っても生成され得る。次いで、オンタイム相関のこの結果とこの複素共役の評価
値との積の実数部分が生成される。こうして得られた値は、対応するデータ符号
に対する時間誤差評価値であり、時間誤差信号としてＲＡＫＥフィンガから出力
される。１つの隣接したＲＡＫＥフィンガの相対的な時間遅れが、最少時間間隔
よりも長い程度にその他のＲＡＫＥフィンガの時間遅れと区別がつく場合に対し
て、専ら雑音の影響を抑制するために狭帯域フィルタだけで濾波されることによ
って、この信号は、このＲＡＫＥフィンガのＰＮコードの時間遅れを制御するた
めに使用される。

【００９２】このフィルタは、時間理想同期ユニット（時間制御部）中にあってもよい。こ
のフィルタは、その制御系の安定性が保証されるように決める必要がある。この
ように説明した１つのＲＡＫＥフィンガに対する配置は図３中に示されている。

【００９３】この図３中の配置の代わりに、図８中に示されているように時間連続的な拡散
コードとの相関をとることも可能である。この時間連続的なコードは、パルス形
成フィルタで濾波して、チップ系列をパルス形成することによって生成される。
図３と同様に、ここではこれらの信号が時間連続的に乗算され、それに応じてそ
の符号期間が積分される。その積分値は、その符号期間後に読取られる。

【００９４】理想同期ユニットには、個々のＲＡＫＥフィンガの時間遅れに影響を及ぼすと
いう可能性がある。しかも、全てのＲＡＫＥフィンガの相対的な時間遅れが既知
である。

【００９５】複数のマルチパス経路の間隔がチップ期間の範囲内で変動するか又はこの範囲
よりも小さいときは、同一の時間のずれを有する複数のＲＡＫＥフィンガの１つ
のグループが、これらのマルチパス経路に割当てられる。この場合、これらのＲ
ＡＫＥフィンガの間隔は、ＲＡＫＥ受信器中の最少許容間隔である。次いで、こ
れらのＲＡＫＥフィンガの時間的なずれを保持しつつ擬似雑音系列の最適な時間
調整を見つけ出すため、理想同期が、このグループに対して共通に実行される。

【００９６】まず初めに、最少許容間隔がチップ期間Ｔ_cであることから出発する。値ｒ_i が、このチップ期間Ｔ_cに対して非相関である。これによって、最大定格コンバ
イニングが、マルチパスの合成に対して可能である。各々の状況にあっては、複
数のＲＡＫＥフィンガ間の間隔がその最少許容間隔を決して下回らないことを、
「タイミングコントローラ」内の１つの制御ユニットが理想同期中に保証する。
２つのＲＡＫＥフィンガ間の初期の大きな間隔がその理想同期の間に減少すると
、これらのＲＡＫＥフィンガが統合されて、その後その理想同期がそのグループ
に対して共通に実行される。この場合、Ｌ個のＲＡＫＥフィンガから成る１つの
グループに対する全ての時間誤差信号が、１つのグループに存在する全てのＲＡ
ＫＥフィンガからの個々の時間誤差信号の和から得られる。次いで、この全ての
誤差信号は、１つの共通の狭帯域フィルタによって濾波され、そしてこのグルー
プ内に存在する全てのＰＮ発生器の時間のずれに影響を及ぼすことによってこの
グループの相対的な時間のずれを制御するために使用される。

【００９７】１つのグループ内で関与する全てのＲＡＫＥフィンガに対する拡散コードを１
つの共通のＰＮ発生器から取り出すことも可能である。Ｌ個のＲＡＫＥフィンガ
から成る１つのグループに対するこの場合の配置は、既に図６中に示されている
。

【００９８】第２の実施の形態では、図９中に示された１／４位相シフトキーイング（ＱＰ
ＳＫ）用の２重アンテナ・ダイバーシチを有するパイロットシーケンスに基づく
コヒーレントなＲＡＫＥ受信器が使用される。このＲＡＫＥ受信器は、特にコヒ
ーレントな拡散スペクトル方法に対応されている。この方法では、複数の周期的
なパイロット符号が、データの流れに挿入される。

【００９９】まず初めに、ＩＤ復調器によってベースバンド内に存在する２重アンテナの信
号が、１つのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）によってサンプリングされて
量子化される。この場合、１つのＡＤＣが信号のインフェーズ要素を、そして１
つのＡＤＣがその信号の量子化要素をそれぞれ受取る。そのサンプリング速度は
、チップ速度の８倍である。各ＲＡＫＥフィンガはそれぞれ、１つの入力信号に
よってこれらの両アンテナの一方のアンテナに割当てられ得る。その後、その選
択された入力信号が、１つの中間記憶器中に書込まれる。この場合、遅れが、整
数のサンプリング値で任意に調整可能である。

【０１００】その後、４つ分のサンプリング値の付加的な遅れが、オンタイム信号の値に付
加される。この場合、この遅れは、８個の過サンプリング値によって１つのチッ
プ期間の半分に完全に一致する。このチップ周期でサンプリングされた信号は、
複素共役の拡散コードと積算され、１つのデータ符号に属するチップが加算され
る。この和の結果が、各データ符号に対して読取られ、そして加算器がリセット
される。

【０１０１】１つのでマルチプレクサが、情報符号からパイロット符号を分離する。これら
の受信されたパイロット符号は、複素共役の局所的に生成されたパイロット符号
と乗算され、そして各ブロックに対する積による和が、複数のパイロット符号か
ら生成される。

【０１０２】これらの和の結果は、パイロット符号の相関のオンタイム評価値である。次い
で、これらの和の結果は、ＦＩＲフィルタによって平均化される。このＦＩＲフ
ィルタの出力信号は、ＲＡＫＥフィンガのチャネル振幅と位相に対する平均化さ
れた評価値を表す。

【０１０３】これらの評価値は、必要な値の数に応じて乗算される。それに応じて遅れた情
報符号の積が、これらの評価値の複素共役の積と乗算され、マルチパスを合成す
るコンバイナに入力される。このコンバイナでは、全てのインフェーズ評価値が
加算され、かつ、全ての直交評価値が加算される。

【０１０４】これらのインフェーズ値と直交値のもう１つのでマルチプレクサが、デコード
論理部に入力されるソフトビットを出力する。

【０１０５】時間的な理想同期は、専らパイロット符号を利用する。そのため、これらのパ
イロット符号に属される複数のサンプリング値が、最初の遅れの直後に取出され
てチップ周期でサンプリングされる。これらの値は、相前後する２つのコード符
号の複素共役の差と乗算され、これらの積による和が、各パイロット符号に対し
て生成される。次いで、これらの結果は、さらに複素共役の局所的に生成された
パイロット符号と乗算され、そして各パイロット符号ブロックに対する積による
和が生成される。

【０１０６】これらの値は、複数のパイロットシンボルから成るブロックのオンタイム評価
値の複素共役の値と乗算される。この積の実数部分は、この対応するパイロット
ブロックに対する時間誤差評価値である。この時間誤差評価値は、ループフィル
タによって濾波され、このループフィルタの出力が、理想同期する制御ユニット
にさらに入力される。

【０１０７】図１０中に示されたようなループフィルタは、１本の積分経路と１本の経路と
から構成される。この経路は、誤差信号を比例係数で重み付けする。もう１つ別
の比例係数で重み付けされ積分された誤差信号が、この直接的な経路に加算され
、そして誤差信号を生成する。この誤差信号は、理想同期する制御ユニットにさ
らに入力される。このループフィルタは、積分器に付加的に接続されるさらにも
う１つ別の入力部を有する。フィンガの時間遅れが整数のサンプリング値でしか
調整することができないことによって生じる誤差が、この信号によって相殺され
得る。

【０１０８】理想同期する制御ユニットは、ＲＡＫＥフィンガの時間遅れの初期状態によっ
て情報提供されている。時間のずれの実際の状態は、レジスターセット，ＲＡＫ
Ｅフィンガデータバンク中で保持される。１本のアンテナに属する複数のＲＡＫ
Ｅフィンガ間の間隔が８個分のサンプリング値に相当する最小許容間隔よりも大
きいときは、これらの対応するＲＡＫＥフィンガが分割されたものとみなされる
。この状況では、複数の誤差信号が、スカラー化されて丸められる。これによっ
て、校正信号が計算される。

【０１０９】得ようとした時間のずれの校正によって、許されない状態になったことが判明
すると、すなわち２つのＲＡＫＥフィンガの最小間隔を下回ったことが判明する
と、同一のアンテナの時間的に隣合ったＲＡＫＥフィンガの間隔が最小の８個の
サンプリング値に到達するように、それらの相関信号が合わせられる。

【０１１０】それとは反対に同一のアンテナの時間的に隣合った２つのＲＡＫＥフィンガが
８個のサンプリング値に既に到達しているときは、これらのＲＡＫＥフィンガに
対するずれの時間的な校正が実行される。すなわち、これらの対応するフィンガ
が１つのグループと見なされる。まず初めに、これらのフィンガが個々に監視さ
れるときに生じる状態が、各グループに対して算出される。若干のＲＡＫＥフィ
ンガの間隔が、その後最小間隔よりも大きいときは、これらのＲＡＫＥフィンガ
がこのグループから除去され、そして校正信号が算出される。その残りのＲＡＫ
Ｅフィンガ又は全てのグループに対して、グループ誤差信号が、このグループ内
に存在するこれらのＲＡＫＥフィンガの全ての信号を平均化することによって算
出される。これらのＲＡＫＥフィンガに対する校正信号が、これらの全ての誤差
信号のスカラー化及びその次のサンプリング値に対する丸めから得られる。この
場合、これらの校正値は全て等しい。その結果、１つのグループの全てのＲＡＫ
Ｅフィンガが、等しい校正のずれを受取る。

【０１１１】１つのＲＡＫＥフィンガの校正値が零に等しくないときは、ループフィルタを
変化させた状況に合わせるため、この校正値は、もう１つ別のスカラー係数と共
にループフィルタ校正信号としてループフィルタで処理される。このことは必要
不可欠である。何故なら、このＲＡＫＥフィンガのデジタル式の実行における時
間的な制御が、離散的なステップ、すなわち２つのサンプリング値間の時間スパ
ンでしか可能でないからである。

【０１１２】１つのグループ内で合成された２つの隣合ったＲＡＫＥフィンガの誤差信号の
合計がその和において連続して増加する一方で、誤差信号全体にあっては相互に
相殺しあう。この場合には、対応する校正値を加算したループフィルタ校正信号
によって、均一化が、全ての誤差信号を変化させることなしにこのループフィル
タの複数の積分器で実行される。

【図面の簡単な説明】

【図１ａ】従来の技術おける分析可能なマルチパスの分布を伴うインパル
ス応答の一例を示す。

【図１ｂ】従来の技術おける分析不可能なマルチパスの分布を伴うインパ
ルス応答の一例を示す。

【図１ｃ】別の位相による図１ｂのようなインパルス応答の一例を示す。

【図２】この従来の技術における例で利用した相対的な経路の遅れチャネ
ル係数の概要を表で示す。

【図３】従来の技術における進み−遅れ理想同期方法を示す。

【図４】従来の技術における22％ロールオフした余弦インパルスの導関数
と近似値を示す。

【図５】従来の技術における22％ロールオフした余弦インパルスのインパ
ルス応答の振幅を示す。

【図６】ＲＡＫＥ受信器の基本実行部のブロック図である。

【図７】ＲＡＫＥ受信器のベースバンド実行部の原理ブロック図である。

【図８】時間的に連続した拡散コードとの相関による進み−遅れ理想同期
方法を示す。

【図９】１／４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）用の２重アンテナ・ダ
イバーシチを有するパイロットシーケンスに基づくコヒーレントなＲＡＫＥ受信
器を示す。

【図１０】ループフィルタを示す。

【手続補正書】

【提出日】平成１３年８月２日（２００１．８．２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００６

【補正方法】変更

【補正の内容】

【０００６】この送信信号は、受信器に受信され、次いで受信信号として再び処理される。
この送信信号をコード化するために使用されるような同様に広帯域な疑似乱数の
拡散系列、すなわち送信信号の拡散コードが、この送信信号によって特定された
時点後に受信器中で生成される。このことは、その疑似乱数の特徴に基づいて可
能である。これによって、同一の疑似乱数の系列が、同一の技術的手段と条件に
よって生成され得る。送信器及び受信器は相互に、その疑似乱数の系列を生成す
る手段及び条件を知っているだけでよい。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２２

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００２２】マルチパス信号の分析が不可能なときのＲＡＫＥフィンガ全体の時間のずれの
変動 (Varianz)は、本発明の理想同期方法のためにこの場合の個々のＲＡＫＥフ
ィンガのときよりも小さい。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３３

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００３３】近接する複数のマルチパス経路は、受信ユニットによって常に判別され得ると
は限られず、まず初めにＲＡＫＥフィンガが１つだけこれらの経路の検出に使用
される。突発的なフェージングによって引き起こされるチャネルの変動に起因し
て、この場合、時間誤差信号つまりこのＲＡＫＥフィンガの時間の遅れの大きく
なった変動を計算する必要がある。近接したマルチパスの広がりをこの変動の観
測（測定）によって識別することが可能である。そのため、もう１つのＲＡＫＥ
フィンガが、第１フィンガに割当てられる。このもう１つのＲＡＫＥフィンガは
、この第１ＲＡＫＥフィンガに対して最少期間だけ相違する。これによって、両
ＲＡＫＥフィンガが１つのグループを構成する。そして、所望の結果が得られる
。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７２

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００７２】自動相関関数Ｒ_c( τ) の大きさが、図５中に示されている。｜τ｜＞ 0.85
Ｔ_cに対しては、Ｒ_c( τ) の大きさが -14 dB よりも小さい。すなわち、全体
が｜τ_i- τ_j｜>= 0.85 Ｔ_cI<>j 1<=i,j<p であるときに、この遅れによる雑
音が、対応する送信フィルタと受信フィルタの対に対して実際に非相関であると
みなされ得る。｜τ_i- τ_j｜＝ｎＴ_C，ｎは整数、に対しては、雑音は非相関
である。何故なら、Ｒ_c(nＴ_c)= 0であるからである。チャネルのインパルス応
答が、図１ｂ中に示されている。このインパルス応答では、それらのマルチパス
経路を分析することができない。この場合、それらの係数は、図１ａのものと同
じである。それとは逆に、それらの相対的な時間遅れは、係数３だけ短縮される
。まず初めに多数のＲＡＫＥフィンガがこのチャネル分布に割当てられ、時間的
な理想同期が各ＲＡＫＥフィンガに対して無関係に実施されるときは、各ＲＡＫ
Ｅフィンガは、互いに関係なく 0.35 Ｔ_cのときに相関最大値を得る。明らかに
、これらのＲＡＫＥフィンガの出力がこれらの短い相対的な遅れに対して関係な
いとみなすことはもはやできない。これらのＲＡＫＥフィンガの非相関化(Dekor
relation) が、相関マトリックスの逆関数との乗算によってたしかに可能ではあ
るものの、無視できない計算経費がかかる。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００９９

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００９９】まず初めに、ＩＱ復調器によってベースバンド内に存在する２重アンテナの信
号が、１つのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）によってサンプリングされて
量子化される。この場合、１つのＡＤＣが信号のインフェーズ要素を、そして１
つのＡＤＣがその信号の直交分をそれぞれ受取る。そのサンプリング速度は、チ
ップ速度の８倍である。各ＲＡＫＥフィンガはそれぞれ、１つの入力信号によっ
てこれらの両アンテナの一方のアンテナに割当てられ得る。その後、その選択さ
れた入力信号が、１つの中間記憶器中に書込まれる。この場合、遅れが、整数の
サンプリング値で任意に調整可能である。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１０１

【補正方法】変更

【補正の内容】

【０１０１】１つのデマルチプレクサが、情報符号からパイロット符号を分離する。これら
の受信されたパイロット符号は、複素共役の局所的に生成されたパイロット符号
と乗算され、そして各ブロックに対する積による和が、複数のパイロット符号か
ら生成される。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１０７

【補正方法】変更

【補正の内容】

【０１０７】ループフィルタが、１本の積分経路と１本の経路とから構成される。この経路
は、誤差信号を比例係数で重み付けする。もう１つ別の比例係数で重み付けされ
積分された誤差信号が、この直接的な経路に加算され、そして誤差信号を生成す
る。この誤差信号は、理想同期する制御ユニットにさらに入力される。このルー
プフィルタは、積分器に付加的に接続されるさらにもう１つ別の入力部を有する
。フィンガの時間遅れが整数のサンプリング値でしか調整することができないこ
とによって生じる誤差が、この信号によって相殺され得る。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図１０

【補正方法】削除

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号が、拡散コード（ｃ（ｔ））でコード化された送信
信号から受信されて濾波され、その後第１方法過程中に第１ＲＡＫＥフィンガ中
で、この濾波された受信信号は、オンタイム相関でこの送信信号のこの拡散コード
（ｃ（ｔ））に対して或る基準時間遅れだけ遅れている複素共役の拡散コード（
ｃ^*（ｔ））と乗算され、その結果が、第１加算器中で加算され、この最初の和の結果が、情報信号として出力され、そしてこの加算器がリセッ
トされ、この濾波された受信信号は、遅れ相関でこの送信信号のこの拡散コード（ｃ（
ｔ））に対して第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを延長させる正の付
加的な時間遅れだけ遅れている送信信号のこの複素共役の拡散コード（ｃ^*（ｔ
））と乗算され、第２加算器中で加算されこの濾波された受信信号は、進み相関でこの拡散コード（ｃ（ｔ））に対して
第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを短縮させる負の付加的な時間遅れ
だけ遅れている複素共役の拡散コード（ｃ^*（ｔ））と乗算され、次いで第３加
算器中で加算され、次いで、差の結果が、この進んだ相関と遅れた相関との結果から成る差として
算出され、そして、この第２，３加算器がリセットされるか、又は、この濾波された受信信号は、この送信信号のこの拡散コードに対して第１基準
時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを延長させる正の付加的な遅れだけ遅れてい
るこの複素共役の拡散コード（ｃ^*（ｔ））から成るこの差と乗算され、かつこ
の送信信号のこの拡散コードに対して第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅
れを短縮させる負の付加的な遅れだけ遅れているこの複素共役の拡散コード（ｃ
（ｔ））と乗算され、そして第４加算器中で加算され、これによって、その差の
結果が生成されて、この第４加算器はこの差の結果のさらなる処理によってリセ
ットされ、次いで、その積の実数部分が、誤差信号としてその一方の又はその他方の経路
上で算出された差の結果及び情報信号から算出され、その結果、その基準遅れの
大きさが制御され、この第１方法過程に平行して、同様な方法ステップが、第１基準時間遅れに比
べて差を有する第２基準時間遅れによって第２方法過程中に第２ＲＡＫＥフィン
ガ中で実行され、そして、この平行に実行された方法過程の情報信号が合成され
る、拡散スペクトル信号を受信する方法において、第１基準時間遅れと第２基準時間遅れとの差の値が、本発明の方法の開始時に
最少の差よりも大きいこと、及び、この第１基準時間遅れとこの第２基準時間遅
れとの差が、この方法の進行中にその最少の差に達した場合、第１方法過程の誤
差信号と第２方法過程の誤差信号とが加算されることを特徴とする方法。
【請求項２】受信信号が、拡散コード（ｃ（ｔ））でコード化された送
信信号から受信され、その後第１方法過程中に第１ＲＡＫＥフィンガ中で、この濾波された受信信号は、オンタイム相関でこの送信信号のこの拡散コード
（ｃ（ｔ））に対して或る基準時間遅れだけ遅れている濾波された複素共役の拡
散コード（ｃ^*（ｔ））と乗算され、その結果が、第１積分器中で積分され、この最初の和の積分の結果が、情報信号として出力され、そしてこの積分器が
リセットされ、この濾波された受信信号は、遅れ相関でこの送信信号のこの拡散コード（ｃ（
ｔ））に対して第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを延長させる正の付
加的な時間遅れだけ遅れている送信信号の濾波された複素共役の拡散コード（ｃ ^* （ｔ））と乗算され、第２加算器中で加算されこの濾波された受信信号は、進み相関でこの拡散コード（ｃ（ｔ））に対して
第１基準時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを短縮させる負の付加的な時間遅れ
だけ遅れている複素共役の拡散コード（ｃ^*（ｔ））と乗算され、次いで第３加
算器中で加算され、次いで、差の結果が、この進んだ相関と遅れた相関との結果から成る差として
算出され、そして、この第２，３積分器がリセットされるか、又は、この濾波された受信信号は、この送信信号のこの拡散コードに対して第１基準
時間遅れ及びこの第１基準時間遅れを延長させる正の付加的な遅れだけ遅れてい
るこの濾波された複素共役の拡散コード（ｃ^*（ｔ））から成るこの差と乗算さ
れ、かつこの送信信号のこの拡散コードに対して第１基準時間遅れ及びこの第１
基準時間遅れを短縮させる負の付加的な遅れだけ遅れているこの濾波された複素
共役の拡散コード（ｃ^*（ｔ））と乗算され、そして第４積分器中で積分され、
これによって、その差の結果が生成されている。この第４積分器はこの差の結果
のさらなる処理によってリセットされ、次いで、その積の実数部分が、誤差信号としてその一方の又はその他方の経路
上で算出された差の結果及び情報信号から算出され、その結果、その基準遅れの
大きさが制御され、この第１方法過程に平行して、同様な方法ステップが、第１基準時間遅れに比
べて差を有する第２基準時間遅れによって第２方法過程中に第２ＲＡＫＥフィン
ガ中で実行され、そして、この平行に実行された方法過程の情報信号が合成され
る、拡散スペクトル信号を受信する方法において、第１基準時間遅れと第２基準時間遅れとの差の値が、本発明の方法の開始時に
最少の差よりも大きいこと、及び、この第１基準時間遅れとこの第２基準時間遅
れとの差が、この方法の進行中にその最少の差に達した場合、第１方法過程の誤
差信号と第２方法過程の誤差信号とが加算されることを特徴とする方法。
【請求項３】最少の差は、１つのチップ期間に一致することを特徴とする
請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】第１基準時間遅れと第２基準時間遅れとの初期の大きな差が
、この方法の進行の間に最少の差に向かって減少する際に、第１ＲＡＫＥフィン
ガと第２ＲＡＫＥフィンガが統合され、その後、これらの方法ステップは、その
グループに対して共通に実行されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１
項に記載の方法。
【請求項５】第１時間遅れと第２時間遅れとの差が、これらの方法ステッ
プの完了時に最少の差よりも大きい値にあるときに、１つのＲＡＫＥフィンガが
そのグループから除去されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】１つのグループが、第１基準時間遅れと第２基準時間遅れと
の差に依存しないでこの方法の完了の初めから初期化されることを特徴とする請
求項４又は５に記載の方法。
【請求項７】第２ＲＡＫＥフィンガが第１ＲＡＫＥフィンガに接続され、
この第２ＲＡＫＥフィンガの基準遅れは、この第１ＲＡＫＥフィンガに対して最
少期間だけ相違し、これによって、この第１ＲＡＫＥフィンガとこの第２ＲＡＫ
Ｅフィンガが１つのグループを構成するか、又は、最少期間を有する第３ＲＡＫ
Ｅフィンガが複数のＲＡＫＥフィンガから成る１つのグループに接続され、これ
によって、これらのＲＡＫＥフィンガの数量が、１つのグループ内で増えること
を特徴とする請求項４又は５に記載の方法。